25 Aparatos de Medida con Circuitos Integrados

25 aparatos de medida con circuitos integrados

F. Huré

PARANINFO

S.A.

25 aparatos de medida con circuitos integrados

FERNAND HURÉ

25 aparatos de medida con circuitos integrados

1982

PARANINFO

SA

MADRID

Traducido pon MANUEL SAGARDIA VALCARCE © Editions Techniques et Scientifiques Francaises. © de la edición española, PARANINFO, S.A., Madrid (España) © de la traducción española, PARANINFO, S.A., Madrid (España) Título original APPAREILS DE MESURE A CIRCUITS INTEGRES 25 réalisations Reservados los derechos de edición, reproducción o adaptación para todos los países de lengua española. IMPRESO EN ESPAÑA PRINTED IN SPAIN ISBN: 84-283-1219-2 Depósito legal: M. 19.267-1982

PARANINFO

S.A.

Magallanes, 25 - Madrid-15

GREFOL, S. A., Pol. II - La Fuensanta - Móstoles (Madrid)

(3-3091)

ÍNDICE DE MATERIAS

Capítulo I

APARATOS ANALÓGICOS 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17.

El controlador universal CdA 102 Capacímetro de lectura directa 1 pF — 1 μF en cinco gamas. . Capacímetro lineal de lectura directa 100 pF - lOμ F Voltímetro electrónico CC/CA de circuito integrado μA741 Volt-ohmímetro electrónico Voltímetro electrónico de ancha banda para tensiones alternas Moderno puente de Wheatstone para la medida de resistencias Ohmímetro para resistencias de pequeño valor Generador de señales rectangulares Generador de impulsos Generador sinusoidal 1.000 Hz Generador de señales sinusoidales, rectangulares, triangulares Generador de señales rectangulares, sinusoidales, triangulares de 10 Hz a 100 kHz Generador patrón de frecuencia Detector de señales portátil UK 406 ¿Cómo transformar su controlador universal en frecuencímetro analógico? Mini-mira UK 993

11 16 21 28 32 39 45 50 53 57 62 66 72 85 89 94 100

Capítulo II

APARATOS DIGITALES 18. Voltímetro digital para tensiones continuas 1 mV a 1.000 V . 109 19. Exploración para voltímetros digitales 115 5

ÍNDICE DE MATERIAS

20. Milivoltímetro con visualización por cristales líquidos KS 210 21. Milivoltímetro digital de tres cifras 1/2 22. Polímetro digital KS 205 23. Frecuencímetro 50 MHz — 8 indicadores 24. Pre-escalímetro de 1 GHz 25. Capacímetro digital 3 cifras 100 pF - 10.000 μF

6

125 131 136 149 157 161

PROLOGO

Todo el mundo sabe la importancia que han tomado las medidas, en electricidad y en electrónica. Para el electrónico moderno, el problema no se plantea ya: no puede efectuar con seriedad la puesta a punto de cualquier aparato electrónico, sin instrumentos de medida muy preci­ sos. La técnica actual no permite contentarse con una regulación "de oido", aproximada, por tanteos. Ha surgido la necesidad, sin cesar creciente, de aparatos de control y de medida, y una evolución constante de éstos, para satisfacer las exi­ gencias, cada vez mayores, del laboratorio y del taller de reparaciones. La ambición de los aficionados y de los técnicos, de realizar por sí mismos aparatos de medida de una cierta clase, ha constituido, durante largo tiempo, un problema delicado, ya que los diferentes montajes pro­ puestos no han llegado nunca a ser tan compactos, precisos y funciona­ les, como los aparatos comerciales. Estos últimos son, sin embargo, muy costosos y sus rendimientos son a menudo desproporcionados respecto a las necesidades particulares de cada uno. Por otra parte, el controlador universal, que fue durante mucho tiempo el aparato ideal, no responde ya a las exigencias actuales. La utilización de los circuitos integrados ha modificado considera­ blemente la concepción de los aparatos de medida, haciendo los circui­ tos más sencillos, más fiables y más precisos, y abriendo al mismo tiem­ po nuevas perspectivas. La aparición en el mercado de los circuitos integrados de amplia es­ cala de integración (LSI), que desarrollan todas las funciones esenciales, permite al aficionado realizar fácilmente instrumentos de precisión. Es­ tos tipos de aparatos han llegado a ser preciosos, pues la creciente difu­ sión de los componentes FET y MOS, tanto en transistores como en cir­ cuitos integrados, conduce a nuevas necesidades. 7

PROLOGO

Esta obra presenta una amplia gama de aparatos, de construcción fá­ cil, cuyo funcionamiento responde a diferentes exigencias. Se extiende desde los montajes más sencillos a otros más sofisticados, de indicación digital. Para facilitar su ejecución, hemos reproducido, en la mayor par­ te de los casos, la serigrafía del circuito impreso que sirve de soporte a los componentes, a escala 1. Algunos de los aparatos descritos se ofre­ cen en el comercio en forma de kit, lo que libera al realizador de la con­ fección, a menudo fastidiosa, del circuito impreso, —tarea para la cual no está siempre equipado— y de una búsqueda laboriosa de los diferen­ tes componentes. Esperamos que esta nueva serie de aparatos responda a las necesida­ des de nuestros lectores y les aporte las satisfacciones que de ellos espe­ ran.

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Capítulo I

Aparatos Analógicos

EL CONTROLADOR UNIVERSAL

El controlador universal ha sido, durante largo tiempo, el más ex­ tendido de los instrumentos de medida, pues, por una parte, permite efectuar medidas fundamentales de tensión, de intensidad y de resisten­ cia y, por otra, es el aparato de medida menos costoso. Por consiguiente, es el primer instrumento del aficionado que se ini­ cia, y es también el aparato que va en todas las maletas de reparadores de averías, y en todos los cuadros de laboratorio. Los controladores de gran clase tienden a desaparecer, en provecho de los polímetros numéricos, pero, por razones de comodidad y de pre­ cio de costo, el aparato barato de aguja está todavía muy extendido. Por ello, proponemos la realización de un aparato de éste tipo, que constituye una excelente iniciación a los problemas que plantean las medidas de los diferentes valores eléctricos, aunque no responda exacta­ mente al título de la obra, puesto que no lleva un circuito integrado. Pe­ ro, en realidad, no podemos pasar en silencio tal aparato.

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1 EL CONTROLADOR UNIVERSAL CdA 102

"El controlador Azul" Cda 102 es capaz, por sus características, de satisfacer a los aficionados y profesionales de la electricidad y de la elec­ trónica. Se caracteriza por: - su gran número de gamas de medida. - el excelente recorte de sus calibres y su ohmímetro de 4 gamas, con extensión posible a 20 MΩ. El aparato se presenta con la forma de una caja robusta y aislante, moldeada en resina ABS. Una ventana irrompible exhibe ampliamente el cuadrante. Las indicaciones son perfectamente legibles, gracias a la longitud (90 mm) de las graduaciones de las dos escalas principales. El conexionado con las puntas, entre las que se efectúan las medidas, se obtiene con cordones especiales provistos de enchufes de espesores desiguales que vienen a conectarse con lengüetas de resorte que garantizan una buena unión eléctrica, mientras un dispositivo pulsador las bloquea mecánicamente. La protección está asegurada por un limitador estático de diodos y por un fusible fácilmente reemplazable. Características

El equipo móvil, que constituye la parte más delicada del instrumento, está suspendido por cintas tensas, de aleación de platino, con alta resistencia mecánica. La aguja, de vidrio teñido en la masa, es indeformable. El circuito magnético no tiene fuga, a fin de no influenciar los circuitos sobre los que se efectúan las medidas. El conmutador y los circuitos internos están realizados sobre un circuito impreso único, de alta fiabilidad. Los contactos del conmutador son de oro-cobalto sobre capa de níquel. El cursor de alta conductibilidad está chapado en plata. Calibres

Tensiones continuas: Tensión: 50 mV (50 μA) — 160 — 500 mV. 1,6 - 5 - 16 - 50 - 160 - 500 - 1 600 V, resistencia interna de en11

APARATOS ANALÓGICOS

trada 20 kΩ/V, intensidad: 50 - 500 μA - 5 - 50 - 500 mA - 5 A.

Tensiones alternas: Tensión: 1,6 - 5 - 1 6 - 5 0 - 160 — 500 — 1 600 V escala 5 V duplicada de graduación — 4 + 16 dB (nivel 0 = 1 mV — 600 Ω), resistencia interna de entrada: 20 kΩ/V. Intensidad: 16 - 160 mA - 1,6 A - 5 A (1). POS FUNCIÓN

CONTACTORES S 1 ab

1 15

DC 20 000 Ω/V

16 17 24

O AC 20 000 Ω/V

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

Ω x1 Ω x 10 Ω x 100 Ω x 1 000 500 mA DC 50 mA DC 5 mA DC 500 μA DC 50 μA DC 0,1V DC 0,5 V DC 1,6 V D C 5 VDC 16 V D C 50 V D C 160 V D C 1600 V D C 500 V DC 0 (STOP) 500 VÁC(1600 VÁC) 160 V Á C 50 V AC 16 V Á C 5 VÁC 16mA ÁC 160 mA ÁC 1,6 A ÁC

f

Mecánicamente i i

asociados i i

»

S2 a... c

16 17 18 19 20 21 22 23 24

(1) Este calibre está voluntariamente limitado a 5 A. Se lee directamente sobre la escala gradua­ da 16.

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EL CONTROLADOR UNIVERSAL CdA 102

Ohmímetro:

4 gamas de medida 1 Ω a 2000 10 Ω a 20 100 Ω a 200 1 000 Ω a 2

Ω kΩ kΩ MΩ

Un calibre suplementario 20 M Ω, puede obtenerse añadiendo una pila de 15 V (tipo Admir Wonder) y una resistencia de adaptación. Se ha previsto un emplazamiento para esta pila en el interior de la caja detrás de la ventanilla deslizante. E l esquema

El esquema del aparato viene representado en la figura 1. Como se ve, el equipo móvil está protegido contra los valores excesivos de corriente, por un shunt constituido por dos diodos D y D , TF 1 199, montados en sentido inverso. El potenciómetro ajustable Px de 1 000 Ω está montado en serie con el galvanómetro, para obtener la puesta a ce­ ro. Este conjunto está derivado por una resistencia R de 5 100 Ω y las extremidades están conectadas al contacto común de las dos pastillas, I e I , del conmutador de 3 secciones y 3 posiciones, que asegura la se­ lección de los diferentes circuitos de medida para las corrientes conti­ nuas, las corrientes alternas o las resistencias. 1

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Sobre el esquema, este conmutador está en la posición corrientes al­ ternas. Estas son rectificadas por el puente constituido por los cuatro diodos SFD 021 antes de ser aplicadas al galvanómetro calibrado 40 μ A a plena escala. La salida del puente está conectada al conjunto integrador, constituido por un condensador C de 15 μF y, en paralelo, una resisten­ cia ajustable P de 47 kΩ. La entrada del rectificador está conectada por un lado al borne — común a todas las gamas, y por la otra, al con­ tacto "alterna" de la tercera pastilla del conmutador, I , a través de una resistencia R de 24 300 Ω. El contacto común de esta sección pone en servicio la cadena de resistencias que determina las diferentes gamas de medida de las tensiones alternas y continuas: 1,6 V - 5 V - 16 V 50 V - 160 V - 500 V. En la posición = , el conmutador aisla al rectificador y conecta el galvanómetro, por una parte al borne - , y por la otra al punto de unión de las resistencias p, g, f y R . Las resistencias g, h, i, fijan los calibres 0,16 V y 0,5 V en continua. Las medidas de intensidades continuas 50 μA - 9,5 mA - 50 mA - 0,5 A y 5 A se obtienen por la puesta en servicio de la resistencia p y de los shunts f, e, d, c, b , a. Estos últimos 2

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2

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A P A R A T O S ANALÓGICOS

procuran igualmente las sensibilidades alternas 16 mA, 160 mA, 1,6 A, 5 A. Todas estas diferentes gamas son seleccionadas por un conmutador de 18 posiciones, fácilmente detectable a la derecha del aparato. Un interruptor permite poner en circuito la resistencia ajustable P , que sirve para el calibrado en alterna. 3

Fig. 1

Sobre la posición ohmímetro, una pila de 1,5 V y la resistencia R de 20 Ω están puestas en serie con la sección miliamperímetro en las posiciones x 1, x 10, x 100, x 1 000 que utilizan respectivamente las sensibilidades 50 mA, 5 mA, 0,5 mA, 0,05 mA. Para el calibre 20 M Ω, se utiliza, en lugar de las precedentes, una pila de 15 V y una resistencia en serie de 270 kΩ. Todas las resistencias son del tipo 1/2 W salvo las resistencias c y o que tienen una potencia de 2 W y n, una potencia de 1 W. 7

Realización

El montaje se efectúa sobre un circuito impreso, según las indica­ ciones de la figura 2 que muestra la disposición de los elementos sobre la cara aislada. 14

EL CONTROLADOR UNIVERSAL CdA 102

Negro Pila 15 V Rojo

Fig.2

Las diferentes operaciones: equipamiento mecánico del circuito, puesta en su lugar de los componentes eléctricos, montaje de los potenciómetros y contactos de pila, equipamiento de la caja y conexionado del circuito, se efectúan en un orden lógico que es expuesto, punto por punto, en la información que acompaña al conjunto de las piezas necesarias para el montaje, y que expone el método de calibrado.

(Realización CdA)

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2 CAPACÍMETRO DE LECTURA DIRECTA 1 pF - lμF EN CINCO GAMAS

El mercado de excedentes permite siempre aprovisionarse a precios económicos. Es posible encontrar en él condensadores fijos y variables, de características profesionales, a un precio muy interesante. Sin embargo, la lectura de los valores se presenta a veces difícil. Por esta razón, proponemos la realización de este capacímetro que podrá servir igualmente para el control de componentes nuevos cuya tolerancia es, algunas veces, bastante elevada.

Importancia del capacímetro Medir los valores de una resistencia no constituye un problema: es suficiente utilizar un controlador universal. Por el contrario, medir la capacidad de un condensador ofrece a menudo un obstáculo insuperable. Aunque parezca raro, en efecto, a pesar de la importancia fundamental de este componente, no existen instrumentos de precio abordable y de volumen discreto que permitan indicar, por una simple lectura, el valor de una capacidad buscada. En realidad, ciertos controlad ores, por la adición de un cordón que les conecta a la red, permiten esta medida, pero la tolerancia es tan importante que la lectura es, a menudo, puramente indicativa, en particular si se trata de capacidades de pequeño valor. El capacímetro, del que vamos a emprender la descripción, responde a esta necesidad. Permite medir, con una precisión absoluta, el valor de cualquier capacidad comprendida entre 1 pF y 1 μF.

Esquema de principio En general, para un instrumento de medida, es muy importante que a la variación de la magnitud a medir corresponda una variación lineal del instrumento que visualiza este valor. 16

CAPACÍMETRO DE LECTURA DIRECTA 1 pF - 1 μF EN CINCO GAMAS

El principio de funcionamiento de este capacímetro es completamente diferente de todos los que eran generalmente objeto de descripciones. En efecto, no se mide ya la reactancia del condensador sometido a una tensión alterna de frecuencia conocida, sino que se utiliza este componente para suministrar, con ayuda de una báscula monostable, impulsos cuya duración varía en función directamente proporcional a la capacidad desconocida. Esta báscula es mandada, periódicamente, por un oscilador de frecuencia constante. El valor medio de la tensión de salida es directamente proporcional a la duración del impulso y a la cadencia, y mostrada por un microamperímetro de cuadro móvü que da, por inercia, el valor medio aritmético de la tensión de salida pulsada. La figura 3 representa el esquema sinóptico del capacímetro. La frecuencia constante es suministrada por un simple relé de Schmitt, representado por el primer bloque que suministra impulsos muy cortos. El segundo bloque corresponde al multivibrador monostable que suministra impulsos cuya duración es proporcional al valor del condensador Cx, es decir, el condensador a medir (cuanto más elevada es la capacidad, más ancho es el impulso). Impulsos de de salida Oscilador de frecuencia constante

Multivibrador monostable

Fig.3

El instrumento M , de corriente continua, indica el valor medio de la forma de onda pulsada. Esta puede ser tarada para indicar directamente el valor de la capacidad. La señal del relé debe tener una frecuencia suficientemente elevada de manera que prevenga las vibraciones de la aguja. 1

Descripción del circuito El esquema de principio del capacímetro está representado en la figura 4. El generador de impulsos está constituido por un transistor de unión única programable (PUT) Q . La señal procedente de este último es amplificada e invertida por el transistor Q . Esta sección no presenta ninguna particularidad. Los impulsos del relé tomados sobre el colector de Q tienen una frecuencia de aproximadamente 500 Hz. y un nivel de, por lo menos, 12 V, o sea la tensión de alimentación. La duración del impulso de cebado es de aproximadamente 1 μs. 1

2

2

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APARATOS A N A L Ó G I C O S

Fig. 4

El multivibrador está constituido por el circuito integrado IC 1; este circuito llena las funciones del reloj. Se encuentra en el comercio bajo las siglas NE 555, MC 1455, LM 555, SG 555, según el constructor. Las resistencias seleccionadas a través del conmutador S A , que de­ termina la constante de tiempos, deberán presentar una tolerancia bas­ tante estrecha, como máximo 2 % . El trimer RV 1, en serie con el ins­ trumento, sirve para regular la corriente que circula en M ; la manera cómo deberá efectuarse esta regulación, se describirá más adelante. Los potenciómetros P a P sirven para compensar la capacidad parásita de los hilos de conexión, entre los terminales del circuito impreso y los bornes de salida, para permitir la puesta a cero del instrumento. El valor de estos "trimers" debe ser bastante débil a fin de no influenciar de ma­ nera apreciable el tarado. El divisor de tensión constituido por R y de uno de los potenciómetros precedentes absorbe una corriente de aproxi­ madamente 20 mA. Es una de las razones por las que es aconsejable ali­ mentar el capacímetro a partir de una unidad de alimentación de red. t

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Realización práctica

El capacímetro ha sido realizado sobre el circuito impreso cuya seri­ grafía está representada en la figura 5. La disposición de los componen18

CAPACÍMETRO DE LECTURA DIRECTA l p F - l μ F E N CINCO GAMAS

Fig.5

Fig.6

tes está indicada en la figura 6. El circuito estará dispuesto en una caja metálica en cuyo interior se encontrará también el circuito de alimenta­ ción. Sobre el panel frontal se dispondrá el instrumento M , el conmu­ tador de alcance y dos bornes de medida, así como el interruptor de la red, y eventualmente una lámpara testigo, para indicar que el aparato está en tensión. En lo que concierne a los bornes, se aconseja utilizar uno de color rojo y el otro de color negro. Este último estará unido al terminal 6, es decir, a masa. De esta manera, cuando se deba medir un condensador polarizado, no se correrá el riesgo de invertir las polarida­ des. 1

19

APARATOS ANALÓGICOS Tarado y utilización

Después de haber alimentado el capacímetro y colocado el conmu­ tador de alcance S sobre 100 pF, regular el potenciómetro P de ma­ nera que la aguja del instrumento esté en cero. Conectar entonces a los bornes de medida un condensador de 100 pF con tolerancia 5 % o me­ nos, y después regular la resistencia variable de manera que la aguja lle­ gue al fondo de la escala, o sea 100 μA. Se efectúa a continuación la puesta a cero sobre las otras gamas regulando P , P , P y P . Puesto que el condensador a medir recibe una tensión continua, ob­ servar bien la polaridad en el caso de condensadores electroquímicos; el electrodo positivo estará conectado al borne rojo y al terminal de cone­ xión n° 5. Toda tentativa para modificar el circuito de manera que se puedan medir capacidades superiores a 1 μF, debe efectuarse disminuyendo la frecuencia de cebado. Las resistencias del circuito de los alcances no de­ ben ser inferiores a 1 kΩ. El cuadro muestra la gama de condensadores que pueden ser medidos sobre cada alcance. La tensión de medida en corriente continua aplicada al condensador a medir es de, aproximada­ mente, los 2/3 del valor de la tensión de aumentación, y se puede, por consiguiente, medir con este instrumento condensadores que tengan por lo menos una tensión de servicio de 8 V. 1

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Cuadro de los alcances

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Posición del conmutador Si

Gama de las capacidades

1 2 3 4 5

0 a 100 pF 0 a 1 000 pF 0 a 0,01 μF 0 a 0 , l μF 0 a 1 μF

4

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3 CAPACÍMETRO LINEAL DE LECTURA DIRECTA

100 p F

-

10

μF

En este montaje, como en el precedente, el condensador a medir sirve de base de tiempos a un multivibrador monostable, mandado pe­ riódicamente por impulsos de frecuencia constante. El primero suministra una señal cuya frecuencia es proporcional al valor del condensador (cuanto más elevada sea la capacidad, más baja será la frecuencia). Un microamperímetro de corriente continua indica el valor medio de la tensión de salida pulsada, que es directamente proporcional a la duración del impulso y a la cadencia, y consecuentemente a la capacidad a medir. La escala es lineal y puede ser calibrada en valores de capacidad. Este capacímetro puede medir condensadores de 100 pF a 10 μF. Estudio del esquema Como se ve en el esquema de la figura 7, el montaje es bastante sen­ cillo puesto que no lleva más que siete circuitos integrados TTL, cuatro resistencias, dos potenciómetros ajustables, uno o dos condensadores, un diodo, un conmutador de plots de dos secciones y un microamperí­ metro que tenga un alcance de 50 μA a plena escala.

Fig.7

21

A P A R A T O S ANALÓGICOS

El generador de impulsos es un 7413, doble relé de Schmitt que funciona en oscilador 1 MHz. Como se ve, la primera sección de este integrado es utilizada como oscilador propiamente dicho, en tanto que la segunda sirve de separador y efectúa la puesta en forma de las señales. En lugar del 7413, se puede utilizar el modelo menos frecuente 74124.

Fig. 8

Los cinco contadores de décadas que le suceden presentan la particularidad de estar conectados sobre el modo bi-quinario, que difiere del montaje habitual en que el divisor por 5 precede al divisor por 2. En este montaje, la salida es simétrica, es decir, que se mantiene al nivel positivo durante la mitad de la señal. Producen las frecuencias de 1 Mhz, 100 kHz, 10 kHz, 1 kHz, 100 Hz y 10 Hz. Por medio del conmutador de plots Si, una de estas señales es aplicada a la entrada de la báscula 74121. Esta está montada de manera que, a cada frente positivo de entrada, corresponda un impulso de salida, igualmente positivo, cuya duración es proporcional a la capacidad. Esta señal de salida es aplicada al instrumento a través de un divisor apropiado. El condensador a medir está dispuesto entre los terminales 10 y 11, observando que, en lo que concierne a los condensadores electrolíticos, el electrodo positivo debe estar conectado al terminal 10. Varios terminales de los circuitos integrados deben permanecer libres. Todos los 7490 están montados de una manera idéntica. 22

CAPACÍMETRO LINEAL DE LECTURA DIRECTA 100 pF - 10 μF

Valor de los componentes de lafigura7 R = 2 kΩ/1 W, R = 8,2 kΩ, R = 470 Ω , R = 5,6 kΩ, R = 10 kΩ, P = 25 kΩ, P , P (eventualmente P ) 1 kΩ relé de tornillo 20 vueltas. C = 1600 pF mica o styroflex, C = relé capacitivo 10-40 pF, D = diodo de silicio 1 N4148,IC = SN7413, I C - I C 7490, IC = SN74121, S = conmutador de dos vías (canales), seis po­ siciones. M= microamperímetro 50 μA a fondo de escala. 1

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Nota. En el circuito impreso de la figura 8, reunir entre sí todos los puntos marcados K.

Fig.9

El trimer P sirve para la regulación de la desviación máxima a fon­ do de escala, en tanto que P , P (eventualmente P para los más exi­ gentes) sirven para regular la desviación sobre 0 de los dos primeros al­ cances, cuando ningún condensador está conectado. Esta operación es necesaria para compensar las capacidades introducidas por el cableado y la presencia de una ligera tensión positiva en la salida del 74121. 1

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Según el indicador utilizado, puede ser necesario disponer de un condensador en paralelo con la bobina, para eliminar las vibraciones de la aguja en el último alcance. 23

APARATOS ANALÓGICOS

Realización

El circuito se realiza sobre un circuito impreso del que la figura 8 da la serigrafía de las pistas de cobre y, la figura 9, la disposición de los componentes. Se elegirá para R un elemento que tenga una potencia de 1 o inclu­ so 2 W. Esta exageración aparente se justifica si se considera el tiempo de estabilización térmica del aparato que, en estas condiciones, no so­ brepasa un minuto. Se observará, sin embargo, que ciertos 7413 presen­ tan un tiempo de recalentamiento más elevado. Se podría objetar que, disminuyendo el valor de la resistencia y aumentando el del condensador, el oscilador debería ser más estable. Las experiencias en este dominio han demostrado que el circuito inte­ grado se calienta sensiblemente con valores de resistencia próximos a 330 Ω y en estas condiciones, cuando se obtiene la estabilización térmi­ ca, las oscilaciones pendulares de frecuencia alcanzan hasta 500 Hz, en tanto que con una resistencia de 2 kΩ, estas oscilaciones se mantienen en las proximidades de algunas decenas de Hz. 1

El valor de R depende del instrumento utilizado: con los valores indicados, el tarado a fondo de escala se obtiene con el cursor a la mitad de curso. El instrumento es un microamperímetro 0—50 μA. Atención al alcance del instrumento: parecería, a primera vista, que poniendo en su lugar un modelo 0—100 μA, fuese posible obtener 100 pF a fondo de escala y, por consiguiente, en el alcance superior, 10 μF. Los ensayos efectuadas en este sentido han demostrado que con un condensador de 100 pF, la aguja no sobrepasaba la división 80, lo que falsearía los re­ sultados. Las dimensiones de la caja dependerán evidentemente del diámetro del instrumento utilizado. 5

Calibrado

Es necesario disponer de un condensador calibrado de 50 pF o un poco menos, del que se verificará el valor exacto sobre el puente de me­ dida profesional y en el momento del calibrado se hará corresponder la aguja del instrumento con la graduación del valor conocido. Evidente­ mente, el condensador patrón será preferentemente del tipo mica, o styroflex. El calibrado se efectuará en el orden siguiente: — Llevar el conmutador al primer alcance 50 pF. — Regular P de manera que llevemos la aguja a cero. 2

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CAPACÍMETRO LINEAL DE LECTURA DIRECTA 100 pF - 10 μF

— Repetir la operación sobre el segundo alcance por medio de P , y eventualmente sobre el tercero, si se añade P . — Con el conmutador en el primer alcance, colocar, en los bornes previstos a este efecto, el condensador patrón. — Regular P hasta obtener un desplazamiento de la aguja al valor correspondiente. — Verificar que sobre el segundo y el tercer alcance, la lectura corresponda siempre al valor del condensador patrón (sobre una escala más pequeña, evidentemente). Cero y fondo de escala son entonces regulados para todos los alcances. Sin embargo, puede ocurrir que, por diferentes razones, el control indicado en el último punto no dé satisfacción. Si en el segundo alcance, la lectura se acusase superior, sería necesario aumentar la capacidad de C ; por el contrario, si es inferior, será preciso disminuirla. Será suficiente un poco de paciencia para llegar a la perfección. Se comenzará, por ejemplo, con un condensador de 1 000 pF al cual se añadirá, en primer lugar, en paralelo, 150 ó 200 pF, después 10 ó 20 pF y se efectuará, en fin, la regulación fina actuando sobre el trimer en paralelo con 3

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1

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Fig. 10

Para simplificar las operaciones de calibrado, es bueno que el circuito impreso esté fijado paralelamente al fondo de la caja, con los trimers dirigidos hacia una de las caras laterales o hacia el fondo. De esta manera, practicando orificios en la caja, en correspondencia con los trimers, será posible observar el instrumento mientras se efectúa la regulación con un atornillador. Alimentación Para garantizar el buen funcionamiento y la precisión de este capacímetro, es necesario prever una alimentación estabilizada a 5 V. 25

APARATOS ANALÓGICOS

Fig. 11

El esquema de una alimentación tal, se representa en la figura 10. El transformador de alimentación debe suministrar al secundario una ten­ sión alterna del orden de 9 V que es, primero, rectificada por un puente

Fig. 12

26

CAPACIMETRO LINEAL DE LECTURA DIRECTA 100 pF - 10 μF

de diodos 1N4001 y después filtrada por un condensador electroquími­ co de 1 000 μF. El filtrado es completado por un segundo condensador de 470 μF. Como el consumo del aparato es del orden de 150 mA, se podrá utilizar como regulador tripolar 5 V, un tipo LM340K5 NS ó SFC 2805 RC Sescosem. Este estará provisto de un disipador térmico T03. En la figura 11 aparece el circuito impreso de tal alimentación y la figura 12 muestra el plano de implantación de los diferentes componen­ tes.

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4 VOLTÍMETRO ELECTRÓNICO CC/CA DE CIRCUITO INTEGRADO μA 741

Las prestaciones de este instrumento son muy brillantes, en particu­ lar si se consideran la simplicidad del circuito y su realización. Sensibilidades en CC: 1 V - 10 V - 100 V Sensibilidades en CA: 1 V - 10 V (valor real) Resistencias de entrada: aproximadamente 5 MΩ en CA, 22 MΩ en CC Respuesta en frecuencia: de 20 Hz y 50 MHz con la ayuda de dos sondas Alimentación: 2 pilas de 9 V. Consumo: 2 mA.

Estudio del esquema El esquema eléctrico del voltímetro electrónico es el de la figura 13 y el de los probadores los de la figura 14. Las excelentes cualidades del instrumento están principalmente ligadas a las características excepcio­ nales del amplificador operacional μA 741 que se puede uno procurar a bajo precio y que permite, entre otros, utilizar un miliamperímetro de 1 mA, mucho más robusto y menos costoso que los modelos de 250 μA o 100 μA, a menudo empleados en montajes análogos. Es posible aplicar una fuerte contra-reacción que estabiliza el funcionamiento del aparato. La conmutación CC/CA se efectúa por S , inversos unipolar de dos posiciones y S (en la sonda B). La puesta a cero antes de cada medida por la regulación de R y R3 es utilizada para el calibrado, operación que se efectúa una vez para siempre. 2

4

12

Son indispensables dos sondas, por las razones siguientes. Para obtener una buena respuesta sobre las tensiones alternas y sobre las señales de baja frecuencia, el condensador de entrada debe tener un valor bastante elevado de 1 μF, como se ve en el circuito " B " de la figura 14. Es­ te valor sería sin embargo excesivo para el funcionamiento en alta fre­ cuencia, y, como se ve en el circuito " A " destinado a las medidas de fre­ cuencias elevadas, este valor es llevado a 4,7 nF. En la práctica, la sonda 28

VOLTÍMETRO ELECTRÓNICO CC/CA DE C.I. μA 741

Fig. 13.

B sirve para las medidas de señales o tensiones cuya frecuencia esté comprendida entre 20 y 200 kHz, en tanto que la sonda A es utilizada entre 200 kHz y 50 MHz

al instrumento

Medida

Probador BF y CC

Probador H F

Fig. 14

Montaje

La construcción del aparato es sencilla: el prototipo que hemos realizado utiliza un circuito impreso representado del lado del cobre por la figura 15, que recibe la mayoría de los componentes como muestra la 29

APARATOS ANALÓGICOS

figura 16, con excepción de las pilas que se fijan al fondo de la caja metálica Teko 3 B, de los conmutadores, del miliamperímetro y del potenciómetro de puesta a cero R que son fijados sobre el panel frontal, así como la toma de entrada. 1 2

Fig. 15

El miliamperímetro será preferentemente de escala ancha, con espejo antiparalaje. Los dos probadores están montados en el interior de pequeños tubos metálicos y conectados al voltímetro por medio de cables blindados de 70 cm aproximadamente. El instrumento puede dar indicaciones precisas solamente si las resistencias presentan una tolerancia que no sobrepase el 2 % . El instrumento puede ser calibrado regulando R con ayuda de una fuente de tensión de valor preciso conocido. Se podrá utilizar, por ejemplo, una pila de mercurio que da una tensión de 1,34 V por elemento, o una alimentación de laboratorio estabilizada. Antes de toda medida, proceder a una puesta a cero minuciosa y para las medidas en CA tener en cuenta la frecuencia máxima de utilización. Las sondas se montarán sobre una pequeña placa de vetronita HF que estará dispuesta en el interior de una cubierta metálica cilindrica. La figura 17 sugiere un modelo de realización. 3

30

VOLTÍMETRO ELECTRÓNICO CC/CA DE C.I. μ A 741

Masa

Entrada

Fig. 16 Puntas (R12)

Cantonera de cierre Cubierta metálica

Cantonera cónica

Sujetador de resorte

Fig. 17

31

5 VOLT—OHMÍMETRO ELECTRÓNICO

El aparato descrito lleva esencialmente un sólo circuito integrado y dos transistores. El primero es un doble amplificador operacional de tecnología Bifet. El LH0042 C de la firma National, que puede compa­ rarse a un doble μ A 741, pero con mas rendimiento. La perfección tecnológica de este circuito integrado y la simplicidad de realización hacen de este aparato un instrumento de gran precisión. Las características principales de este volt-ohmímetro son las si­ guientes: Alimentación: Dual 4- 15 V y - 15 V. Instrumento de medida: microamperímetro 100 μA Precisión: 1,5% Impedancia de entrada: superior a 20 MΩ en todas las gamas Medida de las tensiones continuas: 5 gamas 100 mV - 1 V - 100 V -1 000 V Medida de las resistencias: 10 Ω - 100 Ω - 1 kΩ - 10 kΩ 100 kΩ - 1 MΩ Todas las escalas son lineales.

El esquema

Observando el esquema de la figura 18 se nota que la tensión a me­ dir es aplicada al terminal 3 del circuito integrado (entrada no inverso­ ra) después de haber atravesado un divisor resistivo cuyo valor está de­ terminado por la posición del conmutador S . La salida se efectúa sobre el terminal 6. La amplificación aportada por el circuito integrado depende del valor de las resistencias Ri y R , respectivamente de 100 kΩ y de 1 kΩ. Esta ha sido limitada para evitar toda oscilación parásita. Entre las entradas inversora (terminal 2) y no inversora (terminal 3), encontramos dos diodos de silicio D y D , montados en oposición, cuya función consiste en proteger la entrada contra eventuales puntas de tensión que pueden producirse en el curso 1A

9

1 0

1

32

2

Entrada

Fig. 18

VOLT-OHMÍMETRO ELECTRÓNICO

33

APARATOS ANALÓGICOS

de las medidas. En efecto, un diodo de silicio así conectado se compor­ ta como un diodo zéner de 0,7 V, siendo así automáticamente llevada a este valor, toda tensión superior. En la práctica, la tensión máxima que deberemos aplicar a la entra­ da del circuito integrado, para obtener la desviación total del instru­ mento de 100 μA, se reduce a 0,1 V (es decir 100 mV) que, amplifica­ da 100 veces por el LH0042 C, se traducirá en una tensión máxima de salida sobre el terminal 6 igual a 10 V. Para poder medir después tensio­ nes más elevadas (1 - 10- 100- 1 000 V), ha sido necesario disponer de un divisor conectado a un conmutador (S ), de manera que una ten­ sión máxima de 0,1 V sea siempre aplicada al borne de entrada. Para comprender mejor el esquema eléctrico, es indispensable expo­ ner bien la función del conmutador de 3 circuitos y 6 posiciones S - S - S . 1A

1A

1B

1C

El primer circuito sirve para conectar la entrada del integrado al di­ visor, de manera que se obtenga la gama de medida apropiada. El segun­ do circuito no sirve más que para las medidas de resistencias. Determina las diferentes gamas, tomando la tensión en el punto más oportuno del divisor de entrada, en particular: — sobre la primera gama (10 Ω ) la tensión es tomada directamente en los bornes de la resistencia a medir; — en la segunda gama (100 Ω ) , la tensión es tomada entre R y R , es decir, en correspondencia con la gama de tensión 1 V; — en la tercera gama (1 kΩ), la tensión es tomada entre R y R , en correspondencia con la gama de tensión 10 V; — en la cuarta gama (10 kΩ), la tensión es de nuevo tomada direc­ tamente en los bornes de la resistencia a medir por el hecho de que, co­ mo veremos más adelante, la corriente que atraviesa esta resistencia cambia; 1

2

3

4

— en la quinta gama (0,1 MΩ), la tensión es de nuevo tomada en­ tre R y R ; 1

2

— sobre la sexta gama (1 MΩ), la tensión es todavía tomada entre R y R . El tercer circuito sirve igualmente para la medida de las resistencias introduciendo sobre el emisor de TR (PNP), una resistencia fija en se­ rie con una resistencia variable de valores diferentes según las gamas que se deseen obtener ( R y R para las gamas 10, 100 y 1000 Ω ) R y R para las dos siguientes y R y R para las dos gamas más eleva­ das. De tal suerte, es posible obtener una corriente colectora de TR constante de 10 mA para las tres primeras gamas, de 10 μA para las 3

4

1

1 3

x 8

1 4

1 7

15

1 6

1

34

VOLT-OHMIMETRO ELECTRÓNICO

otras dos y de 11 μA para la única gama de 1 MΩ, corriente que será aplicada directamente a los bornes de la resistencia desconocida, accio­ nando el pulsador P . En la práctica, TR y T R constituyen un generador de corriente constante muy estable, lo que permite obtener un ohmímetro de lectu­ ra lineal. Esta corriente atraviesa la resistencia a medir y el valor de la tensión en los bornes de ésta permite determinar el de la resistencia. La presencia de R , sobre la gama más elevada, se ha hecho indis­ pensable para limitar la corriente a aproximadamente 11 μA, en razón de la presencia en paralelo de una resistencia de 1 MΩ y del divisor de 10 MΩ que, si no se hubiese adoptado ningún dispositivo, introduciría sobre esta gama un error de 1 0 % . 1

1

2

15

Antes de concluir, es preciso observar que el pulsador P es indis­ pensable por dos razones. En primer lugar, para evitar que la corriente suministrada por el generador alcance el divisor de entrada, cuando se efectúan las medidas de tensión, y falsear así éstas llevando la aguja al fondo de la escala. Este botón no deberá jamás ser utilizado en el curso de este tipo de .medida. En segundo lugar, para evitar que la aguja no venga a chocar a to­ pe, cuando se retira la resistencia a medir de los bornes de entrada, por ausencia de carga. 1

En el curso de las medidas de resistencias, convendrá por consi­ guiente aplicar siempre el elemento a los bornes de entrada antes de ac­ cionar el pulsador P , y soltar éste antes de suprimir la resistencia. R sirve para limitar la corriente que atraviesa la bobina del instru­ mento, de manera que la aguja esté en el fondo de la escala, cuando la tensión de salida (terminal 6) es de 10 V. El diodo D evita, al contrario, los riesgos de inversión de polaridad. La tensión de alimentación debe ser de + 15 V (terminal 7) y - 15 V (terminal 4) con respecto a masa. La corriente es de aproximadamente 12 mA y 2 mA para cada una de las ramas respectivamente. Para mayor precisión, se recomienda utilizar una alimentación estabilizada. El instrumento utilizado sobre nuestro voltímetro es un microampe­ rímetro 0-100 μ A, pero puede ser reemplazado por un controlador uni­ versal conmutado sobre este alcance. 1

2 2

3

Realización práctica

El montaje se efectúa sobre un circuito impreso representado, del lado del cobre, en la figura 19. La implantación de los componentes se 35

A P A R A T O S ANALÓGICOS

efectúa según las indicaciones de la figura 20. Nada de particular debe señalarse en este montaje fuera de las reglas habituales. Las reglas de polaridad se aplican naturalmente igual al aparato de medida. Los riesgos de error en el montaje de los aparatos de medida residen a menudo en las conexiones que se refieren a los conmutadores de gamas. Para simplificar éstas, hemos utilizado un conmutador S de tipo rotativo de 4 circuitos, 6 posiciones y para S , un inversor ordinario de 2 posiciones, cuyo cableado viene dado en la figura 21. 1

2

Fig. 19

Calibrado Después del montaje de los componentes, conviene proceder a las operaciones de calibrado. Se comienza por la resistencia potenciómetrica R dispuesta entre los terminales 1 y 5 del circuito integrado. El conmutador Si deberá estar dispuesto sobre la última posición "Calibrado" y S en la posición "Volt". El cursor de R será girado de manera que asegure la puesta a cero del instrumento. Para asegurar una regulación correcta, se comenzará por hacer desviar la aguja, hacia la derecha, y después a girar R lentamente, en sentido opuesto, de manera que se obtenga el cero. Después de esta primera operación, se podrá verificar la linealidad de la gama de lectura de las tensiones, sirviéndose de una alimentación estabilizada. Con una alimentación 10 V, por ejemplo, y el aparato conmutado sobre la gama "10 V " , se asegurará que la aguja 2

0

2

20

2 0

36

Guardacabo 1

Guardacabo 2

Guardacabo 3

Guardacabo 4

Guardacabo 5

Guardacabo 6:

Fig. 20

Masa

1-2-3

5-6

— Guardacabo

Guardacabo 6

Guardacabo

VOLT-OHMIMETRO ELECTRÓNICO

37

APARATOS ANALÓGICOS

Entrada

Fig. 21

llega bien al fondo de la escala. Si ocurriese de otra manera, se deberá modificar el valor de R , de manera que se obtenga esta condición, es decir, disminuir su valor, si la aguja no alcanza el tope, o aumentarlo en caso contrario. Será efectuada una segunda verificación con una tensión de 5 V: la aguja deberá detenerse a la mitad de la carrera. Si no se obtie­ ne esta condición, la no-linealidad de la escala puede ser atribuida al diodo D , que deberá ser reemplazado por otro del mismo tipo. Con la fuente de 10 V, se efectuará igualmente el control de las otras gamas de tensión. Después de esta primera serie de operaciones, se pasará al cali­ brado de la sección "OHM". Disponer entre los bornes de entrada una resistencia calibrada de 1 kΩ, por ejemplo, y llevar el conmutador S sobre la gama correspondiente y S sobre la posición "OHM". Apoyar sobre el pulsador P y actuar sobre el cursor de R de manera que se lleve la aguja del instrumento al fondo de la escala. Se podrá elegir, na­ turalmente, cualquier otro valor de resistencia calibrada para efectuar esta operación, tomando por ejemplo una resistencia de 470 Ω y llevan­ do la aguja sobre la graduación correspondiente. El calibrado de las ga­ mas superiores se efectuará con resistencia de valor más elevado, 10 kΩ y 100 kΩ, de manera que se regule R 17 y 1 MΩ para R . 22

3

1

2

1

2 3

15

(Kit Nuova Electtronica LX131) 38

6 V O L T Í M E T R O ELECTRÓNICO DE A N C H A BANDA P A R A TENSIONES A L T E R N A S

Este circuito, que utiliza un circuito integrado LH0062 de National, constituye un instrumento de laboratorio que permite medir las débiles tensiones alternas cuya frecuencia se eleve hasta 500 kHz. Características Tensión de alimentación: de ± 9 V a ± 15V Corriente absorbida: inferior a 10 mA Impedancia de entrada: 10 MΩ Linealidad en frecuencia: de 50 Hz a 500 kHz Número de sensibilidades: 6, de 15 mV a 5 V

Generalidades

El circuito integrado LH0062 es en la práctica un amplificador operacional cuyas entradas, inversora y no inversora, se efectúan según el procedimiento Bifet por transistores con efecto de campo. Estos, como se sabe, aseguran una impedancia de entrada particularmente elevada, característica esencial para la realización de un voltímetro electrónico. La resistencia de entrada, tanto en Differential Input como en Common Mode Input, es de 1 0 Ω, en tanto que la tensión máxima de entrada es, en la práctica, limitada únicamente por la tensión dual de alimentación. 1 2

La estabilidad de las funciones efectuadas por este circuito integrado es excepcional y atribuible esencialmente a la compensación en frecuencia interna de que está dotado. Esta propiedad simplifica considerablemente la constitución de los diferentes circuitos que pueden ser adoptados, por el hecho de que no hay ninguna componente externa a añadir para asegurar un funcionamiento constante. 39

APARATOS ANALÓGICOS

Examen del esquema

El esquema del voltímetro electrónico es el de la figura 22. La señal llega a la entrada no inversora del amplificador operacional a través del condensador C que asegura la eliminación de eventuales componentes continuas. El circuito de medida propiamente dicho está dispuesto, por el contrario, sobre la línea de reacción del operacional cuya ganancia es por consiguiente función de la resistencia dispuesta entre el punto k y la masa. Dicho de otra manera, este último depende solamente de la posición del conmutador S, conmutador de un canal y seis posiciones. A cada una de estas últimas corresponde evidentemente un valor de sensibilidad a plena escala. En nuestro caso, las diferentes gamas están indicadas en la página siguiente. 1

Entrada

Entrada no Inversora

Entrada no inversora Balanza comp

Balanza comp. Salida

Fig. 22

40

VOLTÍMETRO ELECTRÓNICO DE A N C H A B A N D A P A R A TENSIONES A L T E R N A S

Sensibilidad (p/e) V

Posición de S

e f

5V 1,5 V 0,5 V 150 mV 50 mV 15 mV

1 2 3 4 5 6

Evidentemente, es posible extender estas sensibilidades hacia arriba y hacia abajo. Recordemos, en efecto, que las sensibilidades pueden ser modificadas aplicando la fórmula: R =

V

V

i n

125 μA

i n

10

6

125

Para 5 V a fondo de escala, se tiene: R = 5 . 10

125

6

=

40 kΩ

Esta corresponde al valor total de las dos resistencias R y R . Si se quiere adjuntar la sensibilidad 5 mV a plena escala, que puede ser útil para leer, por ejemplo, con más exactitud (hacia la extremidad de la escala) la señal de control (3mVef) de un preamplificador por cabeza magnética, se dispondrá entre k y masa, una resistencia de: 1 3

5 mV 125 μA

0,005 . 10 125

1 4

6

=

40 Ω

Este valor puede obtenerse disponiendo en serie dos resistencias de 39 Ω y 1 Ω respectivamente.

Calibrado del voltímetro Las operaciones de calibrado son muy fáciles de efectuar y se resumen en la práctica en la regulación de los dos trimers R y R . 3

5

El primero sirve para la puesta a cero en ausencia de señal. Después de haber cortocircuitado la entrada, se gira R hasta que la aguja sea llevada a cero. Después de esta primera operación, se pasa al calibrado 3

41

APARATOS ANALÓGICOS

propiamente dicho. Con este fin, es suficiente utilizar un transformador cuya tensión de salida sea de 5 V ef. Después de haber conectado las puntas de contacto de la entrada del voltímetro a los bornes de salida de éste último, se actúa sobre el cursor de calibrado R , de manera que la aguja alcance exactamente la graduación del fondo de escala. Es evi­ dente que, de esta manera, si se respeta el valor de las resistencias co­ rrespondientes, las otras gamas estarán igualmente calibradas. 5

Realización

El montaje de nuestro prototipo ha sido efectuada sobre un circuito impreso sobre vetronita de 95 x 105 mm, representado por el lado co­ bre en la figura 23, y por lado componentes en la figura 24. En lo que concierne a las resistencias de calibrado de las gamas, se las elegirá, si es posible, con una tolerancia de 1 0 % . En ningún caso se deberá descen­ der por debajo de 5 % . El circuito integrado está colocado del lado co­ bre.

Fig. 23

42

VOLTÍMETRO ELECTRÓNICO DE A N C H A B A N D A PARA TENSIONES A L T E R N A S

Valor de los componentes R : 1 MΩ. R : 220 kΩ. R : trimer de 220 kΩ. R 1 MΩ. R : trimer de 4,7 kΩ. R : 120 Ω. R : 390 Ω . R : 10 Ω . R : 1,2 kΩ. R : 3,9 k Ω . R : 1 0 0 Ω . R : 12 kΩ. R : 39 kΩ. R : 1 kΩ. Todas las resis­ tencias 1/2 W. C = C = C : 0,1 μF. C : 10 pF. C : 0,1 μF. D - D - D - D : 1N914. IC: circuito integrado LH0062 1

2

3

6

1 1

8

1 2

1

3

4

7

9

1 3

2

3

5

1 0

1 4

4

5

1

2

4

(Documentation National)

Fig. 24

43

APARATOS ANALÓGICOS

Fijando el conmutador sobre el circuito impreso, y reduciendo así las conexiones al mínimo, no es necesario utilizar para éstas cable blin­ dado. Este tipo será únicamente utilizado para la entrada. La funda me­ tálica estará naturalmente conectada a la masa del circuito, y por el otro lado a una punta de contacto. Otra punta estará conectada al hilo inter­ no del cable. Como se trata de la medida de tehsiones alternas, estas puntas no están, evidentemente, polarizadas.

Alimentación

Dado el débil consumo del instrumento (inferior a 10 mA), la ali­ mentación puede efectuarse a partir de dos pilas dispuestas como indica la figura 25. Para terminar, convendrá montar este voltí­ metro en una caja metálica. En razón de su sensi­ bilidad elevada, se puede observar en particular en las gamas más bajas, una oscilación de la aguja si el circuito está dispuesto en las proximidades de los conductores recorridos por corrientes al­ ternas. La caja metálica, por su acción de blinda­ je, elimina este inconveniente. Fig. 25

44

7 MODERNO PUENTE DE WHEATSTONE PARA LA MEDIDA DE RESISTENCIAS

La medida de resistencias sobre la función ohmímetro de un contro­ lador universal se efectúa con una precisión que puede descender al 10 e incluso al 2 0 % , según el tipo de aparato utilizado. El circuito que proponemos a continuación, alcanza una precisión de 2 % . Se trata de un puente de Wheatstone equipado con un amplificador operacional, que lleva un indicador de diodos LED que permite la me­ dida de resistencias comprendidas entre 10 Ω y 1 MΩ, en seis gamas. La ventaja de este montaje consiste en la eliminación del tradicional galva­ nómetro de cero central, para la determinación del punto de equilibrio. El esquema eléctrico Como se puede ver en el esquema de la figura 26, se trata esencial­ mente de un clásico puente de Wheatstone constituido, sobre un brazo

Fig. 26

45

A P A R A T O S ANALÓGICOS

del puente, por R , sobre el otro por R , R , R , R , R y R9 > según la gama elegida. Sobre los otros dos brazos restantes del paralelogramo, se encuentra el elemento desconocido R y la resistencia variable que permite encon­ trar el equilibrio, R . 3

4

5

6

7

8

x

10

La originalidad reside en la sustitución, en la diagonal del sistema, del tradicional aparato de aguja por un amplificador operacional del que se utilizan las dos entradas diferenciales. Como se sabe, este componente presenta una gran ganancia y permi­ te obtener una corriente de salida bastante elevada, al menor desequili­ brio, para provocar la iluminación de los LED D y D . 5

Fig. 27

46

6

MODERNO PUENTE DE WHEATSTONE PARA LA MEDIDA DE RESISTENCIAS

Fig. 28

47

APARATOS ANALÓGICOS

Según el sentido del desequilibrio, es uno u otro de estos diodos el que se enciende. De esta manera es fácil efectuar el centrado. Para una sola posición de R , se obtendrá la extinción de los dos LED, lo que corresponde a la regulación "fina" del puente. R sirve para limitar la corriente e impedir toda destrucción del circuito integrado, y R para la compensación de la corriente de ofset. La alimentación se efectúa a partir de la red a través del transforma­ dor T , el puente rectificador, constituido por los diodos D , D , D , D y el condensador de filtrado C1 . El circuito integrado es el amplificador operacional "μA 741" o modelo equivalente (SN52741, TAA221 ...). Los únicos elementos críticos son las resistencias de gamas de R a R , que deben presentar una tolerancia de 2 % , así como el potenció­ metro de hilo R , de variación lineal. 10

12

11

1

x

2

3

4

4

9

1 0

Montaje El montaje se efectúa sobre un circuito impreso reproducido en las figuras 27 y 28, lado cobre y lado componentes. El soporte del "μA 741" es del tipo de 14 terminales, si se utiliza el tipo "dual-in-line".

Equilibrio

Fuera

Fig. 29 48

Marcha

MODERNO PUENTE DE WHEATSTONE PARA LA MEDIDA DE RESISTENCIAS

El conjunto está dispuesto en una caja plástica TEKO P de panel frontal de aluminio, que recibe el conmutador S , el potenciómetro de cero R y los dos diodos LED, así como los bornes aprietahilos, desti­ nados a recibir las resistencias de valor desconocido. 3

1

10

Se verificará el buen funcionamiento del puente disponiendo, por ejemplo, en los bornes de entrada, de una resistencia de 4,7 kΩ, y con­ mutando S sobre la gama 1 kΩ. Haciendo variar R , los dos LED de­ berán encenderse alternativamente hasta el centro de la escala. Para un punto preciso solamente, se obtendrá la extinción que corresponderá al equilibrio del puente. Si la lectura es incierta, conviente regular R . Para efectuar una lectura directa, se utilizará para R un cuadrante graduado. En nuestra realización, inspirada en un montaje descrito en "Sperimentare", hemos utilizado un botón desmultiplicado y el cua­ drante procedente de un viejo medidor de transistores. El panel frontal presenta el aspecto de la figura 29. 1

1 0

1 1

1 0

49

8 OHMÍMETRO P A R A RESISTENCIAS DE PEQUEÑO V A L O R

Con la introducción de los semi-conductores, el valor de polarización de los diferentes componentes ha experimentado importantes modificaciones. Las tensiones de alimentación han caído a algunos voltios, en tanto que las intensidades en juego han aumentado considerablemente. Un factor de una importancia tan grande ejerce su influencia sobre los valores de las resistencias de polarización y plantea el problema de las medidas de éstas, para los valores pequeños. En efecto, con un controlador de medida universal, las medidas de este tipo son muy aproximadas, en razón del error debido a los fenómenos de paralaje y a la inestabilidad de la pila que, llevada a suministrar una corriente importante, se descarga rápidamente, eliminando así toda investigación de cero. Una solución muy sencilla del problema nos es presentada por el simple circuito representado en la figura 30 que puede realizarse como aparato funcional, o como simple adaptador para controlador universal, conectando las puntas de contacto del instrumento en los bornes previstos para el conexionado del aparato de medida, funcionando sobre la sensibilidad 100 mV a plena escala. Regulador de tensión

1 Entrada 3 Masa 2 Salida

Fig.

50

30

OHMÍMETRO PARA RESISTENCIAS DE PEQUEÑO V A L O R

Como se sabe, la estabilidad de la alimentación constituye el factor esencial para la medida exacta de las importantes corrientes en juego. El circuito integrado tripolar LM 340 T, regulador de tensión positiva, suministra una tensión estabilizada de 5 V al 1% y una corriente máxima de 1 A, si a su entrada se ha aplicado una tensión comprendida entre 9 y 13,5 V obtenida con 2 ó 3 pilas planas de 4,5 V montadas en serie. Si se desea un aparato funcional, esta tensión se obtendrá a partir de la red, con un transformador que suministre 9 V al secundario montado en un circuito clásico, con rectificación por puente de diodos y condensadores de filtrado. El regulador de tensión debe estar dotado de un disipador de calor constituido por la cara frontal, por ejemplo, de un estuche Teko. En este caso, la caja del regulador LM 340 T, que, en nuestro esquema está representado por el borne 2, constituirá el punto caliente (positivo de nuestro circuito). En consecuencia, los bornes de la línea negativa deberán estar aislados del estuche. A fin de obtener una medida lo más exacta posible de los valores de las resistencias, las extremidades de éstas estarán preferentemente introducidas en bornes aprieta-hilos, a fin de eliminar la resistencia de contacto debido a los puntos de conexión. Igualmente, los contactos del inversor de gamas 1 Ω y 10 Ω, deberán ser de excelente calidad. El principio de funcionamiento es muy sencillo. El rectificador tri­ polar LM 340T suministra una tensión estabilizada de 5V. En conse­ cuencia, la corriente I que circula en la rama del circuito constituida por la salida estabilizada, terminal 3 del regulador, el contacto del inver­ sor y la resistencia de alcance de retorno al terminal 2 del circuito inte­ grado, es constante. La corriente del regulador IC se mantiene igualmen­ te constante, para tensiones de entrada comprendidas entre 8 y 15 V. c

En estas condiciones, la resistencia a medir R es alimentada por la corriente: x

Ix = Ic + Io

que es constante e independiente del valor de R . En consecuencia, la tensión medida en sus bornes viene dada por la relación: x

V = R (Ic + Io) x

x

Las variaciones obtenidas por la relación precedente serán lineales en función de R . x

Si, por consiguiente, se fija I = 10 mA a fondo de escala, V = 0,1 V corresponde a R = 10 Ω y para I = 100 mA, V = 0,1 V co­ rresponde a R = 1 Ω. x

x

x

x

x

x

51

A P A R A T O S ANALÓGICOS

Se obtienen así dos gamas complementarias de escala lineal, lo que permite medir cómodamente variaciones de resistencia del orden de 5/100 de ohmio, lo que es imposible con un instrumento ordinario. Es evidente que estos resultados son posibles en función de la esta­ bilidad de la alimentación y de la temperatura, así como de la precisión del instrumento de medida. La regulación del instrumento puede efectuarse de dos maneras di­ ferentes: — Se dispone de un miliamperímetro patrón con lectura 10 a 100 mA a plena escala. Conectar el instrumento en los bornes previstos para R . Regular rápidamente los trimers de 220 Ω y 5 kΩ, de manera que se obtenga respectivamente: Sobre la gama R x 1 100 mA a fondo de escala R x 10 10 mA a fondo de escala — Disponer en los bornes R dos resistencias patrón, con toleran­ cia mejor que 1 % , d e l Ω y de 10Ω respectivamente. Regular a conti­ nuación los trimers para una lectura correspondiente en los bornes A y B. El circuito es de una simplicidad tal, que no hemos propuesto nin­ gún circuito impreso. La realización podrá efectuarse sencillamente so­ bre una placa de veroboard. x

x

52

9 GENERADOR DE SEÑALES RECTANGULARES

La gran difusión de las instalaciones Hi-Fi de t o d o tipo, desde la más sencilla hasta la más elaborada, lleva a los laboratorios a intervenir frecuentemente en las aplicaciones baja frecuencia. Pero si el aparellaje disponible no está adaptado, una avería, incluso sencilla, puede constituir un problema serio y para las puestas a punto, el instrumento fundamental es el generador de señales cuadradas. T o d o el mundo sabe que para evaluar inmediatamente, y sin demasiadas dificultades, los parámetros fundamentales de un amplificador Hi-Fi que conciernan a la respuesta y a la distorsión, es suficiente conectar a la salida una carga resistiva de valor preciso, por ejemplo 8 Ω , 16 Ω y de potencia 20 W, 50 W, y aplicar a los bornes de ésta un osciloscopio y después inyectar a la entrada del aparato una señal rectangular. Si la señal es recibida sin deformaciones excesivas, la respuesta general es buena. Si, por el contrario, se acusan deterioros en la calidad, cada defecto indica una alteración de una función bien precisa. Por ejemplo, un ángulo redondeado es indicio de una banda pasante estrecha y de una pérdida de los agudos. La convexidad y la concavidad del trazo superior indican una mala respuesta armónica. Trazos en dientes de sierra que se superpongan a la señal cuadrada son causados por oscilaciones parásitas que provienen del corte del circuito de contra-reacción, o de un paso sometido a una contra-reacción excesiva. Una señal cuadrada, completamente redondeada, revela la pérdida de respuesta simultánea tanto sobre los bajos c o m o sobre los agudos. En la práctica, utilizando el generador de ondas c o m o "signal tracer", es decir, desplazándole de la entrada a la salida de cada paso, el tiempo necesario para la localización de cada avería es generalmente reducido y la puesta a punto de cada regulación interna se efectúa con simplicidad y precisión. El instrumento que proponemos utiliza un sólo elemento activo: un amplificador operacional de tipo corriente, pero cuyas características esenciales son las siguientes: Gamas de frecuencias: 2 0 - 2 0 0 Hz; 2 0 0 - 2 0 0 0 Hz; 2 0 0 0 - 2 0 0 0 0 Hz. 53

A P A R A T O S ANALÓGICOS

Tensión máxima de la señal de salida: 20 V punta a punta con atenuador. Impedancia de salida: 600 Ω . Tiempo de subida: aproximadamente 2 μs. Evidentemente una señal no es cuadrada más que si el frente de subida es rápido, pues si no, se obtiene una especie de trapecio. Pero el tiempo de 2 μs asegura una muy buena linealidad.

Frecuencia Atenuador Salida

Fig.

31

Estudio del esquema

El esquema del aparato está representado en la figura 31. El elemen­ to esencial es el amplificador operacional μA-709C que funciona en multivibrador a través de la línea de reacción constituida por D - D , R -R y R conectada entre la salida (terminal 6) y la entrada inversora (terminal 2). 5

2

3

6

1

El condensador C efectúa la compensación en frecuencia a fin de tener la mejor forma de onda. Los condensadores C - C - C fijan las gamas de frecuencia y la exploración continua es asegurada por el potenciómetro P que asegura el recubrimiento de cada banda a los extremos, de tal forma que la cobertura es continua entre 20 Hz y 20 kHz. 2

3

4

5

1

El trimer R sirve para compensar la tolerancia de los elementos que constituyen el bucle de reacción a fin de obtener una señal perfectamente simétrica. 1

54

G E N E R A D O R DE SEÑALES RECTANGULARES

C aplica las señales a la salida y gracias a su valor elevado, las frecuencias, incluso las más bajas, no experimentan ninguna atenuación. P sirve de atenuador y constituye un control muy importante porque la entrada de pick-up magnético de un preamplificador no necesita más que una señal de 5 a 10 mV, en tanto que para el pilotaie de un amplificador de potencia, ésta debe ser llevada de 500 mV a 2 Vef mientras que los pasos intermedios o finales pueden exigir varios voltios. La aumentación del generador se efectúa a partir de la red: el transformador lleva un secundario de toma intermedia que suministra 2 x 1 1 ó 12 V = . El rectificador constituido por D , D , D , D procura la doble tensión CC necesaria (positiva y negativa con cero central a masa). El filtrado queda asegurado por C y C . 8

2

1

1

2

3

4

2

Montaje

El montaje se efectúa sobre un circuito impreso cuyas pistas de cobre aparecen por transparencia en la figura 32, que indica la disposición de los componentes. Se podrá comenzar por la puesta en su sitio de los condensadores no polarizados C , C , C , C , C . A continuación, se inserta el trimer R , los potenciómetros P y P de tipo vertical y el circuito integrado. Atención al espárrago de señalización que corresponde al terminal 8. Antes de efectuar la soldadura de los terminales, observar bien la figura 32 y las pistas impresas por transparencia. Mirando el conjunto por encima, el terminal 7 que aparece a la derecha del espárrago debe estar conectado al positivo general. El terminal 1, a la izquierda, debe estar en conexión con el condensador C . El generador será completado por el montaje de los condensadores electrolíticos verticales (C , C , C ) y del conmutador de gamas. Este último se coloca sobre dos tirantes hexagonales que colocan el mando al nivel de las extremidades de los ejes de los potenciómetros para facilitar el montaje en el estuche del circuito. Las conexiones con el circuito impreso se efectúan con hilo rígido. A propósito del estuche, señalemos que es preferible utilizar un modelo metálico que asegure el blindaje del conjunto, dado que el circuito integrado puede captar ronquidos parásitos, procedentes de otros aparatos. Si se observan dificultades para el emplazamiento de los mandos, éstos, potenciómetros y conmutadores, podrán fijarse sobre el panel y conectarse al circuito impreso por cortas secciones de hilo flexible. El transformador de alimentación estará colocado sobre el lado izquierdo, en la proximidad de los diodos D y D . Antes de efectuar la puesta en su lugar en el estuche, se procederá a una verificación minuciosa del circuito. 3

4

1

5

6

1

7

2

6

1

2

3

1

4

55

A P A R A T O S ANALÓGICOS Atenuador

Frecuencia

Fig. 32

Para la puesta a punto del generador, se utilizará naturalmente un osciloscopio. Es preferible utilizar un aparato de ancha banda, superior a 1 MHz, porque los modelos BF presentan a veces distorsiones inexistentes sobre las señales cuadradas. Cuando la señal está bien sincronizada, se ajusta lentamente R hasta la obtención de una señal perfectamente simétrica, con una relación "mark-espace" igual a 5 0 % exactamente. El conmutador de banda debe permitir la multiplicación "x 1, x 10, x 100 " de la frecuencia. La maniobra de P no debe implicar en absoluto deformación de la señal. Si ocurre otra cosa, es que un elemento está dañado o presenta un valor erróneo. Por ejemplo, D ó D pueden haber experimentado una alteración por el calor del soldador en el curso de la operación de soldadura. Girando P , la amplitud de la señal debe disminuir o crecer de manera absolutamente lineal y continua. Contrariamente a lo que se produce con otros instrumentos, el corto-circuito a la salida no puede dañar el circuito integrado. Sin embargo no es aconsejable nunca sobrecargar el generador uniéndole a circuitos que presentan una débil resistencia interna, porque, en estas condiciones, la calidad de la señal puede deteriorarse. 1

1

s

6

2

(Kit Kuriuskit KS330) 56

10 GENERADOR DE IMPULSOS

El generador de impulsos es un instrumento de una indiscutible uti­ lidad en el laboratorio del técnico y del aficionado, puesto que constitu­ ye un auxiliar precioso para todas las clases de ensayos y de operaciones de regulación. Un circuito tal, puede realizarse fácilmente con un 555, pero enton­ ces las características del montaje son muy limitadas. En efecto, los pa­ rámetros que definen una tensión impulsiva son, además de la frecuen­ cia de repetición de los impulsos, su amplitud, los tiempos de subida y descenso de los frentes, y su anchura. Sin alcanzar la clase profesional, el aparato descrito mas adelante permite suministrar impulsos cuya frecuencia de recurrencia puede estar comprendida entre 0,5 Hz y 500 kHz y la posibilidad de obtener una re­ lación de duración entre la almena "alto" y la almena "bajo" de 100 000 a 1/100 000. El circuito puede simplificarse por la utilización de un circuito inte­ grado TTL 74123. Este encierra, en efecto, dos unidades monostables (fig. 33), llevando cada una dos entradas A y B, dos salidas complemen­ tarias Q y Q, un mando Clear y un par de terminales para la conexión del conjunto RC de constante de tiempos.

Entradas

Fig.

A

B

1

X

X

0

0

t

1

1

Salidas

Q

Q

0 l 0 l _n_ ~LT _n_ ~LT

33 57

A P A R A T O S ANALÓGICOS

La tabla de realidad muestra que para tener una señal de salida, se puede mantener la entrada A al nivel 0 y enviar un impulso positivo a B, o bien mantener B en 1 y enviar una señal de nivel 0 a A. La entrada Clear debe ser llevada al nivel 1. Si se la lleva al estado 0, el monostable vuelve a pasar al estado de reposo con Q = 0 y Q = 1. Además, el 74123 trabaja en una gama de frecuencias elevada que, en la práctica, no tiene límite inferior (es posible utilizar, para fijar la constante de tiempos, capacidades muy elevadas) en tanto que el límite superior se establece alrededor de 10 MHz. Estudio del esquema

Este se reproduce en la figura 34. En la parte superior, se pueden observar dos monostables cuyas frecuencias de oscilación son fijadas por las constantes de tiempo R - C y R - P asociadas al condensador seleccionado por él conmutador S . La frecuencia de las oscilaciones varía entre 0,5 Hz y 2 MHz aproximadamente en siete saltos y la regulación fina puede hacerse con la ayuda de P . La señal de oscilación es sacada de la salida Q de A y aplicada a otro monostable C, cuya constante de tiempo está fijada por R - P y el condensador seleccionado por el conmutador S . 1

1

2

1

1

1

3

2

2

En correspondencia de cada frente positivo de la señal salida de A, la salida Q de C pasa al estado 1 y se mantiene en él durante un tiempo fijado por la constante de tiempos de C. A la salida de C se dispone así de una señal rectangular cuya frecuencia es determinada por P y S , y cuya relación entre la parte alta y la parte baja es regulable actuando sobre P y S . Podemos entonces preguntarnos lo que ocurre si la constante de tiempos impuesta por P y S es superior al periodo de los impulsos suministrados por el oscilador. Para responder a ello, es necesario recordar otra particularidad del 74123. Los dos monostables que encierra son "retriggerables", lo que significa que si, antes del fin del impulso suministrado, se presenta otro en la entrada, el impulso de salida es prolongado en una duración t igual a la constante impuesta. En estas condiciones, la salida Q de C permanece en el estado 1. 1

2

1

2

2

2

Examinemos ahora el papel de los circuitos anejos, en primer lugar el de las dos puertas Nand conectadas a la salida de C. Estas desacoplan el monostable disminuyendo el tiempo de subida y de descenso de los impulsos y por S permiten obtener, ya sea la señal disponible a la salida de C, ya sea la señal invertida. 3

58

G E N E R A D O R DE IMPULSOS

Fig. 34

59

APARATOS ANALÓGICOS

El multivibrador todavía disponible IC (D) está montado en controlador de impulsos. Como su constante de tiempos es mayor que el período máximo del oscilador, en estado de funcionamiento normal, su salida Q está a 0, bloqueando la puerta D. En el caso contrario, en que sobre la entrada D no se presentan impulsos de cebado, al fin del impulso producido, la salida Q pasa al estado 1 y a través de la puerta D, provoca el encendido del diodo LED. De esta manera, es posible acusar el error cometido en el establecimiento de la constante del monostable C. 2

Al cerrar el interruptor S , es posible llevar la entrada Clear al estado 0 bloqueando así el establecimiento de las oscilaciones. 4

Montaje

El montaje se realiza sobre un circuito impreso reproducido lado cobre en la figura 35. La implantación de los componentes está indicada en la figura 36. Esto no requiere ningún comentario particular, ya que las diferentes conexiones exteriores están muy netamente precisadas por las diferentes letras que señalan los puntos correspondientes del esquema. Los condensadores C - C y C - C estarán soldados directamente al conmutador S de una vía, siete posiciones. Como para todos los circuitos TTL, la tensión de alimentación debe ser de 5 V. 2

8

9

15

1

(Según Spérímentare)

Fig. 35

60

G E N E R A D O R DE IMPULSOS

Fig. 36

61

11 GENERADOR SINUSOIDAL 1000 Hz

Un generador que suministra una señal de frecuencia fija de 1000 Hz puede prestar numerosos servicios en el curso de las operaciones de reparación o de puesta a punto de módulos electrónicos. La frecuencia de 1000 Hz es bien conocida como valor de referencia en el campo de la baja frecuencia. Ya se trate de regular un corrector para la curva RIAA, ya se trate, por el contrario, de verificar el funcionamiento de un corrector de tonalidad, la frecuencia crítica es siempre la de 1000 Hz precisamente. Nuestro proyecto no consiste en proponer la construcción de un aparato de precisión, sino más bien realizar un pequeño módulo que suministre una onda sinusoidal pura, caracterizada, por consiguiente, por una distorsión armónica muy reducida. El elemento básico es un circuito integrado del tipo LM 3900. Este presenta, en efecto, dos ventajas principales: — un único estuche "dual-in-line" de catorce terminales, encierra cuatro amplificadores operacionales; — este integrado funciona con una sola tensión de alimentación de + 24 V. Estudio del esquema El esquema de principio, representado en la figura 37, permite comprender fácilmente el funcionamiento del circuito. Si un filtro pasa-banda del tipo RC se utiliza con un coeficiente de sobretensión Q elevado, se puede obtener a la salida del circuito oscilador una onda sinusoidal que ofrezca un pequeño grado de distorsión. El segundo circuito integrado es utilizado como tal y no exige más que el empleo de dos condensadores de 0,1 μF. Completando este filtro con un amplificador de tipo no inversor y de ganancia controlada, se obtiene prácticamente la oscilación deseada. 62

GENERADOR SINUSOIDAL 1000 Hz

El filtro pasa-banda es un circuito elemental de segundo orden. La amplitud de la señal sinusoidal de salida V es una función de la tensión continua V R E F aplicada a la entrada no inversora del primer amplificador operacional: V = 2 . V R E F Haciendo variar la tensión de pilotaje aplicada a través de la resistencia R , de 1,6 MΩ, se puede hacer variar por consiguiente la amplitud de la señal sinusoidal cuya frecuencia es de 1 kHz. Para una amplitud de 5 V punta a punta, el grado de distorsión armónica es solamente de 0,1 % . 0

0

16

Fig. 37

63

A P A R A T O S ANALÓGICOS

Realización

El montaje se realiza sobre un circuito impreso cuya serigrafía está representada en la figura 38, a escala 1/1. Las dimensiones de este cir­ cuito son de 60 x 72 mm y la realización no plantea ningún problema observando la figura 39 que muestra la disposición de los componentes. Tensión de

Fig.

38

Fig.

Fig.

mando

39

40

Se tendrá cuidado de la buena orientación de los diodos y del circui­ to integrado. Igualmente conviene respetar mucho la polaridad del con­ densador electrolítico de 1 μF, que se encuentra a la salida del tercer circuito integrado sobre el esquema de la figura 37 designado por C . 3

64

GENERADOR SINUSOIDAL 1000 Hz

La tensión de alimentación de este módulo puede variar de + 4 a + 36 V, sin que las características del circuito integrado LM 3900 sufran variaciones apreciables, salvo en lo que concierne, naturalmente, a la señal V . 0

El valor exacto de la tensión continua de referencia V puede obtenerse a partir de una fuente de 24 V con respecto a masa, tomando una fracción de esta tensión sobre el cursor de un potenciómetro lineal como indica el esquema de la figura 40. En estas condiciones, la alimentación debe ser perfectamente filtrada y estabilizada. r e f

(Según Onda Quadra)

65

12 GENERADOR DE SEÑALES SINUSOIDALES, RECTANGULARES, TRIANGULARES

Para controlarlas características de los sistemas alta fidelidad, es necesario poder disponer de un generador de señales que presente excelentes características. Este tipo de instrumento es habitualmente muy costoso. Este inconveniente puede hoy ser eliminado gracias a un circuito integrado monolítico de 14 terminales, moderno. Este último es producido por Intersil con la sigla 8038. Funciona sobre una gama de frecuencias de 0,001 Hz a 1 MHz con una sorprendente estabilidad en función de las variaciones de la tensión de alimentación. Con una tensión exterior, es posible utilizar este integrado como generador "sweep". Aunque las funciones más complejas del IC 8038 presenten un cierto interés, hemos estudiado la realización de un simple generador de señales baja frecuencia de 20 Hz a 20 kHz, utilizando solamente un sencillo control de sintonía. Como hemos dicho ya, las señales son de tres tipos: rectangulares, triangulares y sinusoidales. Descripción del circuito integrado El esquema sinóptico del generador de funciones IC 8038 está representado en la figura 41. Estudiemos su funcionamiento. Un condensador C está cargado por una fuente de corriente L . La tensión en sus bornes crece regularmente. Una segunda fuente de corriente idéntica, pero conmutable, pilota un doblador de intensidad que extrae del conjunto "primera fuente de corriente + condensador", una corriente de intensidad 2 I . La tensión en los bornes del condensador decrece línealmente. Si las dos fuentes de corriente son reguladas de manera idéntica (I = I ) , las tensiones de carga y de descarga del condensador tienen la misma pendiente y la señal producida es simétrica. La conmutación de un régimen a otro se hace gracias a dos comparadores que definen los niveles extremos de la tensión de oscilación. Cuando la tensión alcanza el umbral del comparador n° 1, éste bascula, posicionando un flip-flop que arma la segunda fuente de corriente. La tensión decrece 1

2

1

66

2

GENERADOR DE SEÑALES SINUSOIDALES, RECTANGULARES, T R I A N G U L A R E S

hasta un umbral del comparador n° 2 que bascula cambiando el estado del flip-flop que rebloquea la segunda fuente de corriente. De nuevo la tensión crece y comienza otro ciclo. La forma de onda producida por este oscilador es, por consiguiente, triangular y disponible en los bornes del condensador. Un amplificador seguidor de tensión la distribuye a baja impedancia sobre el terminal 3. Con ayuda de un conformador, se transforma esta onda triangular en sinusoidal (salida 2). La forma de la sinusoide es ajustada conectando el terminal 12 a — V con una resistencia o modificando su potencial con ayuda de un potenciómetro colocado entre + V y — V. El terminal 1 es utilizado cuando se desea mejorar el factor de forma.

Ajuste sinusoide

Comparador n°1 Conformador Doblador Intensidad

Comparador

n°2

Ajuste sinusoide

Fig. 41

Las señales rectangulares son sacadas del flip-flop que manda la segunda fuente. La salida está constituida por un colector abierto en el terminal 9. Se le debe conectar por una resistencia a + V (o a cualquier otro potencial de referencia) para poner las señales de relieve. La frecuencia de las señales depende del valor de C, de las resistencias de control ( R y RB ) y de la tensión de referencia (terminal 8) de las fuentes de corriente. Según el fabricante del CI, la distorsión armónica total de la señal si-, nusoidal de salida es inferior a 1%. La señal cuadrada es tomada sobre el flip-flop, amplificada por un segundo "buffer" y disponible sobre el terminal 9 del circuito integrado. A

67

APARATOS ANALÓGICOS

Estudio del esquema

El esquema de nuestro generador viene dado en la figura 42. Refiriéndonos a ella, es interesante estudiar la manera de variar la frecuencia de salida. Las corrientes que atraviesan las resistencias R y R sirven para cargar y descargar el condensador conectado al borne 10. Como el sistema es lineal, si en los bornes de estas resistencias aplicamos una tensión variable entre 10 y 1 V, obtendremos una variación de frecuencia de 10/1. Bajando en seguida la tensión de 1 V a 100 mV, esta frecuencia experimenta una nueva variación de 10/1. Así, haciendo variar la caída de tensión sobre las resistencias de 10 V a 10 mV, la variación de frecuencia será igual de 1000/1. La tensión en los bornes de las resistencias R y R , con el terminal 8 conectado directamente al + alimentación, será superior a 100 mV. Para obtener las tensiones más pequeñas, necesarias para alcanzar el fac1

1

2

2

Fig. 42

tor de variación buscado, la tensión sobre el terminal 8 debe ser superior a la de alimentación. Esta elevación será del orden de algunas centenas de milivoltios. Esta puede obtenerse sencillamente disponiendo el diodo D en serie entre el + alimentación, el cursor del potenciómetro R y el terminal 6. Este artificio eleva la tensión aplicada al terminal 8 en un valor equivalente a la caída de tensión característica de un diodo. En realidad, no hemos elevado la tensión en el terminal 8, sino que hemos llevado el terminal 6 a un potencial ligeramente inferior. 1

5

La corriente de carga de los transistores internos está determinada por la impedancia presente entre los terminales 4 y 5 del circuito inte68

G E N E R A D O R DE SEÑALES SINUSOIDALES, RECTANGULARES, T R I A N G U L A R E S

grado, y por las corrientes de polarización de estos transistores. Cada tensión diferencial provoca un desequilibrio de las corrientes de carga y de descarga, arrastrando una importante variación del "dutycicle" (ciclo útil o relación cíclica). Una sola resistencia externa es suficiente para circuitos muy sencillos. En nuestro caso, para obtener características bastante elevadas, hemos utilizado dos resistencias separadas, R y R - Podemos modificar así el valor de la relación carga y descarga del condensador C . De esta manera, la "relación cíclica" de la señal de salida rectangular varía entre 2% y 9 8 % . Además, la señal triangular puede regularse tanto en dientes de sierra o rampas positivas como en dientes de sierra negativos. Para disminuir la distorsión a la salida, las tensiones aplicadas a los terminales 1 y 12 son reguladas a través de las dos resistencias variables R y R . 1

2

1

8

9

El error remanente del "duty cycle" es compensado conectando una resistencia de valor elevado sobre el terminal 5 y la masa. Esta suprime una pequeña fracción de corriente sobre el terminal 5 y, consiguientemente, tiende a llevar la "relación cíclica" a menos de 50 % . Se obtiene así un buen compromiso entre pequeña distorsión y amplia gama de frecuencias. La frecuencia de oscilación del circuito integrado 8038 está determinada por el valor de la capacidad C y la tensión aplicada al terminal 8, por la regulación de R . 1

3

Realización práctica

La realización del generador se efectúa sobre un circuito impreso cuya serigrafía de pistas de cobre se reproduce, a tamaño natural, en la figura 43, en tanto que la disposición de los componentes viene representada en la figura 44. Los componentes R y C presentan valores no standard. Se soslayará el obstáculo disponiendo resistencias en serie para R y condensadores en paralelo para C . El circuito integrado estará montado sobre un soporte por las razones ya expuestas. Se aconseja una alimentación estabilizada para alimentar el generador de funciones. Dada la simplicidad del circuito, el montaje puede realizarse fácilmente sobre una simple plaqueta. El circuito impreso, la alimentación o las pilas y el potenciómetro para la regulación de la frecuencia se dispondrán en un estuche de plástico. 6

1

6

1

69

APARATOS ANALÓGICOS

Fig. 43

En lugar de la alimentación estabilizada, se podrán utilizar dos baterías de 9 V conectadas según el esquema de la figura 25, siendo el consumo del generador de aproximadamente 15 mA. Es necesario prever sobre el estuche tres tomas jack (americanas) para la salida de las diferentes señales y un interruptor para cortar la aumentación.

Fig. 44

70

G E N E R A D O R DE SEÑALES SINUSOIDALES, RECTANGULARES, TRIANGULARES

Calibrado

El calibrado de las diferentes señales de salida deberá efectuarse en el oscilógrafo para obtener el mínimo de distorsión. Se procederá sucesivamente a la regulación de la señal triangular actuando sobre el primer R de la señal sinusoidal que actúa sobre los trimers R y R . Si se dispone de un distorsiómetro, será posible efectuar un calibrado todavía más preciso. 5

8

9

La señal rectangular es regulada con ayuda de R , a fin de obtener una "relación cíclica" de 50 % . s

(Bibliografía Documentation Intersil

71

13 GENERADOR DE SEÑALES RECTANGULARES, SINUSOIDALES, TRIANGULARES DE 10 Hz a 100 kHz

Este instrumento permite, asociado a un osciloscopio, verificar las características de un circuito de baja frecuencia, tanto desde el punto de vista de la amplificación como de la frecuencia o de la fase. Con él, es posible conocer la banda pasante, la linealidad, la distorsión, la estabilidad y otras características. Además, es posible efectuar todas las regulaciones necesarias para la delicada puesta a punto del circuito. Todas estas medidas se efectúan en régimen dinámico, es decir, en el modo de funcionamiento más próximo a la realidad. El montaje recurre a un circuito compacto sencillo, fácil de realizar y de calibrar. Los componentes empleados son de tipo corriente, fácilmente disponibles incluso a bajo precio.

Generalidades sobre el generador de funciones El generador de funciones es un instrumento que suministra señales periódicas de diferentes formas: a cada una de estas formas corresponde una aplicación particular y una interpretación precisa de los resultados. Nos limitaremos a la descripción de un generador de tres formas de ondas: sinusoidal, triangular y rectangular. Gracias a la tecnología de los circuitos integrados de alta integración (LSI), es posible suministrar señales estables cuya forma permanece rigurosamente constante. Para esta realización, nuestra elección ha ido sobre un reciente circuito integrado capaz de suministrar tres formas de ondas en el interior de una gama de frecuencia bastante amplia. El circuito adoptado es el XR 2206C de la EXAR Integrated System. Este está constituido por un generador mandado en corriente, que puede funcionar de 0,01 Hz a 1 MHz con una buena estabilidad. Por razones de simplicidad y de puesta a punto, hemos limitado la gama de frecuencias a 100 kHz. Esta cubre ampliamente el espectro de la baja frecuencia. 72

GENERADOR DE SEÑALES DE 10 Hz A 100 KHz

Las diferentes señales se obtienen por un circuito que genera una señal de forma triangular, un multivibrador para la señal cuadrada y un circuito de puesta en forma de la señal sinusoidal. La característica particular de este circuito consiste en el hecho de que con una regulación oportuna, es posible alcanzar una distorsión armónica inferior a 0,5%, resultado importante para circuitos integrados de este tipo. Entrada

A M Ajuste

S a l i d a -v y ^ Salida

simetría

multiplicador Ajuste f o r m a 'v, v

Capacidad

+

de

v-

oscilador Resistencia oscilador

Salida sincro Desacoplo

de

Entrada

ref.

F S K

Fig. 45

A fin de hacer conocer al lector el circuito XR 2206C en sus menores detalles, la figura 45 muestra el esquema sinóptico y las funciones relativas de los diferentes terminales, que vamos a enumerar para una mejor comprensión: Terminal 1: masa o modulación de amplitud. Terminal 2 : salida sinusoidal o triangular. Terminal 3: regulación del nivel máximo de la señal de medida. Terminal 4: alimentación positiva. Terminales 5 y 6: condensador C para determinar la frecuencia de las oscilaciones F = 1/RC. Terminal 7: resistencia R para la frecuencia de las oscilaciones. Terminal 8: eventual resistencia R para determinar otra gama de frecuencia. Terminal 9: eventual conmutación R / R i (F.S.K. Frequency Shift Key). Terminal 10: condensador de desacoplo. Terminal 11: salida rectangular. Terminal 12: alimentación común, masa. Terminales 13 y 14: regulación de la forma de onda sinusoidal para la distorsión mínima. Terminales 15 y 16: regulación de simetría de la forma de onda rectangular (duty-cycle). x

73

APARATOS ANALÓGICOS

Las otras características fundamentales son: Tensión de aumentación: de 10 a 26 V. Relación F max/F min: 200/1. Influencia de la tensión de alimentación: 0 , 0 1 % / V . Distorsión de la forma sinusoidal: inferior a 0 , 5 % . Tiempo de subida de la forma rectangular: inferior a 250 ns Relación cíclica regulable de 1% a 9 9 % . Linealidad de la forma de onda triangular: 1%. Estabilidad de amplitud para F max/F min = 1 000, inferior a 0,5 dB. Si se hace variar R, se obtiene una variación de frecuencia corres­ pondiente según una ley hiperbólica que implica un hundimiento sobre las frecuencias elevadas. Para obtener una variación casi lineal y continua de la frecuencia, se utiliza el circuito de la figura 46. Como se puede observar, en el termi­ nal 7, en lugar de una resistencia variable, se conecta un generador de tensión de baja impedancia V que suministra una tensión de 3 V. Toda variación de R, lleva unida otra variación de corriente I = V /R. Como 1

1

la frecuencia del oscilador es proporcional a la corriente I, será suficien­ te hacer variar esta última de manera lineal para obtener una variación lineal de la frecuencia. En este caso, el valor de ésta puede ser calculado aplicando la fórmula siguiente: F(Hz) =

320 .I (mA) C μF

Este resultado se obtiene gracias a la corriente suministrada por el integrado mismo y la tensión V variable opuesta al generador de co­ rriente. 2

74

GENERADOR DE SEÑALES DE 10 Hz A 100 KHz

Para comprender bien el funcionamiento del circuito, es importante precisar que el generador de tensión V está constituido por un divisor de tensión de baja resistencia, conectado en paralelo a un diodo zéner y que R presenta un valor bastante elevado, de manera que no influya en el divisor. 2

El calibrado de las extremidades de la gama de frecuencias se efectúa de la manera siguiente: se lleva el cursor de R afinde carrera, hacia la parte de arriba, y se regula R de manera que la tensión V , en los bornes del potenciómetro, sea igual a V . En este caso, ninguna corriente circula por R , y, en consecuencia, F min = 1/RC. Se lleva entonces el cursor de R hacia abajo. De esta manera F max = (R + R)/R.R .C. 2

3

0

1

1

2

1

1

Eligiendo R = 10 R , se obtiene una relación de 1 a 11 entre las extremidades de la gama de frecuencia, lo que corresponde excelentemente a la aplicación propuesta. Entre estos valores, la tensión V varía de 0 a 3 V. La corriente que circula por R es proporcional a V . Se obtiene, por consiguiente, una variación lineal de la frecuencia a través de un potenciómetro de tipo corriente. Con los valores de los componentes indicados en la figura 4 8 , la gama de frecuencias varía de 10 a 110 Hz, lo que equivale a una variación de 0 a 1 000 Ω de R . 1

2

x

2

2

Descripción del instrumento

La figura 47 muestra el esquema sinóptico del instrumento. Esencialmente, éste está constituido por un generador XR 2206, con el circuito de mando de frecuencia. Un sistema de conmutación permite seleccionar el tipo de forma de onda deseado a la salida. La señal elegida es aplicada a un atenuador variable para enviarla a continuación a un amplificador, y por fin a un atenuador fijo de 10 dB, que puede ser puesto fuera de circuito. Control de frecuencia

Selector de Iseñales Generador

Atenuador variable

Amplif

Atenuador 20 dB

Salida

Adaptador TTL

Sincro

Fig. 47

75

APARATOS ANALÓGICOS

La señal rectangular tomada del terminal correspondiente es enviada a un circuito adaptador que la restituye a la salida de manera compatible con los circuitos integrados TTL. La señal rectangular, además, es tomada directamente a través de un condensador para obtener los impulsos de sincronismo. El esquema sinóptico de la figura 47 se traduce por el esquema de principio de la figura 48 que vamos a analizar. El conjunto del circuito asociado al integrado ICi es conforme a las indicaciones del constructor; el condensador C de la figura 46, en este caso, puede tomar cuatro valores, a saber: 1 μF, 0,1 μF, 10 nF y 1 nF, seleccionados a través del conmutador S . Los valores capacitivos de C , C , C y C corresponden a los coeficientes 1, 10, 100 y 1 000. El valor de la frecuencia entre estos intervalos es determinado por el po­ tenciómetro Pi de 1 kΩ de variación lineal. El terminal 3 del circuito integrado está conectado, a través de la resistencia variable R V , a un divisor de tensión constituido por R y R , dispuesto entre 15 V y masa. El trimer RV sirve para regular la amplitud de la señal sinusoidal y rectangular disponible en el terminal 2. Este debe ser calibrado para una señal de salida sinusoidal de 800 mV punta a punta. 1

1

2

3

4

2

7

8

t

La tensión de forma rectangular es tomada del terminal 11 y alimenta una salida "sincro" aislada, de tensión continua, a través del condensador C de 22 nF y un amplificador de umbral de tensión que permite limitar a 4- 5 V la amplificación de cresta de la señal rectangular, haciéndola así compatible con los circuitos digitales TTL. Esta salida, además, se efectúa a baja impedancia; se obtiene consiguientemente una conductancia elevada. El condensador C , de 100 pF, en el circuito de base del transistor T disminuye sensiblemente el tiempo de subida de la señal. Las tres formas de ondas están seleccionadas a través del conmutador S ; las resistencias R , R , R y R sirven para adoptar los diferentes niveles de salida. En posición "sinusoidal", no existe ninguna atenuación de la señal por el hecho de que se obtiene por síntesis de una tensión triangular de amplitud punta a punta 2,35 veces superior. 11

1 2

3

2 a

3

4

5

6

En la posición triangular, la señal es regulada al mismo nivel que la señal sinusoidal por medio de las resistencias R y R respectivamente de 2,7 kΩ y 470 Ω. 5

6

Los valores de tensiones medidos antes y después del divisor son los siguientes: — tensión de referencia (tensión sinusoidal): 280 mV ef,que equi­ vale a 790 mV punta a punta; — tensión triangular antes del divisor: 800 mV punta a punta; 76

GENERADOR DE SEÑALES DE 10 Hz A 100 KHz

Fig. 48

77

APARATOS ANALÓGICOS

— tensión rectangular antes del divisor: 5 V punta a punta; — tensión rectangular después del divisor: 750 mV punta a punta. Cada una de las tres señales es tomada a través del condensador C que tiene por función bloquear eventualmente los componentes de tensiones continuas. Cuando el conmutador S se encuentra en la posición "sinusoidal", el circuito S aplica a los bornes 13 y 14 del circuito integrado la resistencia variable R que sirve para buscar el punto de funcionamiento óptimo del circuito para la puesta en forma sinusoidal. De esta manera, se obtiene la distorsión armónica mínima. En las otras dos posiciones, el circuito está abierto y a la salida se obtiene una señal triangular. La resistencia variable R sirve para regular la simetría de la forma de onda rectangular. 6

2 A

2 B

V 4

V 3

Volvamos ahora a las señales de salida disponibles en los bornes del condensador C , conectado entre el cursor de S y S . El doble inversor S de dos posiciones da la posibilidad de atenuar la señal de salida en un factor igual a 10; una segunda atenuación variable se obtiene por medio del potenciómetro P . La señal presente en el cursor es aplicada al amplificador de dos pasos a través del condensador C . El amplificador de salida está constituido por los transistores T y T : el primero, montado en emisor común, suministra una amplificación de tensión, en tanto que el segundo, conectado en colector común, suministra una amplificación en corriente y una baja impedancia de salida. Los dos pasos están sometidos a una contra-reacción R! , de manera que se obtenga una buena estabilidad y una baja distorsión, así como una banda pasante muy ancha. La alimentación es desacoplada a través de la resistencia R y el condensador C . 6

2 A

3

3

2

8

1

2

4

12

9

La señal de salida es tomada del emisor de T ; el condensador C bloquea la componente continua. La resistencia R de 100 Ω sirve pa­ ra proteger la salida del amplificador de los corto-circuitos accidentales. La impedancia de salida es de 200 Ω. El hecho de haber colocado el ate­ nuador a la entrada del amplificador implica una distorsión armónica más baja en régimen sinusoidal, lo que es muy apreciable. La tensión máxima de salida es de 2,5 V ef. para la señal sinusoidal, es decir + 10 dB (referencia 0 dB = 0,79 V). La ganancia en tensión del amplificador es de 9, lo que equivale aproximadamente a 19 dB. El valor de tensión de salida permanece constante entre ± 0,5 dB en toda la gama de frecuencia. Un atenuador suplementario de 10 dB puede insertarse por medio de doble inversor S . Si esta particularidad no interesa al realizador, la señal puede ser tomada directamente en el punto de ataque 19; en con2

10

1 8

4

78

GENERADOR DE SEÑALES DE 10 Hz A 100 KHz

secuencia, pueden suprimirse las resistencias R a S.

1 9

, R

2 0

yR

asociadas

2 1

4

Realización práctica Las dificultades de realización y el costo de los componentes son modestos. El aparato lleva tres elementos fundamentales: el módulo generador, la alimentación y el estuche. Comencemos por el módulo generador realizado en un circuito impreso de 150 x 65 mm. El dibujo, de magnitud real, visto del lado cobre, es representado en la figura 49. Siguiendo las indicaciones de la figura 50, se montarán sobre el circuito impreso todos los componentes, comenzando por los de dimensiones mas pequeñas; cuidar la orientación correcta de los componentes polarizados. En lo que concierne a los componentes, nada de particular hay que señalar: todas las resistencias son de capa de carbono, tolerancia 5 % , y su potencia de 1/2 W. Los condensadores son de tipo ordinario con la excepción de C , C , C y C que deberán presentar una tolerancia máxima dé 5 % . C de 1 μF es del tipo no polarizado. Los transistores utilizados en nuestro prototipo son en lo que concierne a T y T , de los 2N2219; éstos pueden ser reemplazados sin inconveniente por el tipo correspondiente 2N2222; para T , hemos utilizado el 2N1711 que puede ser reemplazado por cualquier tipo de conmutación de la misma potencia. 1

4

2

3

1

1

2

3

La segunda parte del montaje concierne a la realización del módulo de alimentación. Lo estudiaremos más adelante. La tercera fase, en fin, implicará el cableado y la puesta en el estuche. Para esto último, se elegirá un modelo de dimensiones apropiadas, realizado en material plástico o metálico. Sobre el fondo, con tornillos y tirantes, se fijan los dos módulos. El cordón de alimentación pasa a través de un pasa-hilos de goma dispuesto sobre el panel posterior. Se pasa entonces a la preparación del panel frontal sobre el que se montan los componentes siguientes: el interruptor de alimentación S y el diodo LED DL de la sección alimentación; el conmutador de la gama de frecuencias S ; el conmutador de selección del tipo de señal S ; el doble inversor para el atenuador x 1 y x 0,1 S ; el doble inversor para la inserción del atenuador de 20 dB, S ; el potenciómetro para la regulación fina de la frecuencia P ; el potenciómetro del atenuador variable P y, en fin, tres tomas de salida: una para la salida sincro, una para la salida TTL y una para las tres formas de ondas. Como hemos señalado, los componentes a fijar sobre el panel son poco numerosos; además, es preciso mencionar las indicaciones de valores y los cuadrantes graduados. 1

1

1

2

3

4

1

2

79

APARATOS ANALÓGICOS

Fig. 49

80

GENERADOR DE SEÑALES DE 10 Hz A 100 KHz

Fig. 50

81

APARATOS ANALÓGICOS

Comencemos por los conmutadores S y S ; el primero debe ser de una vía, 4 posiciones. Sobre el panel frontal pueden llevarse las indica­ ciones siguientes: arriba "Frecuencia" y x 1, x 10, x 100, x 1 000, a cada posición del conmutador. El conmutador S deberá ser de 2 vías, 3 posiciones. En cada posición, se podrá dibujar sobre el panel la forma de onda seleccionada. Los dobles inversores S y S pueden ser de tipo miniatura, de vari­ lla o de deslizadera de dos posiciones. Enfrente del primero, se llevará la indicación "Atenuador x 1 y x 0,1" en tanto que sobre el segundo, se llevará "Atenuación 20 dB". Después de haber dispuesto todos los componentes sobre el panel, se pasará al cableado, que se efectuará con cable coloreado flexible. Las conexiones relativas a los dos atenuadores fijos, al atenuador variable y a las tomas de salida, se ejecutarán con hilo blindado cuya funda metáli­ ca esté conectada a masa. 1

2

2

3

4

La alimentación

El generador de funciones está concebido para funcionar con una tensión de 15 V con un consumo de aproximadamente 100 mA. A este fin, hemos realizado una alimentación sencilla y económica, en un cir­ cuito clásico que utiliza un regulador tripolar tipo LM 340-15. Calibrado

Es una de las fases más delicadas de la realización de este instrumen­ to. En efecto, su precisión depende mucho de la manera en que esta operación se haya efectuado. Ante todo, se efectuará el calibrado de la gama de frecuencias proce­ diendo de la manera siguiente: se lleva el conmutador de gamas S a la posición 1, se regulan todas las resistencias variables a semi-carrera y el cursor del potenciómetro P en posición alta, es decir, para la frecuen­ cia mínima. Se pasa entonces a la regulación de la resistencia variable R V , de manera que en los bornes de las resistencias R , la diferencia sea nula, o, dicho de otra manera, que no circule ninguna corriente por la resistencia. Este regulación debe efectuarse con mucho cuidado; a tal fin, puede se útil emplear un voltímetro de alta impedancia de entrada. Después de haber apagado el aparato, tomar un ohmímetro dispuesto sobre la gama 1 kΩ a fondo de escala, y conectado entre el cursor del potenciómetro P y la masa. Girar entonces el cursor hasta que el ohmí­ metro indique 600 Ω. En estas condiciones, llevar el conmutador S so1

1

2

1 0

1

2

82

GENERADOR DE SEÑALES DE 10 Hz A 100 KHz

bre la posición sinusoidal. Por medio de un osciloscopio o de un frecuencímetro, verificar que la frecuencia suministrada esté muy próxima a 50 Hz. Si no fuese así, reemplazar el condensador C de 1 μF por uno más preciso. El cuadrante de P puede ser dibujado transportando los diferentes puntos correspondientes a las diferentes medidas de R . 1

1

2

Después de haber realizado la escala de las frecuencias, se lleva el conmutador de gamas a la posición 10, y se verifica que las frecuencias de 100, 150, 200 Hz, etc. corresponden a las grabaciones respectivas referidas sobre el cuadrante. En caso contrario, reemplazar C por un condensador más preciso: la misma operación deberá efectuarse para el tarado de las otras gamas de frecuencia. 2

Si no se dispone de un osciloscopio o de un frecuentímetro, nos contentaremos con montar condensadores que ofrezcan una tolerancia inferior a 5 % . El tarado para la distorsión mínima se efectúa con ayuda de un distorsiómetro a la frecuencia de 1 000 Hz. Se actúa sobre las resistencias variables R V y R V a fin de obtener la distorsión mínima, que debe ser inferior a 0 , 5 % . 3

4

Si no se dispone de un distorsiómetro, deberemos contentarnos con regular R V y R V a mitad de carrera. La resistencia variable RV sirve para regular el nivel de salida de las señales. Se dispone el instrumento para una frecuencia sinusoidal de 100 ó 200 Hz, con un voltímetro dispuesto sobre la gama 1 V =; se regula RV de manera que en los bornes de P , con S llevado sobre X 1, se mida una tensión eficaz de 0,8 V. Se aconseja no sobrepasar este valor para no correr el riesgo de aumentar la distorsión de forma sinusoidal y de disminuir la linealidad de la forma de onda triangular. Llevar entonces el voltímetro sobre el alcance 3 V ef. a plena escala y conectarle a la salida del generador con el atenuador de 20 dB suprimido. Al estar el instrumento encendido, se deberá leer 2,5 V ef. y 4- 10 dB si la escala está también calibrada en dB. En caso contrario, se retocará ligeramente RV a fin de obtener la medida exacta. 3

4

1

2

2

3

1

En este momento, se introduce, a través de S , el atenuador de 20 dB y se verifica que su funcionamiento es correcto, y después se gira hacia adelante y hacia atrás el potenciómetro P , verificando que su acción es lineal. 4

2

La escala graduada del atenuador variable podrá marcarse en dB. A fin de simplificar esta operación, damos a continuación los valores de tensión correspondientes: 83

APARATOS A N A L Ó G I C O S

10 dB 9dB 8dB 7 6 5 4dB

+ + + + + + +

= = = = = = =

2,45 V ef. fondo escala 2,2 V ef. 1,95 Vef. 1,75 Vef. 1,54 Vef. 1,4 Vef. 1,23 Vef.

+ + + — —

3dB 2dB 1 dB OdB 5dB 10 dB

= = = = = =

1,1 Vef. 980 mV ef. 860 mV ef. 780 mV ef. 440 mV ef. 245 mV ef.

La señal de saüda, con la inserción del atenuador fijo a través de S y el atenuador variable constituido por P , varía de + 10 dB a — 30 dB, lo que equivale a 2,45 V ef. Si, a continuación, se pone en circuito el atenuador fijo de 20 dB, la señal de salida cae a 3 mV ef. 3

2

Empleo del generador

Como hemos dicho ya, con un generador así y un osciloscopio, se puede efectuar un buen trabajo de puesta a punto de la mayoría de los montajes cuya frecuencia de funcionamiento no sobrepase los 100 kHz. En funcionamiento sinusoidal se utilizará el aparato como generador de frecuencia audio que permitirá verificar todas las características que conciernen a los aparatos Hi-Fi tales como los preamplificadores, amplificadores, filtros. Con éste, se podrá elevar la sensibilidad, la banda pasante, la distorsión y la estabilidad. Utilizando la forma de onda rectangular, se podrá examinar la linealidad de la amplificación, el umbral de "clipping" y apreciar la fidelidad de la respuesta a los impulsos muy cortos. Gracias a la salida al nivel TTL y a los tiempos de subida y de descenso rápidos de la forma de onda, este instrumento se presta a la experimentación con los circuitos integrados. Todos los valores de las resistencias 1/3 de W -5 % son llevados al esquema. Los de los condensadores son los siguientes: C = 1 μF-63 V poliester. C = 0,1 μF-100 V poliester. C = 10 nF-100 V poliester. C = lnF-100 V poliester. Todos estos condensa­ dores tolerancia 5 % . C = 10 μF-16 V electrol. C = 47 μF-16 V electrol. C = 1 μF-16 V electrol. C = 2,2 μF-16 V tantalio. C = 100 μF-25 V electrol. C = 100 μF-16 V electrol. C = 2 2 nF-100 V electrol. C = 100 pF-25 V cerámico. C = 0,1 μF-100 V poliester. D = D = diodo zéner 5,1 V-400 mW. 1

2

3

4

5

7

6

8

9

1 0

1 2

1

11

1 3

2

(Según Onda Quadra et Notice Applictions EXAR)

84

14 GENERADOR PATRÓN DE FRECUENCIA

Este aparato es muy útil para el calibrado de los radio-receptores. Se trata de un oscilador de alta frecuencia que suministra una señal rica en armónicos. A partir de la frecuencia de base del cuarzo, se conoce con precisión la de los diferentes armónicos. Si se conecta la salida de este generador a la entrada de un receptor, girando el botón de sintonía, se percibirán los diferentes armónicos, unos después de otros. Este circuito puede utilizarse igualmente como patrón de frecuencia o como base de tiempos para frecuentímetro. La frecuencia base es de 1 MHz. Dos circuitos integrados divisores suministran las frecuencias submúltiplos de 500, 100, 50, 10 kHz, en tanto que los armónicos son audibles hasta 30 MHz y más. Estudio del esquema El esquema eléctrico del generador patrón está representado en la figura 51. El oscilador está constituido por cuatro puertas NAND de un SN7400 según el esquema detallado de la figura 52. Se sabe que si se reúnen las dos entradas de una puerta NAND, ésta se comporta como un inversor. La señal a la salida de la puerta A está desfasada en 180° con respecto a la entrada. Aplicándola a la puerta B por medio de C , la señal es de nuevo invertida y se vuelve a encontrar por consiguiente en fase con la señal de entrada en A. Esta condición es indispensable para que el circuito entre en oscilación. 1

La línea de reacción está constituida por el cuarzo y el trimer C . Este último permite regular la oscilación a 1 MHz muy preciso. Las resistencias R , R , R y R suministran la contrarreacción necesaria sobre cada puerta, para estabilizar su funcionamiento. La señal de salida de la primera puerta A es aplicada a las otras dos puertas C y D del SN7400 que sirven de pasos separadores con el circuito divisor. Por medio de C , la señal 1 MHz está disponible a la salida 1. Simultáneamente, la señal es también aplicada a la entrada de un doble p

1

2

3

4

2

85

86 Fig. 52

Salida 1 1MHz

Salida 2 Salida3 100 kHz 500kHz

Salida 4 Salidas 50 kHz ti kHz

Fig. 51

APARATOS ANALÓGICOS

G E N E R A D O R PATRÓN DE FRECUENCIA

divisor constituido por dos SN7490 montados en cascada. Se sabe que este tipo de circuito permite dividir por 2 y por 5. Los cuatro flip-flop se montan de tal manera que se obtenga: a la salida 2: 500 kHz (división por 2) a la salida 3: 100 kHz (división por 5) a la salida 4: 50 kHz (división por 2) a la salida 5: 10 kHz (división por 5) La tensión de alimentación, como para todos los integrados TTL es de 5 V, estabilizada preferentemente con ayuda de un regulador tripo­ lar tipo LM340 o TDA 1405 a partir de una tensión continua de 9 a 15 V. El esquema de tal alimentación viene dado con ocasión de otros montajes. Montaje Todos los componentes están montados sobre un único circuito im­ preso de 100 x 50 mm, reproducido a escala 1 en la figura 53, en tanto que la disposición de los componentes viene dada en la figura 54. La única regulación es la del trimer Cp para que la oscilación se efectúe exactamente sobre 1 MHz. Esta se obtiene preferentemente con un frecuentímetro. Si no, se utilizará un receptor sintonizado sobre un emisor cuya frecuencia es de 15 MHz, que servirá de patrón. Utilizando la salida 1 MHz, la regulación de C corresponde a la obtención del bati­ do nulo. p

Fig. 53

87

APARATOS ANALÓGICOS

Fig. 54

88

15 DETECTOR DE SEÑALES PORTÁTIL UK406

Todo el mundo sabe que el detector de señales constituye un auxiliar precioso para la detección de averías en los radiorreceptores, los amplificadores baja frecuencia y los televisores. El aparato que describimos a continuación presenta las ventajas de una gran sensibilidad regulable a voluntad, de ocupar poco volumen y de facilitar la reparación de las averías, a domicilio. Para evitar modificar las condiciones de trabajo del circuito a controlar, se ha tenido un cuidado muy particular en la concepción de la sonda de captación de la señal que, gracias a su impedancia elevada, ejerce una influencia despreciable sobre ella. La señal tomada puede ser lo mismo una portadora modulada que una señal detectada. Es controlada por el altavoz de que el aparato está dotado, o sobre un osciloscopio exterior. La alimentación interna a pilas hace al UK406 completamente autónomo. Sin embargo, para las aplicaciones de laboratorio, a fin de economizar pilas, lleva una toma que permite utilizar una alimentación estabilizada que suministre una tensión de 9 V a 60 mA. Las principales características de este aparato son las siguientes: Tensión máxima aplicable a la punta: 500 V CC plena escala. 50 V CA cresta a cresta. Gama de frecuencia modulada en amplitud a 30 % : 100 kHz a 500 MHz, con una sensibilidad de 10 mV ef. para 100 mV de salida. Sensibilidad regulable en BF sobre seis gamas: 3, 30, 300 mV, 1 V, 3 Vef. Impedancia de salida: 8 Ω. Examen del circuito El esquema representado en la figura 55 puede dividirse en tres sec­ ciones: 89

APARATOS ANALÓGICOS

— una sonda detectora amplificadora HF de débil ruido. — un preamplificador de FET que lleva un atenuador por saltos. — un amplificador de potencia BF. La sonda toma la señal a través de C , y después la detecta por D . R constituye la carga del detector y C filtra los componentes HF residuales. La señal limpia es luego aplicada a TR por medio de C . El paso amplificador está sometido a una importante contra-reacción por R - C y la salida se efectúa por medio de C . 1

1

1

5

1

1 5

2 5

Fig. 55

Nivel Probador

90

Entrada Baja fre.

Fuera

iMarcha

¡Altavoz 1 ext.

5

10

DETECTOR DE SEÑALES PORTÁTIL UK 406

Fig. 56

La alimentación de TR es perfectamente desacoplada por R y Se evita así toda posibilidad de cebado de oscilaciones. La entrada de la sección amplificadora HF se efectúa sobre la puerta de T R que, para una mejor sensibilidad, es del tipo de efecto de campo. El paso de entrada es del tipo fuente a masa y la célula R - C desacopla la alimentación. Por C , las señales son dirigidas hacia el atenuador SW , que selecciona las resistencias de R a R . Este último recibe igualmente por la entrada D, las señales baja frecuencia detectadas aplicadas a la entrada INPUT LOW FREQ. 1

2 0

C . 20

2

4 0

4 0

3 5

1

45

8 5

Fig. 57

91

APARATOS ANALÓGICOS

Fig. 58

Nos encontramos en seguida con el control general de ganancia R (LEVEL), un paso amplificador general de alta linealidad y pequeño ruido equipado de T R , y finalmente el amplificador de potencia IC que utiliza el TAA611 E en un circuito clásico. La salida llega normalmente al altavoz incorporado. Sin embargo, para un análisis minucioso de las señales, se puede utilizar un casco de baja impedancia, o un osciloscopio y un frecuencímetro, por la toma SPEAKER EXT. 135

3

1

92

DETECTOR DE SEÑALES PORTÁTIL UK 406

Como se ve, la concepción del aparato tiende hacia una real facilidad de empleo. Montaje

El montaje se efectúa sobre dos circuitos impresos: uno para la sonda y el otro para la sección principal. Las figuras 56 y 57 muestran la disposición de los componentes sobre cada uno de ellos. La sonda será completada por la punta de toque, el cable de salida y la pinza cocodrilo de masa montada sobre el tubo metálico protector según las indicaciones de la figura 58. Antes de cerrar el estuche, efectuar un minucioso control del circuito. Aunque el montaje es sencillo, es indispensable respetar las reglas habituales que conciernen a la ejecución de las soldaduras y el respecto a las polaridades y a los valores. El menor error comprometería el buen funcionamiento del aparato y llevaría implícito el riesgo de dañar ciertos componentes. (Realización Amtron)

93

16 ¿COMO TRANSFORMAR SU CONTROLADOR UNIVERSAL EN FRECUENCÍMETRO ANALÓGICO?

Este frecuencímetro no posee evidentemente la precisión de un frecuencímetro numérico. Pero es mucho más barato y puede prestar grandes servicios cuando es suficiente evaluar la frecuencia de un oscilador con una aproximación suficiente. Ciertamente la precisión dependerá de la magnitud de la escala del instrumento utilizado. Tomemos, por ejemplo, como instrumento de medida, el controlador conmutado sobre el alcance 500 μA a plena es­ cala. Sobre la primera gama (0-50 Hz), la precisión es del orden de 1/2 Hz. Sobre la segunda gama (50-500 Hz), será del orden de 5 Hz. Sobre la tercera (500 Hz a 5 kHz) de 50 Hz y así sucesivamente. En la práctica, el error máximo será de 5 % . Esta tolerancia es aceptable para los que no pueden adquirir un frecuencímetro digital. Esquema eléctrico El esquema eléctrico de este frecuencímetro analógico, representado en la figura 59, está prácticamente constituido por dos circuitos integrados: el primero es un C/MOS CD4001 constituido por cuatro puertas NOR, y el segundo un monostable SN76810P. La señal de la que se quiere medir la frecuencia es aplicada al borne "ENTRADA" y de allí, a través del condensador C , a la entrada de las dos primeras puertas NOR conectadas en paralelo. 1

Para poder efectuar una medida, es necesario que la señal tenga una amplitud mínima de, aproximadamente, 1,2 V p.p., o sea 0,4 V ef. No existe, por el contrario, ningún límite superior de amplitud. En efecto, los diodos D , D , D , D , conectados en oposición, descrestan automáticamente la señal de manera que la llevan dentro de los límites autorizados. Por su lado, el condensador Q elimina toda tensión continua que pudiese eventualmente sobreponerse a la frecuencia a medir y falsear las medidas. 1

94

2

3

4

Fig. 59

¿COMO T R A N S F O R M A R SU C O N T R O L A D O R UNIV. EN FRECUENCÍMETRO A N A L Ó G I C O ?

95

APARATOS A N A L Ó G I C O S

Las dos puertas NOR A y B del circuito integrado CD4001 sirven para la amplificación de la señal de entrada. A la salida, se podrá disponer de una señal 7 V p.p. El condensador C dispuesto entre los diodos y la entrada de las dos NOR, es indispensable para no modificar la polarización de ésta, obteda a través de R . Las dos puertas NOR siguientes C y D, conectadas de manera idéntica, proceden a la puesta en forma de la señal, de manera que se obtenga una señal cuadrada perfecta, destinada a pilotar el monostable SN76810P. Este suministra sobre su terminal 5 un impulso de amplitud y de duración rigurosamente constante, independientemente de la amplitud y de la duración del impulso positivo aplicada a su entrada (terminal 2). 4

2

Es preciso indicar que la duración de los impulsos de salida puede modificarse a voluntad, cambiando los valores de la resistencia y del condensador aplicado a los terminales 3 y 4 de I C . Si su valor es muy bajo, la duración de los impulsos será corta, en tanto que, por el contrario, con valores elevados, la duración será más larga (fig. 60). El instrumento indicador dispuesto en paralelo en los bornes de los condensadores C yC está colocado entre el positivo de la alimentación y la salida (terminal 5) de I C . 2

10

11

2

Fig. 60

Sobre este terminal, en ausencia de señal de entrada, el valor de la tensión positiva es el de la de alimentación y, en estas condiciones, la aguja permanecerá sobre el cero. Cuando, por el contrario, se aplica una señal al terminal 2 de I C , se registrará a la salida una serie de impulsos negativos y, en razón de la presencia de los dos condensadores, el instrumento indicará el valor medio de la tensión que, en la práctica, con una escala convenientemente calibrada, corresponderá a la frecuencia. Evidentemente, para cada gama es necesario hacer variar la duración de los impulsos de salida del monostable, de manera que se obtenga siempre el valor de tensión media, que haga desviar, la aguja proporcionalmente a la frecuencia. Esta condición se obtiene utilizando, para cada gama, un condensa2

96

¿COMO T R A N S F O R M A R SU C O N T R O L A D O R UNIV. EN FRECUENCÍMETRO ANALÓGICO?

dor de capacidad siempre mas baja, entre los terminales 3 y 4 de IC ( C , C , C , C , C ) , seleccionado por el conmutador S . Como es difícil encontrar en el comercio condensadores que tengan un valor exactamente igual al exigido, se corrige esta tolerancia utilizando resistencias ajustables, en lugar de resistencias fijas ( R , R , R , R , R ) , que el conmutador S se encarga de poner alternativamente en servicio. Las diferentes gamas 50 Hz, 500 Hz, 5 kHz, 50 kHz y 500 kHz están calibradas de manera que lleven la aguja al fondo de la escala al actuar respectivamente sobre R , R , R , R , R . Si se dispone de un osciloscopio, se podrá observar la duración de los impulsos, llevando la sonda sobre el terminal 6 de I C . El instrumento indicador mejor adaptado es un microamperímetro 0-500 μA; sin embargo, se podrá utilizar también un 250 μA. En este caso, se deberán reducir los valores de los condensadores C , C , C , C , C . 2

5

6

7

8

9

2 A

5

6

7

8

9

2B

5

6

7

8

9

2

5

8

6

7

9

97

APARATOS A N A L Ó G I C O S

La alimentación se obtiene a partir de un transformador que sumi­ nistra en el secundario una tensión de 12 V bajo 0,5 A, que es rectifica­ da por un puente de 80 V, 0,5 A y filtrada por los condensadores elec­ troquímicos C , C y C . El consumo es del orden de 50 mA. 2

3

1 2

S e c u n d a r i o del transform.

alim.

1 2 V ~

Masa

Entrada

Fig.

98

61

¿COMO T R A N S F O R M A R SU C O N T R O L A D O R UNIV. EN FRECUENCÍMETRO A N A L Ó G I C O ?

Realización

Todos los componentes, a excepción del instrumento y del conmutador, que se dispondrán directamente sobre el panel frontal, van montados según el plano de implantación de la figura 61. Los dos hilos de entrada y masa, estando el primero blindado, se conectan a dos bornes universales rojo y negro, estando el primero obligatoriamente aislado. Calibrado

El calibrado de este frecuencímetro necesita un oscilador BF o un generador de señales. Para obtener el máximo de precisión, es preferible efectuar el calibrado a semiescala. La primera escala será así calibrada con una señal de salida 25 Hz con una amplitud superior a 1,5 -1,8 V p.p. Al actuar sobre el cursor de R , se regula de forma que la aguja se fije sobre la graduación 25. La regulación de la segunda escala se efectuará con una señal de 250 Hz actuando sobre la resistencia R . Las otras gamas necesitan una señal de 2 500 Hz, 25 kHz y 250 kHz. 5

6

99

17 MINI - MIRA UK 993

A menudo, después de haber reparado un televisor y muy principal­ mente cuando se trata de aparatos en color, el técnico se encuentra en la obligación de proceder a una realineación de diferentes pasos. Estos, para alcanzar la perfección, no pueden efectuarse sobre las únicas miras difundidas por las diferentes cadenas. Por ello, los laboratorios deben estar equipados con un generador de barras, de rejilla y de puntos. Los generadores del comercio cuestan carísimos. El aparato que vamos a describir es compacto y ligero gracias a la utilización de un sistema mo­ dular vídeo, equipado con circuitos integrados. Su utilización es facili­ tada por la ausencia de controles de sincronismo semi-fijos o de satura­ ción de color. La estabilidad general es tan buena, que el único mando es un con­ mutador que permite elegir entre la emisión de barras verticales, hori­ zontales, o de las dos a la vez. Este generador está especialmente indicado para la regulación de la convergencia estática y dinámica de los televisores en color. Se sabe que la mejor convergencia corresponde a la aparición de las barras uniforme­ mente blancas en toda su longitud, sin arrastres de colores. Otra regulación posible es la de la linealidad vertical y horizontal, que será perfecta cuando las líneas aparezcan rectas y equidistantes, en particular sobre los bordes de la imagen. Características técnicas Alimentación: batería 9 V. Consumo: 2 mA. Frecuencias: VHF banda III, parte alta, 160 a 215 MHz aproxima­ damente; UHF banda IV. Estudio del esquema Como muestra el esquema de la figura 62, el generador consiste esencialmente en cuatro multivibradores astables y un oscilador alta fre100

MINI-MIRA UK 993

cuencia. El multivibrador constituido por dos secciones de la cuádruple puerta NOR IC y por la red de desfase C , R , P , R , suministra el impulso de sincronismo horizontal. Este último es aplicado a una de las entradas de una sección de la cuádruple puerta NAND IC (terminal 9) cuya salida es apuñeada por la segunda sección (terminales 12, 13, 11), y después la señal sirve para modular el oscilador alta frecuencia T R . Esta señal es igualmente utilizada para bloquear el multivibrador constituido de dos secciones de IC y de la red C , R , P . Este último suministra, durante las pausas entre los impulsos de sincronismo horizontal, otros impulsos que sirven para modular el oscilador alta frecuencia, durante los intervalos entre las líneas, después de la amplificación por la sección de I C que corresponde a los terminales 1, 2 y 3, formando líneas verticales perpendiculares a las procedentes. Los impulsos de sincronismo imagen, cuya frecuencia está sincronizada con la frecuencia línea a través de C , son producidos por el circuito constituido por dos secciones de IC y de la red C , R , P . Los impulsos de líneas horizontales son generados por el multivibrador constituido por dos secciones de IC y por la red C , R , R , P , después del impulso de sincronismo imagen. El condensador C permite que las líneas sean enteras. El valor de la resistencia R se establece de manera que ponga de relieve una sola línea a la vez. 3

3

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1 3

1

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5

1

3

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5

Puesto que los impulsos de sincronismo-imagen, tomados del terminal 3 de I C , son demasiado anchos, es necesario reducirlos a una justa dimensión por C y R , antes de aplicarlos al terminal 8 de I C , y a los terminales 12 y 13 de este mismos circuito, y después modular en seguida T R . El conmutador S permite suprimir las líneas verticales u horizontales. La tensión de modulación es aplicada al emisor de T R . Como esta entrada se efectúa a baja resistencia y débil capacidad, incluso los pequeños impulsos para las líneas verticales aseguran una modulación con tiempos de subida extremadamente cortos. El punto de funcionamiento de TR puede ser regulado por medio de P , suministrando una imagen perfectamente contrastada. Las bobinas del circuito oscilante alta frecuencia forman parte del circuito impreso. La alimentación del aparato se efectúa a partir de una batería de 9 V. Como la tensión de ésta puede variar con el tiempo, y esta variación en descenso puede comprometer el funcionamiento del circuito, es necesario efectuar una estabilización, obtenida por el transistor TR y el diodo de referencia D . Sí la tensión de la batería cae por debajo del valor útil, una presión del botón-pulsador Barrery Test no provoca ya el encendido del diodo LED L y conviene entonces cambiar las pilas. 3

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3

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1

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1

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El oscilador alta frecuencia suministra una portadora sobre el canal VHF y un armónico sobre el canal UHF. La regulación de la frecuencia de salida se efectúa entre anchos límites por medio del trimer C . 1 2

101

Salida

HF

Fig. 62

Y

ñ

Batería ensayo

APARATOS A N A L Ó G I C O S

102

MINI-MIRA UK 993 Realización

El generador utiliza el circuito impreso que aparece en la figura 63 visto por transparencia, con la disposición de los componentes. Para el montaje, aconsejamos proceder según la secuencia lógica siguiente. Antes de nada, conviene completar las pistas por las cinco bandas de hilo de cobre desnudo estañado. A continuación, se conectarán las resistencias y después los condensadores cerámicos, así como los del tipo de dieléctrico poliester C , C , C • Se pasará a continuación a la colocación de los condensadores electroquímicos C , C , C yC respetando las polaridades. El trimer de sintonía que seguirá deberá ser manipulado con mucha precaución y puesto en su lugar sin forzar, así como las resistencias variables P , P , 3

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1 4

9

2

6

1 $ )

1

P ,P 3

4

2

yP . 5

Los circuitos integrados estarán montados sobre soportes, a fin de facilitar los cambios eventuales. El circuito estará completado por los diodos de señal D , D , D , D , D , D , los diodos zéner D y D , y los transistores TR TR . x

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1

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103

APARATOS ANALÓGICOS

Fig. 63

Antes de proseguir las operaciones, se efectuará un control minucio­ so del montaje. Se pasará entonces a la unión del circuito impreso a las paredes laterales del estuche metálico según las indicaciones de la figura 64, y después se completará el panel con el conmutador de funciones, el interruptor ON-OFF, el botón pulsador, el soporte de LED y el enchufe de salida. Regulaciones

Se procede entonces a las operaciones de alineación. Unir la salida a un televisor con ayuda de un cable blindado de 75 Ω. Llevar al centro todos los cursores de los potenciómetros y encender los dos aparatos. Investigar la emisión sobre el televisor por la regulación de los canales. Después de haber encontrado el mejor punto de sintonía, efectuar la re­ gulación de la frecuencia del multivibrador. Con el conmutador S en posición media, regular P hasta la aparición de las barras verticales ne­ tas y estables, incluso girando varias veces el conmutador de canal, o pa­ sando de la banda VHF a la banda UHF. Si se dispone de un frecuencí2

2

104

MINI-MIRA UK 993

metro, la regulación de P será facilitada, procediendo de la manera si­ guiente: el punto de medida será el terminal 10 de I C , y la frecuencia deberá ser de 15 625 Hz. Se pasará entonces a la regulación de P que fija la frecuencia ima­ gen de tal manera que cesa el desfile de las líneas horizontales. 2

1

1

Fig. 64

Con los trimers P y P , se puede elegir el número de barras vertica­ les y horizontales, así como su distancia respectiva. Con P , se establece el punto de trabajo de T R . En la práctica, se aumenta o se disminuye el contraste. El trimer será girado de manera que se obtengan barras netas. Se comprobará la presencia de puntos lu­ minosos dispuestos en diagonal; éstos resultan de la ausencia de circuito de supresión de retorno de barrido. Su presencia, sin embargo, no es en ningún modo molesta y puede servir de "marker". Antes de la utilización del aparato, convendrá asegurarse del perfec­ to estado de la batería, con ayuda del botón pulsador "Batt-test". 3

5

4

2

(Realización Amtron)

105

Capítulo II

Aparatos Digitales

A P A R A T O S DIGITALES

EL VOLTÍMETRO DIGITAL Desde hace algún tiempo, los principales fabricantes de semi—con­ ductores han lanzado al mercado circuitos integrados LSI que desarro­ llan todas las funciones esenciales de un voltímetro digital, permitiendo así al aficionado realizar fácilmente instrumentos de precisión. Estos tipos de aparatos se han hecho precisos en laboratorios, pues la creciente difusión de los componentes FET y MOS, tanto en transis­ tores como en circuitos integrados, ha conducido a nuevas necesidades en el dominio de las medidas electrónicas. En efecto, los controladores de tipo corriente, que tienen una resistencia de entrada de 20/50 kΩ/V, son esencialmente amperímetros que funcionan tomando corriente de los circuitos a medir. A título de ejemplo, un controlador de 20 kΩ/V necesita una co­ rriente de 50 μ A para llevar la aguja a fondo de escala. Supongamos entonces que tengamos que efectuar una medida sobre la puerta de un FET, para verificar la polarización. El problema resulta del hecho de que la corriente máxima es de algunas centenas de nanoamperios, intensidad de corriente para la que el cuadro móvil del instru­ mento no produce un campo magnético suficiente para desplazar la agu­ ja de manera apreciable. Por ello, el controlador indicará 0 V, incluso si el FET está efectiva­ mente bien polarizado. En este caso y en otros análogos, es necesario recurrir a otros tipos de instrumentos, que absorben de los circuitos sometidos a las medidas la menor corriente posible. El problema se resuelve utilizando compo­ nentes que exigen una débil corriente de funcionamiento, MOS acopla­ dos a lógica complementaria. Así han nacido los voltímetros y políme­ tros, analógicos primero y digitales después.

108

18 VOLTÍMETRO DIGITAL PARA TENSIONES CONTINUAS 1 mV a 1 000 V

Generalidades Los indicadores tradicionales de cuadro móvil y aguja, presentan numerosos inconvenientes: en primer lugar la fragilidad, pero también la no linealidad, la imprecisión debida al efecto de paralaje, la imposibilidad de señalización de valores negativos, la sensibilidad a los campos magnéticos parásitos y la dificultad de utilización en un lugar obscuro. Todos estos defectos se eliminan con la indicación numérica digital: un indicador con LED es robusto. El voltímetro digital no lleva órganos electromagnéticos en movimiento y la indicación de polaridad, positiva o negativa, es fácilmente obtenida. Puede ser utilizado en las peores condiciones de iluminación. Por el contrario, el sistema digital hasta estos últimos tiempos se presentaba como complicado, costoso y voluminoso, con la utilización de los circuitos integrados de la familia TTL. Hoy han hecho su aparición nuevos circuitos en el mercado que hacen la realización de este tipo de aparato mucho mas sencilla, por un precio abordable, como vamos a ver en las descripciones que siguen. Este voltímetro permite la medida de las tensiones continuas de 1 mV a 999 V, en cuatro gamas, seleccionadas por medio de un conmutador rotativo de dos circuitos, cuatro posiciones: 1a

gama: 2 gama: 3 gama: 4 gama: a

a

a

999 mV a fondo 9,99 V a fondo 99,9 V a fondo 999 V a fondo

de escala de escala de escala de escala

Es igualmente posible medir las tensiones negativas pero la visualización del signo — reduce automáticamente cada uno de los alcances a dos cifras - 99 mV, - 0,99 V, - 9,9 V, - 99 V. Recordemos sin embargo que invirtiendo las puntas de contacto, una tensión negativa se hace automáticamente positiva, lo que permite utilizar las tres cifras sobre cada uno de los alcances. El circuito es completado por el indicador de rebasado ("over—range") que se traduce por la aparición de las tres letras mayúsculas EEE. 109

110

Masa

Entrada

Fig. 1

Punto

decimal

A P A R A T O S DIGITALES

VOLTÍMETRO DIGITAL PARA TENSIONES CONTINUAS 1 mV A 1000 V

Si, por el contrario, la tensión a medir es negativa y rebasa el fondo de la escala, sobre el indicador aparecerán tres signos menos, o sea , y, en este caso, tendremos dos posibilidades: invertir las puntas de contactólo continuar midiendo en negativo, pero pasando al alcance inmediatamente superior. El sistema electrónico que manda el indicador es alimentado bajo 5 V, tensión habitualmente utilizada para los circuitos integrados de la familia TTL, y el consumo es del orden de 120 mA. Estudio del esquema

El esquema del voltímetro es señalado en la figura 1. Los circuitos integrados IC e IC de 16 terminales, preceden a todas las funciones encontradas en un voltímetro digital. I C , del tipo CA3162E, contiene el convertidor analógico-digital de doble rampa, un reloj interno cuya frecuencia es fijada por el condensador C , la tensión interna de referencia y la unidad de contado en BCD. El circuito IC , del tipo CA3161 E que le es asociado, constituye el decodificador BCD/7 segmentos destinados a pilotar el indicador de tres cifras de tipo clásico. Circuitos internos estabilizan el conjunto contra las variaciones de temperatura. 1

2

1

1

2

Estos dos circuitos integrados no necesitan mas que algunos componentes externos. El condensador C que completa el integrador, el trimer P que fija el "cero" y el segundo trimer P que calibra el fondo de escala. Como los circuitos integrados son del tipo LSI—MOS, la corriente de salida es poco elevada. Así, es necesario utilizar transistores "buffer" TR -TR -TR , amplificadores de corriente. 1

1

2

1

2

3

El voltímetro, como hemos visto, prevé la extensión de la gama base. El principio es el de la figura 2. Si R = 9 r, se tiene:

V

=

r 9r+ r

V

=

1 10

V

Fig. 2

En la práctica, se utilizan resistencias de 1 por ciento para que el porcentaje de error sea del orden de 0,1 por ciento. 111

APARATOS DIGITALES

Es la razón de la presencia del atenuador constituido por R -R -R R - R . Así, sobre cada alcance, se obtiene siempre una tensión de 999 mV a la entrada del convertidor analógico-digital. Las resistencias R , R , R limitan la corriente que pasa en los puntos decimales cuando és­ tos son puestos en circuito a través de la conexión de masa. Las varia­ ciones de gamas se efectúan por medio de un conmutador rotativo de 2 circuitos, 4 posiciones. 1

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2

3

5

6

7

8

Montaje

El montaje se efectúa sobre dos circuitos impresos: uno para el indi­ cador y el otro para el convertidor analógico/digital. Sobre el primero se montan los tres FND 507 que constituyen el sistema de lectura. Este circuito impreso está representado del lado indicador, en la figura 3. Co­ mo se ve, el punto decimal debe estar girado hacia los terminales de sali­ das numerados de 1 a 13. Sobre el otro circuito (fig. 4), se montan primero las resistencias fi­ jas y después las bandas de hilo rígido desnudo, así como el condensa­ dor C . Se prosigue por los dos trimers P -P y después por los transis­ tores. 1

1

2

Colocar los dos circuitos integrados cuidando de su orientación co­ rrecta. Se procede, en fin, a la interconexión de los dos circuitos con ayuda de los hilos rígidos que unen las dos filas de pastillas que llevan el mismo número, y al conexionado del conmutador de gamas según las indicaciones de la figura 5. Los dos circuitos impresos estarán dispuestos en ángulo recto para un indicador de panel, o uno debajo del otro, si se quiere realizar un aparato en estuche. Sugerimos la utilización de un estuche Teko. Después de un control minucioso del montaje, se aplicará la alimen­ tación cuya tensión debe estar comprendida entre los valores extremos de 4,5 V a 5,5 V. Se podrán utilizar a tal fin pilas ordinarias o de niquelcadmio, pero es preferible disponer de una alimentación estabilizada de 5 V. Puesta a punto

Desde el encendido, el indicador puede mostrar un valor cualquiera, incluso si no es aplicada ninguna tensión a la entrada. Conviene proce­ der a la puesta a cero, conectando el punto D a masa y regulando el tri­ mer P hasta la obtención de una indicación cero estable. 1

112

VOLTÍMETRO DIGITAL PARA TENSIONES CONTINUAS 1 mV A 1000 v

Fig. 3

Fig. 4

Fig. 5

113

APARATOS DIGITALES

La otra regulación necesaria es la del fondo de escala, a efectuar aplicando a la entrada una fuente de tensión calibrada de 0,999 V. Se puede obtener ésta a partir de una pila provista de un divisor variable, controlado por un instrumento calibrado, digital, o de tipo corriente de buena calidad. El trabajo de puesta a punto debe conducirse con mucho cuidado y la regulación de P , que fija la ganancia del amplificador de entrada, de­ be operarse suavemente. Este componente podrá ser de tipo multivueltas para mayor preci­ sión. Después del calibrado de esta gama, se aumenta el valor de la ten­ sión por encima del límite para verificar el funcionamiento del exceso de escala. Después de haber sobrepasado aproximadamente el 10 por ciento del fondo de la escala, la indicación "EEE" debe aparecer sobre el indicador. Un excelente calibrado de la escala 200 mV puede obtenerse apli­ cando a los bornes de una pila de mercurio de 1,34 V un divisor consti­ tuido por unas resistencias de 9 k Ω y una de 1 k Ω (tolerancia 1 por ciento). En los bornes de la resistencia más pequeña, se podrá tomar una tensión muy próxima a 0,134 V que servirá de patrón para el alcance en milivoltios. Conmutando S para 2 V a fondo de escala, se deberá obtener una lectura exacta de 1,34 V. Si la tensión de alimentación es constante, el voltímetro funcionará perfectamente, sin límites de tiempo y sin tener que retocar las regulaciones. Se aconseja disponer una resistencia de 220 Ω entre el punto H y la masa para limitar la intensidad del punto luminoso. El circuito que acabamos de describir es una adaptación del montaje KS 420 de la Kuriuskit disponible bajo forma de kit. 2

1

114

19 EXPLORACIÓN P A R A VOLTÍMETROS DIGITALES

El circuito que describimos más abajo permite efectuar, con un voltímetro digital, cuatro medidas de tensión simultáneas: por ejemplo, entrada y salida de un amplificador así como la alimentación, controles de los circuitos lógicos TTL y C/MOS, etc. Haciendo preceder la entrada de un voltímetro digital 2 V a plena escala, es posible visualizar al mismo tiempo cuatro tensiones diferentes e independientes. Más precisamente, el circuito está dotado de cuatro entradas conectadas en los puntos en que se quiere medir la tensión, así como de una quinta (GND) que constituye el único retorno común, conectado a la masa del circuito. El indicador del voltímetro indicará entonces, durante un tiempo regulable entre 5 y 15 segundos, el resultado de la primera medida (canal 1), y después, a continuación se visualizará la segunda medida en condiciones idénticas, después la tercera y la cuarta para volver a la primera, en el caso en que se desee modificar algunos parámetros o seguir, en el tiempo, las indicaciones precedentes. Cuatro LEDS señalan el canal visualizado en el momento preciso. La primera ventaja que aparece inmediatamente reside en el número reducido de conexiones a efectuar.

Entrada/Salida

CAN 1 CAN 2 CAN 3 CAN 4

Control +

Salida/Entrada

Control D

Conmutador CD

4066

VDD

SaJida/Entrads

Reloj

Salida

Entrada/salida

Entrada/Salida

Control B

Salida/Entrada

Control C

Salida/Entrada Entrada/SAlida

vss

Masa

Fig. 6

Fig.

7

115

APARATOS DIGITALES

Examen del esquema

Este está representado en la figura 6 bajo su forma sinóptica. Cuatro "bilateral switch" del integrado CD4066 tienen por función aplicar hacia la salida las señales aplicadas a la entrada. El funcionamiento del "switch" se explica fácilmente considerando el esquema simplificado de la figura 7. La señal aplicada a la entrada E es transmitida a la salida S si el electrodo de control puerta está al nivel 1. Disponemos de un temporizador que suministra sobre cuatro bornes tensiones positivas para fijar los intervalos de tiempo. Mandando las puertas así como las entradas del voltímetro secuencialmente, se obtendrá, alternativamente, la lectura de las cuatro tensiones aplicadas a los diferentes canales de entrada. Pasemos al estudio del circuito propiamente dicho, figura 8. Este ha sido concebido como un accesorio que puede funcionar sin tener que maniobrar el aparato de lectura. Funciona con: — Dos canales (1 y 3) con plena escala 2 V, de alta impedancia, prácticamente la del voltímetro, para las medidas de las bajas tensiones, tipo polarización de base de los transistores o de puerta para FET y MOS. — Dos canales (2 y 4) con plena escala 20 V e impedancia 1,8 MΩ aproximadamente, para las medidas de las tensiones colector, drenaje, alimentación y otras. Si se reemplazan las resistencias R a R por componentes que tengan un valor 10 veces superior, es decir 15 MΩ, 1,2 MΩ y 1,8 MΩ, se llevará la impedancia de entrada a 18 MΩ. Es inú­ til precisar que las resistencias serán preferentemente de capa metálica, de alta precisión. El único inconveniente reside en el hecho de que la posición del punto decimal permanece igual en todos los alcances, a menos que se modifique también el conmutador de gamas del voltímetro. En cada ca­ so, los diodos LED testigo indicarán si conviene multiplicar las lecturas por 10 (canal 2 y 4). Las entradas están previstas de manera que se obtengan los alcances sucesivos siguientes: 2 V, 20 V, 2 V, 20 V. La alimentación del circuito debe estar comprendida entre 5 y 15 V. 13

1 8

Montaje

El montaje se efectúa sobre el circuito impreso del que la figura 9 da el dibujo de las pistas de cobre y la figura 10, la implantación de los cpmponentes. Se observa en ella la presencia de cuatro franjas de hilo 116

4e Canal

3e Canal

2e Canal

1er Canal

Fig. 8

Salida al voltímetro

EXPLORACIÓN PARA VOLTÍMETROS DIGITALES

117

APARATOS DIGITALES

Fig. 9

Entrada del canal

Masa

118

Canal 3

Al voltímetro

Canal 1

Canal 4

Canal 2

Masa

Al pulsador

Fig. 10

Masa

EXPLORACIÓN PARA VOLTÍMETROS DIGITALES

119

A P A R A T O S DIGITALES

rígido señaladas por P -P . Hay que cuidar además el montaje de las resistencias ajustables T -T de manera que el lado regulable esté girado hacia el exterior. 1

1

4

4

Utilización

Para mandar el circuito, es suficiente presionar y soltar el b o t ó n pulsador P , después se regulan los trimers según sus propias exigencias. Es de señalar que los canales son completamente independientes y, por consiguiente, es posible aplicar a la entrada, señales tanto en continua como en alterna. 1

Puede ser interesante montar un pulsador sobre cada terminal 2 de cada uno de los 555, para fijar la lectura sobre el indicador de manera que se pueda regular una alimentación o un potenciómetro, por ejemplo. Es, en fin, prosible montar entre cada canal y masa, dos diodos zéner en oposición, según las indicaciones de la figura 11, a fin de proteger las entradas contra las sobretensiones. La disposición de estos diodos está prevista en el circuito impreso. El valor nominal de estos elementos será ligeramente inferior al de la alimentación. Se tomará 4,7 V para V = 5 V, 8,2 V para V = 9 V. c c

c c

(CQ Elettronica)

Común Entrada alta Entrada baja

Fig. 11

120

EXPLORACIÓN PARA VOLTÍMETROS DIGITALES

LOS MILIVOLTIMETROS Generalidades En el curso de los años pasados, se utilizaba habitualmente, para las medidas de pequeñas intensidades, el milivoltímetro de cuadro móvil. Este sistema de aguja implicaba un cierto número de inconvenientes, entre los cuales es preciso citar: la imprecisión debida al fenómeno de paralaje, la inercia mecánica que no permite seguir las modificaciones rápidas de los valores indicados, sin hablar de la no linealidad, de la fragilidad y de muchos otros defectos. Este tipo de aparato ha dejado su lugar desde entonces al milivoltímetro electrónico, cuando la técnica digital ha permitido leer los valores sobre los indicadores de cristales líquidos o en LED. Hasta entonces, sólo los laboratorios podían equiparse con esta clase de aparatos en razón de su precio elevado. Pero, recientemente, la aparición en el mercado de los circuitos integrados excepcionales de ancha escala de integración (LSI), ha permitido realizar aparatos de alta sensibilidad, con una gran facilidad, por un coste que le pone al alcance del aficionado, del estudiante y del técnico. Es lo que nos permite presentar dos modelos de milivoltímetros equipados con circuitos Intersil ICL7107 y ICL7106. Estos dos circuitos son globalmente idénticos, pero se distinguen por el tipo de indicador asociado. Con el ICL7106, es preciso montar indicadores de cristales líquidos (LCD). Con el ICL7107, es preciso montar indicadores de diodos LED. Características comunes a los dos circuitos Se puede definir el ICL7107 (7106) como un convertidor Analógico/Digital de tres cifras y media, realizado con la técnica C. MOS, de débil consumo y altos rendimientos. Todas las funciones activas necesarias están condensadas sobre un único circuito integrado monolítico, en estuche plástico dual-in-line de 40 terminales. Con solamente siete componentes pasivos externos, el indicador por LED y las fuentes de alimentación, es posible realizar un voltímetro digital 200 mV ó 2 V a fondo de escala, completado por la indicación de exceso y la puesta a cero automática. El circuito integrado utiliza una técnica de conversión llamada "integración de doble rampa" que tiene numerosas ventajas, como por ejemplo una frecuencia de conmutación muy flexible, un ruido muy débil y una alta linealidad. 121

APARATOS DIGITALES

No entraremos en el estudio detallado del circuito interno, pues se sale del cuadro de esta obra. La figura 11 permite observar el soporte del integrado y la función desarrollada por cada terminal: las leyendas sugieren ya un circuito eléctrico externo posible. Señalemos solamente una serie de particularidades que hacen al dispositivo muy universal. Procedamos por orden. El oscilador del reloj El ICL 7107 necesita componentes externos para realizar el circuito oscilador. Estos componentes determinan la frecuencia de oscilación. No es necesaria una estabilidad excesiva y un sencillo oscilador RC es apropiado. En la realización que describimos, el valor de los componentes externos está elegido de manera que se tenga una frecuencia de reloj de aproximadamente 48 kHz. La señal es a continuación dividida por cuatro en el interior del circuito integrado, antes de ser utilizada como impulso de recuento, lo que da casi tres conversiones por segundo. Fuente de referencia La tensión presente entre + V (terminal 1) y COMMON (terminal 32) es regulada interiormente a 2,8 V aproximadamente, independientemente de la tensión de alimentación del dispositivo. Esta fuente de referencia es útil y suficiente para numerosas aplicaciones. Es importante comprobar que las entradas de referencia (REF + y REF -) son independientes del resto del circuito. Esto permite fácilmente la utilización de tensiones de referencia externas, cuando las necesidades de la medida lo exijan. Entradas de medida El circuito prevé dos conexiones de entrada (Entrada alta y Entrada baja) (terminales 30 y 31) en configuración diferencial. La presencia de este circuito simplifica a menudo la inserción del circuito de medida. Las entradas tienen por consiguiente una impedancia equivalente elevada y una débil corriente de polarización de características de 1 pA a 25° C. Es bueno hacer preceder las entradas de filtros paso-bajo para eliminar la eventual presencia de señales alternas de baja o alta frecuencia, que podrían falsear las medidas: un simple filtro pasivo, constituido por 122

EXPLORACIÓN PARA VOLTÍMETROS DIGITALES

una resistencia serie de 1 MΩ y un condensador paralelo de 10 nF, in­ troduce solamente el error despreciable de 1 μV. Indicación de la medida La indicación de la medida se efectúa sobre un indicador numérico de tres dígitos y medio (el medio dígito, recordémoslo, es la presentación del 1 y del signo de polaridad) con plena escala numérica de 1999. El ICL 7107 puede pilotar directamente, sin ningún circuito de "interface", un indicador de 7 segmentos de 3 1/2 dígitos del tipo de diodos electroluminiscentes. Es de notar que no se ha previsto ningún sistema múltiple de salida: el integrado pilota separadamente cada desarrollo con tres series y siete salidas que corresponden a la designación convencional de los siete segmentos y con dos salidas para el medio-dígito (encendido del " 1 " , e indicación de polaridad). En el interior del ICL 7107, cada salida está alimentada por un interruptor de FET que soporta hasta 8 mA aproximadamente por segmento. Utilizando indicadores que presenten buenas características, es posible obtener una luminosidad más que suficiente para la gran mayoría de las aplicaciones en local cerrado. Alimentación El ICL 7107 exige una doble alimentación de + y - 5 V. El consumo del integrado es reducido, del orden de 10 mW. A esta última, es preciso evidentemente añadir el consumo del indicador numérico. Posibilidades de medidas El ICL 7107 está previsto para la realización de voltímetros digitales con alcances, a fondo de escala, de 199,9 mV y 1,999 V. Las dos escalas se obtienen modificando el valor de algunos elementos externos de la sección de conversión analógico/digital. Otras escalas y tipos de medidas (corrientes, resistencias y tensiones en alterna) pueden obtenerse por conmutaciones auxiliares, dispuestas sobre las entradas del instrumento. La precisión de las medidas es de ± 1 dígito sobre el conjunto de la escala. El ICL 7107 está, además, provisto: — de un indicador de polaridad, que permite igualmente su utilización como "null detector", dado que el indicador es igualmente eficaz para los valores de entrada próximos a 0; 123

APARATOS DIGITALES

— del indicador de exceso, obtenido por la extinción de los tres úl­ timos dígitos significativos (en la práctica, sobre el indicador, queda in­ dicado solamente " 1 " ó " - 1 " ; — de un sistema de puesta a cero automático, que asegura la indi­ cación 0 cuando las entradas están en corto-circuito. La simplificación introducida por este circuito integrado permite re­ ducir considerablemente el costo y el tiempo de realización.

124

20 MILIVOLTÍMETRO DE VISUALIZACIÓN POR CRISTALES LÍQUIDOS KS 210

Este aparato utiliza un único circuito integrado LSI 7106 que, co­ mo hemos visto precedentemente, exige un visualizador de cristales lí­ quidos, de débil consumo, conveniente para la alimentación por bate­ rías. De esta manera, se obtiene una excelente economía de funciona­ miento. Características Alimentación: batería 9 Vcc Alcance de escala de base: 200 mV Resistencia de entrada: 10 MΩ Dimensiones: 127 x 88 mm Estudio del esquema (fig. 12) Como diferencia con el montaje siguiente, el indicador, para mini­ mizar el consumo, es del tipo LCD (de cristales líquidos) dado que, como hemos visto, los segmentos LED exigen una intensidad bastante elevada. Evidentemente, el cambio de sistema de lectura necesita una elección completamente diferente para el circuito integrado que realiza todas las funciones de medida. Los indicadores de cristales líquidos son generalmente mandados aplicando una forma de onda simétrica al panel posterior común (B.P.) (terminal 21). Para activar un segmento, una forma de onda de amplitud igual, pero desfasada en 180° con respecto a B.P., es aplicada a este segmento. Es preciso observar que la aplicación de una tensión continua excesiva (> 50 mV) durante más de algunos minutos dañaría al indicador de manera irreversible. El IC 7106 puede pilotar los cristales líquidos por tensiones alternativas de 50 a 200 Hz. Lleva su propio circuito de reloj incorporado, programable desde el exterior por medio de un sistema RC. La frecuencia 125

Fig. 12

Hacia eh indicador

Hacia el indicador 9V

A P A R A T O S DIGITALES

126

MILIVOLTÍMETRO DE VISUALIZACIÓN POR CRISTALES LÍQUIDOS KS 2 1 0

de oscilación es de aproximadamente 48 kHz. Esta frecuencia está divi­ dida por cuatro, antes de su utilización como reloj del sistema. El perío­ do de reloj interno es pues 83,2 μs y el tiempo de integración de la señal de 83,3 ms. Al necesitar cada secuencia de conversión 4 000 períodos de reloj, o sea 333,3 ms, hay tres lecturas por segundo. Esta frecuencia reloj está determinada por R y C . La tensión entre V + (terminal 1) y común (terminal 32) está regulada de manera interna a aproximadamente 2,8 V. La resistencia R combinada en el trimer R forma un divisor conectado en paralelo. El calibrado de la escala de lectura se efectúa por la regulación del trimer. Se encuentra, como en el montaje siguiente, el filtro paso-bajo de entrada. Los condensadores C y C y la resistencia R constituyen la red de integración. 3

4

1

4

2

3

2

Extensión de lectura plena escala

Los valores indicados sobre el esquema de la figura 12 son los que convienen para una lectura plena escala de 200,0 mV. La ausencia completa de inestabilidad de la última cifra sobre esta gama prueba el nivel de ruido excepcional del circuito 7106. De hecho, el nivel de ruido es de aproximadamente 15 μV. Para modificar la sensibilidad a 2,000 V plena escala, la constante de tiempos del integrador, la referencia y la capacidad de auto-cero de­ ben ser cambiadas modificando el valor de ciertos componentes confor­ me al cuadro siguiente. Componente (tipo)

200,0 mV plena escala

2,000 V plena escala

C (mylar) R R

0,47 μF 24 kΩ 47 kΩ

0,047 μF 1,5 kΩ 470 kΩ

2

1

2

El hecho de llevar el valor de R a1,5 kΩ acorta la duración de la pila. Para 200,0 mV plena escala, ajustar la tensión aplicada entre + REF (TP 2) y - REF (TP 3) a 100,00 mV. Para 2,000 V plena escala, ajustar esta tensión a 1,000 V. El circuito está previsto para funcionar a partir de una pila 9 V. La entrada baja está conectada al común, lo que hace que la entrada baja se situe a 2,8 V, por debajo de V + y a 6,2 V por en­ cima de V —. 1

127

APARATOS DIGITALES

Montaje

Comenzar por soldar las cuatro bandas sobre el lado componentes del circuito impreso representado en la figura 14, siendo visible el lado cobre por transparencia. Continuar el montaje, según las indicaciones de la figura, por la puesta en su lugar de los elementos sencillos cuidando bien la distribución de los colores de las resistencias. El circuito integrado será introducido en su soporte. El terminal 1 es señalado con un punto. El conexionado del indicador L.C.D. es el punto más delicado a realizar. Esta operación se efectuará con el mayor cuidado. Después de haber señalado el sentido de conexionado (inclinando ligeramente el indicador), introducir con delicadeza y sin forzar, los cuatro terminales en los orificios del circuito impreso. Soldar muy rápidamente a 5 mm del circuito. Antes de poner la pila en su soporte, verificar la continuidad del circuito (pista cortada, soldadura seca) y asegurarse, por otra parte, de que ninguna gota de soldadura demasiado generosa provoque corto-circuitos accidentales. El mando de la coma se obtiene uniendo el Dp correspondiente al terminal común 30. Ensayos preliminares

Auto—cero Al estar la alimentación conectada y las entradas corto-circuitadas, es preciso leer cero sobre el indicador. El signo — debe indicar aproximadamente 50 por ciento del tiempo, lo que muestra bien que el sistema de auto-cero utilizado es muy eficaz. Exceso de gama Si la tensión de entrada es superior a la plena escala, las tres cifras del peso mas débil no serán indicadas, lo que quiere decir que sólo 1 ó — 1 será indicado. Polaridad La ausencia de un signo de polaridad indica una lectura positiva. Un signo — se indica en el caso de una lectura negativa. 128

MILIVOLTÍMETRO DE VISUALIZACION POR CRISTALES LÍQUIDOS KS 210

Despliegue L C D

Bat Asa

Fig. 13

Para calibrar el trimer, aconsejamos utilizar para tensión standard una pila de mercurio de 1,34 V. En alcance 2 V, el trimer será regulado para obtener la lectura exacta de 1,34 V. El calibrado de la escala 200 mV puede obtenerse aplicando a la pila un divisor constituido por una resistencia de 9 kΩ y una de 1 kΩ (to­ lerancia 1 por ciento). 129

A P A R A T O S DIGITALES

En los bornes del valor más bajo, se podrá tomar una tensión muy próxima a 0,134 V que servirá de patrón para el alcance en milivoltios. El circuito impreso necesario para la realización de este aparato está disponible con el kit Kuriuskit KS 210. Un montaje idéntico se propone por Radio-MJ. El kit deberá montarse en un estuche de dimensiones apropiadas, sobre cuyo panel frontal podrá fijarse el circuito impreso con el indica­ dor y las entradas vueltas hacia el exterior.

130

21 MILIVOLTÍMETRO DIGITAL DE TRES CIFRAS 1/2

El aparato del que proponemos a continuación la realización, es un polímetro digital de 3 cifras 1/2. Recordemos que se entiende por ello un sistema de visualización en que las tres cifras menos significativas puede ir de 1 a 9, en tanto que la más significativa, en la cuarta fila, puede solamente ser 0 ó 1. La lectura se efectúa sobre 2000 puntos para una sensibilidad de 200 mV. Las funciones de este aparato serán después extendidas a las de un polímetro por la asociación de un módulo, que estudiaremos más ade­ lante. Constituye, por consiguiente, un circuito de base muy interesan­ te, que puede ya transformarse en voltímetro 1000 V a fondo de esca­ la, por la simple asociación de un atenuador de entrada de conmuta­ ción. Sus características son las siguientes: Fondo de escala: 199,9 mV Impedancia de entrada: > 50 000 MΩ Dimensiones: 100 x 83 mm Alimentación: de 4,5 a 6 V (6 V constituye el valor máximo absoluto) Consumo: 160 mA máximo El instrumento dispone de las indicaciones automáticas de exceso (tensión de entrada demasiado elevada) e indicaciones de polaridad. La puesta a cero se efectúa automáticamente, poniendo las puntas en corto—circuito. Prácticamente todo el sistema de conversión y de recuento está contenido en el circuito integrado ICL7107 CPL, recientemente aparecido, que ofrece mejores características que los tipos de la misma sigla precedente, principalmente en lo que concierne a las protecciones. El funcionamiento es del tipo de doble rampa, que ofrece la ventaja de no exigir una precisión particularmente fina de la señal reloj y presenta una linealidad óptima y un fuerte rechazo al ruido. La cadencia de conversión es de 2 a 3 por segundo. 131

132 Alimentación 5|6V

Fig. 14

MILIVOLTÍMETRO DIGITAL DE TRES CIFRAS 1/2

Estudio del esquema

El esquema eléctrico del aparato está representado en la figura 14. La frecuencia de la base de tiempos (clock) está determinada por R y C que fijan ésta en 48 kHz. El divisor R , R V , R , en unión con el diodo zéner Z suministra una tensión comparada a la de referencia interna y permite el calado A/D. El filtro paso-bajo, R , C , dispuesto a la entrada, elimina las señales parásitas de baja frecuencia tales como los ronquidos causados por los campos electromagnéticos, que podrían perturbar las medidas, en razón de la alta impedancia de entrada. Esta, particularmente elevada, no carga el circuito a medir. Los condensadores C , C y la resistencia R constituyen la red de integración. Se observa la presencia del transistor TR y de los dos diodos D y D que suministran la fuente negativa, cuyo consumo es inferior a 1 mA, lo que permite la alimentación bajo 0-5 V. El indicador utiliza los LED de 7 segmentos del tipo "DL507" que son bastante grandes y muy luminosos. Lleva tres cifras más la semicifra significativa, que asegura también la indicación de polaridad (ningún signo en polarización correcta, signo — en polarización inversa). Evidentemente, para poder ser tan luminoso, el indicador absorbe una cierta corriente que se eleva a 160 mA cuando todos los segmentos están encendidos. Por esta razón, se evitará la alimentación por pilas, prefiriendo una batería de cadmio-niquel o una alimentación 5 V estabilizada. 3

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1

4

1

5

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5

3

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1

1

2

Montaje

Fuera de las precauciones habituales, relativas a la ejecución de la soldadura y a la potencia del soldador, conviene dejar el circuito integrado en su embalaje antiestático hasta el momento del montaje, evitando manipularlo con las manos y tocar los terminales con los dedos. El montaje puede comenzar por la puesta en su lugar, sobre el circuito impreso de las bandas de hilo de cobre desnudo estañado. La disposición de los componentes es visible en la figura 15. Sobre esta última, las tiras están enumeradas de J a J . Los terminales 7 y 14 están reunidos por un conductor aislado. 1

11

Se procede a continuación a la fijación de los diferentes componentes discretos y pasivos, resistencias, condensadores, diodos y transistor. 133

A P A R A T O S DIGITALES

El montaje se prosigue por la puesta en su lugar del trimer de calibrado VR que debe efectuarse con precaución como consecuencia de su relativa fragilidad. Se aborda, en fin, la disposición de los indicadores y del circuito integrado. Los primeros deben estar colocados en su emplazamiento, sin forzar los terminales, disponiendo el punto de referencia coloreado hacia arriba del circuito impreso, es decir, hacia las indicaciones L D , etc. 1

1

Entrada

Fig. 15

El circuito integrado es retirado de su soporte antiestático para introducirlo en su alojamiento, respetando la orientación correcta señalada por la ranura de referencia. Después de una verificación minuciosa del montaje, se podrá aplicar la tensión de alimentación, estando el + en el punto 1 del circuito impreso, el — en el punto 5. Si las entradas están en corto-circuito, el indicador marca "000" precedido del signo — que parpadea con la cadencia de dos veces por segundo. Si el indicador marca "001" ó "002", suprimir la alimentación y limpiar el circuito impreso con acetona, para evitar las corrientes de fuga entre pistas adyacentes. 134

MILIVOLTÍMETRO DIGITAL DE TRES CIFRAS 1/2

Para el calibrado, se utiliza una fuente de tensión de referencia. Se utilizará por ejemplo, una pila de mercurio de 1,34 V con un atenuador 10/1. La lectura deberá corresponder a 134 mV. Para visualizar el punto decimal, es necesario conectar el punto D.D. del circuito impreso a la pista 2 ó 3 ó 4, según la posición sobre la que se desee obtener el decimal. En caso de exceso, todas las cifras se apagan con excepción de la primera a la izquierda, con la indicación del signo. El instrumento puede ser dispuesto fácilmente en un estuche metáli­ co de dimensiones apropiadas. Se elegirán preferentemente para las resistencias, elementos que pre­ senten una tolerancia de ± 1 por ciento. El circuito impreso es suminis­ trado en el kit KS 225 de la Kuriuskit.

135

22 POLÍMETRO DIGITAL KS 205

Características técnicas

Alimentación: 8,5 -9,5 V c e . Gamas de medida: Tensiones continuas y alternas: 200 mV, 2 V, 20 V, 200 V, 1000 V plena escala Corrientes continuas y alternas: 200μA, 2 mA,20 mA,200 mA,2 A Resistencias: 2 kΩ, 20 kΩ, 200 kΩ, 2 MΩ, 20 MΩ Precisión (entre 20 y 25° C): Tensiones continuas: Gama: 200 mV ± 0,2 por ciento Otras gamas: ± 0 , 5 por ciento Tensiones alternas: ± 1 por ciento Corrientes continuas: ± 1 por ciento Corrientes alternas: ± 2 por ciento Resistencias: ± 1 por ciento Banda pasante a 3 dB: 20 kHz Estabilidad térmica: ± 0,005 por ciento por grado centígrado En la práctica, el milivoltímetro, digital o no, es poco utilizado co­ mo tal, pero debe estar conectado a una serie de "interfaces" que le ha­ cen apto para medir varias magnitudes eléctricas, utilizando diferentes divisiones de las escalas para obtener el máximo de precisión compatible con el sistema. En un laboratorio electrónico, el aparato de elección es el polímetro que en adelante está caracterizado por una serie de resultados prácti­ camente standard. Gracias a la posibilidad de acceder a los convertido­ res analógico/digital, se ofrecen la facilidad de lectura y la posibilidad de almacenamiento de los datos, si es necesario, en una memoria. 136

POLÍMETRO DIGITAL KS 205

Como las calculadoras de bolsillo han reemplazado desde ahora a la regla de cálculo, los instrumentos digitales sustituirán rápidamente al viejo controlador. El módulo que vamos a describir se adapta a los dos milivoltímetros precedentes para hacer de ellos polímetros de las características enume­ radas mas arriba. Descripción del esquema

Los esquemas de las figuras 16 y 17 no difieren sino en algunas par­ ticularidades, debidas al hecho de que deberán ser conectados a uno de los dos tipos de milivoltímetros digitales KS210 y KS225. Los elementos fundamentales son sin embargo comunes a todas las versiones. El atenuador de entrada constituido por las resistencias R , R , R , R toma una fracción de la tensión de entrada regulable de 10 en 10, de tal manera, que el milivoltímetro digital no pueda recibir una tensión superior al valor de fondo de escala (200 mV max.). Las resistencias de R a R constituyen los shunts para las medidas de intensidad que suministran a sus bornes una caída de 200 mV para cada gama elegida. Las salidas de la cadena divisor-shunt pueden ser se­ leccionadas por el conmutador Switch-B, para obtener la gama de medi­ da correspondiente. El conmutador Switch-A selecciona las funciones, es decir, las magnitudes eléctricas a medir, y según éstas, conecta el milivoltímetro a la cadena del divisor de tensión o a uno de los shunts. Las salidas precedentes pueden también estar conectadas al milivoltímetro a través de un rectificador de precisión I C , TL081CP, de manera que sean posibles las medidas de corrientes alternas. El rectificador-filtro de precisión está constituido por un circuito integrado I C , las resistencias R , R , R , R , R , los diodos D y D , los condensadores C , C , C , C , C y el trimer de calibrado V R . La resistencia R prote­ ge la entrada del amplificador operacional. La medida de las resistencias se efectúa haciendo pasar una corrien­ te a través de la totalidad o una fracción de la cadena de división de ten­ sión, dispuesta en serie con la resistencia a medir. La caída de tensión a través de ésta es medida con relación a la de la resistencia patrón, para suministrar el valor de resistencia desconocida. 1

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Para la utilización con el milivoltímetro de cristales líquidos KS210, la tensión de pilotaje destinada al punto decimal, seleccionado por el conmutador de gama, es llevada a un valor suficiente, por el transistor TR asociado a las resistencias R , R , R > R , R . Para los mi­ livoltímetros de LED (KS225), este dispositivo no es necesario y es sufi1

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2 6

2 9

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3 1

137

A P A R A T O S DIGITALES

Entrada

Fig. 16

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POLÍMETRO DIGITAL KS 205

Fig. 17

139

APARATOS DIGITALES

cIente cambiar el valor y las posiciones de R . Además, es necesario montar el diodo zéner Z (fig. 17) para obtener una tensión de pilotaje de los LED suficiente, a partir de la tensión principal de aumentación, que es de 9 V. En el empleo del ohmímetro para medir la conductibilidad de las uniones de los semi-conductores, es necesario aplicar más de 600 mV para sobrepasar la barrera de potencial de la unión. Este valor es superior a los 200 mV del milivoltímetro de base, por lo que conviene cambiar el valor de la resistencia de integración. Esta operación se obtiene suprimiendo R del milivoltímetro y reemplazán­ dola por el grupo R , R . Así, en definitiva, es necesario utilizar la escala 2000 Ω y se efectúa directamente la lectura en voltios de la caí­ da, con una intensidad de 1 mA. Los diodos D y D el fusible F protegen el aparato contra los pe­ ligros debidos a la aplicación de tensiones hasta de 250 V en el curso de la maniobra del conmutador de gamas. Los diodos D y D tienen la misma función de protección en el curso de la selección de las gamas de resistencia en el circuito del ohmí­ metro. Los diodos D y D asociados a las resistencias R , R y R son utilizados para producir una corriente suficiente para la alimenta­ ción del circuito de medida de las resistencias. Utilizando el milivoltímetro KS225, que lleva una fuente de refe­ rencia externa ( Z ) , ésta debe ser desplazada sobre el KS205 así como el condensador C que le está asociado. Siempre con el KS225, R de 120 kΩ debe ser reemplazada por una de 1 kΩ; estas particularidades serán puestas de relieve en el curso de las diferentes fases del montaje, en el que se estudiarán las dos com­ binaciones KS205 + KS210 y KS205 + KS225. 2 9

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PRIMERA REALIZACIÓN KS205 + KS210 (fig. 18) Primera fase:

KS210

Antes de proceder al montaje del KS205, es necesario modificar la placa del KS210. Suprimir las bandas J y J . Quitar los bornes de en­ trada. Suprimir las resistencias R y R , el porta-batería así como el trimer R que será utilizado para el montaje del circuito impreso KS205. 2

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6

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POLÍMETRO DIGITAL KS 205

Reemplazar el condensador C mismo tipo pero de 100 nF.

de 10 nF por un condensador del

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Modificado así el visualizador, podrá conectarse al módulo de con­ mutación KS205.

Segunda fase: KS205 Montar sobre el circuito impreso de la figura 18, las resistencias de precisión R , R , R , R , R , R , R , R y R , poniendo una gran atención a la puesta en su lugar correcto de los valores correspondien­ tes. Las resistencias de 0,9 Ω y 0,1 Ω son señalables por su número de código correspondiente a ED16003 para la primera y ED16002 para la segunda. 1

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R

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Montar las resistencias R , R , R , R , R , R , R , R (ésta última de una potencia de 2 W), R 1 0

R

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R

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R

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R

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,

R

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,

R

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,

R

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,

R

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, R , R , R , R 16

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, ,

.

Montar la resistencia de 100 kΩ. Colocar las cuñas para las conexiones de los terminales del conmutador. Disponer los diodos D , D , D , D , D , D , D , D . El cátodo corresponde al anillo llevado sobre la caja. Montar los condensadores tipo cerámico c , C , c ¿ , C y C . c debe tener una tensión de servicio de 3 000 V. Montar el condensador cerámico C del lado cobre, según las indicaciones de la figura 19 y los condensadores electrolíticos C , C , C , 1

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C . 10

Poner en su lugar el circuito integrado IC haciendo coincidir la ranura de referencia con el signo correspondiente, serigrafiado sobre el circuito impreso. 1

Montar el transistor TR respetando la disposición de las conexiones emisor, colector, base. Montar el porta-fusible F e introducir el fusible antes de la soldadura, a fin de garantizar la alineación. 1

1

Colocar las resistencias ajustables V R y V R Este último componente ha sido tomado anteriormente de la placa del KS210. 2

1

Tercera fase: cableado de los conmutadores Colocar y cablear los dos conmutadores rotativos SWA y SWB siguiendo atentamente las operaciones en las figuras 19 y 20. 141

A P A R A T O S DIGITALES

Despliegue LCD

Bat Asa

Fig. 18

142

POLÍMETRO DIGITAL KS 205

Entrada

Función

Extensión

Conmutador

Conmutador

143

APARATOS DIGITALES

Fig. 19

El conmutador SWB constituido por dos galletas debe ser montado en primer lugar. Quitar solamente las dos tuercas de apriete de las pastillas así como las arandelas. El dibujo desarrollado da todas las indicaciones necesarias para la ejecución de las conexiones. Alinear la ranura de referencia, señalada con una flecha en la figura 20, con la que aparece sobre el circuito impreso. Introducir las extremidades de las varillas soporte de las galletas en los orificios del circuito impreso, colocar el terminal de masa 6 y bloquear el conjunto con las tuercas y arandelas anteriormente quitadas. Asegurarse de que el conmutador gira fácilmente. Soldar las lentejuelas inferiores y superiores de la primera galleta a las cuñas fijadas con anterioridad sobre el circuito impreso. Este detalle se ve con toda claridad en la figura 20. Montar el conmutador SWA de manera análoga observando sin embargo que la tercera galleta esté montada del lado cobre del circuito impreso. 144

APARATOS DIGITALES

Fig. 20

Los puntos de conexión sobre el circuito impreso están indicados por un doble círculo si se trata de hilos que proceden de las galletas de los conmutadores situados del lado "componentes", en tanto que no llevan más que un sólo círculo pleno, cuando se trata de los hilos que proceden del lado cobre. Efectuar el cableado de la galleta 3 del conmutador según las indica­ ciones de la figura 19. Las conexiones deberán ser lo más cortas posibles.

Cuarta fase: conexiones entre KS210 y KS205 Las conexiones se efectúan con ayuda de hilos en capa delgada, en los diferentes puntos indicados. La diversidad de los colores de los hilos facilita esta operación. Conectar el gancho de conexión de la batería a los puntos + y — BAT. (el hilo rojo va al +). Conectar una sección de hilo rojo al punto I/P + y una sección del hilo negro al punto I/P — destinadas a ser conectadas a los bornes de en­ trada a prever sobre el estuche del instrumento. Si el estuche es metálico, es necesario conectar éste al borne masa, indicado en la figura 19, con ayuda de una sección de conductor aisla­ do. Si la caja es de material plástico, es necesario disponer una placa me145

APARATOS DIGITALES

tálica sobre la parte trontal del instrumento (acondicionando una ven­ tana para la visualización del indicador) y prever una conexión de masa como anteriormente.

Quinta fase: verificación y puesta a punto Las operaciones de calibrado son dobles: una para las tensiones con­ tinuas y otra para las tensiones alternas. Conectar una batería de 9 V al gancho, manteniendo el hilo lo más lejos posible de los circuitos impresos. Llevar el conmutador de funciones a la posición DC-VOLTS y el conmutador de gama en posición 2 V. Conectar a los bornes de entrada una tensión continua de valor co­ nocido comprendido entre 1 y 2 V (respetar la polaridad). Regular VR para llevar sobre el visualizador el mismo valor que el de la tensión patrón. El calibrado puede efectuarse por comparación con un polímetro digital de precisión muy elevada, por ejemplo, con resolución de 4 cifras 1/2. 1

Fig. 21

146

POLÍMETRO DIGITAL KS 205

Llevar el conmutador de función a la posición AC-VOLTS y el conmutador de gama a la posición 20 V. Conectar a los bornes de entrada una tensión alterna sinusoidal de pequeña distorsión, cuya frecuencia esté comprendida entre 50 y 200 Hz y de tensión eficaz entre 10 y 19 V. Regular V R para llevar sobre el visualizador el valor de la tensión de referencia. Si la tensión alterna no puede obtenerse a partir de un generador BF, puede tomarse fácilmente a la salida de un amplificador baja frecuencia de una potencia de 30 W de débil distorsión. 2

SEGUNDA REALIZACIÓN KS205 + KS225

La parte del esquema general del KS205, que difiere del precedente, es reproducida en la figura 17, que permite establecer fácilmente la correspondencia con el resto del circuito. Entrada

Función

Conmutador

Extensión

Conmutador

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APARATOS DIGITALES

Montaje

Primera fase KS225 Antes de proceder al montaje del KS205, es necesario modificar la placa del KS225 según las indicaciones de la figura 21.

Segunda fase KS205 El montaje, igualmente reproducido en la figura 21, no diferirá del precedente más que por la supresión de algunos elementos R — R — R —R así como del transistor TR . En lugar de C , leer R = 100 kΩ. N. B. En lo que concierne al problema de la alimentación, se puede observar que el conjunto KS205 + KS210 puede alimentarse por una batería corriente de 9 V, en razón del pequeño consumo de los indicadores LCD. Para el conjunto KS205 + KS225, es preferible utilizar una alimentación estabilizada de 9 V que puede dar un gasto en corriente de por lo menos 220 mA con un residuo alterno inferior a 1 mV. La alimentación no debe estar incorporada en la caja del polímetro. 2 5

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(Realización Kuriuskit) Nota: El conjunto KS205 + KS225 está igualmente disponible en kit AMTRON UK 428 suministrado con un elegante estuche metálico y panel frontal grabado. Este montaje se reproduce como ilustración de la cubierta.

148

23 FRECUENCÍMETRO 50 MHz - 8 INDICADORES

La realización de este frecuencímetro es muy sencilla, puesto que el aparato está concebido en torno al circuito integrado LSI que asegura la mayoría de las funciones básicas del frecuencímetro. Da lugar a un apa­ rato compacto y particularmente sencillo de manejar. Características del C.I. — — — — —

Contador de frecuencias de 0 a 10 MHz. Posibilidad de selección externa. Ocho salidas para indicador LED de cátodo común. Oscilador alta frecuencia de cuarzo 1 MHz. La frecuencia está indicada en kHz. Generalidades

El circuito integrado utilizado es del tipo ICM 7216 C. Este ofrece la particularidad de alimentar directamente los indicadores LED de 7 segmentos. El circuito integrado permite un recuento a 10 MHz; insta­ lando delante algunos circuitos de división y de puesta en forma es po­ sible, como ocurre en esta realización, aumentar la cadencia y pasar a 50 MHz. El tiempo va de 1/2 a 110 segundos. La indicación se hace en kiloherzios. Entrada

AMPLIF

Relé de Schmitt

Década rápida

Contador principal

Oscilador de cuarzo

Mando lógico

Indicadores

Fig. 22

149

APARATOS DIGITALES

Fig. 23

Principio de funcionamiento

La concepción del aparato se basa en una tecnología de alta integración. Desprendemos de él las grandes líneas a partir del sinóptico de la figura 22 y del esquema que reproduce la figura 23. El preamplificador de entrada está equipado con un transistor de efecto de campo MPF 102, protegido por diodos contra las sobretensiones y que confiere al aparato su alta impedancia. El transistor 2N2369 que le sucede eleva el nivel de la señal hasta hacerlo apto para poner en marcha el circuito de puesta en forma relé de Schmitt, del tipo SN74LS04. A la salida de este último, se dispone, por consiguiente, de impulsos de tiempos muy débiles, de ascensión y de descenso. Estos impulsos se utilizan para mandar una década a velocidad muy grande de conmutación SN74LS90, capaz de funcionar por lo menos hasta 50 MHz. El circuito de integración muy ancha ICM7216 C (en la figura 24), reagrupa lo esencial de los circuitos de recuento; en él están también unidos los elementos lógicos de barrido secuencial de los ocho indicadores FND 6710. Está concebido para mandar indicadores LED de ánodo común, con una corriente de cresta de 25 mA por segmento, para una tensión de 1,8 V, según el esquema de la figura 25. Un ensayo de indicación permite dar validez a todos los segmentos permanentes, que indican todos con puntos decimales. Es igualmente posible utilizar un oscilador exterior en lugar del oscilador incorporado. La frecuencia de entrada del oscilador exterior debe ser superior a 100 kHz, pues si no, el circuito vuelve a tomar su estado inicial y valida su propio oscilador. 150

F R E C U E N C Í M E T R O 50 M H z - 8 I N D I C A D O R E S

Hacia terminal

Divisor/10

Relé

La entrada de gama sirve para seleccionar medidas que representan 1, 10, 100 ó 1 000 recuentos del contador de referencia. En todas las maneras de funcionar, con excepción de la del Contador unitario, un cambio de entrada de gama detiene la medida en curso sin poner la indi­ cación a la vista, y después activa una nueva medida. Esto provoca a ve­ ces una primera lectura errónea, inmediatamente después del cambio de gama. La entrada Mantenimiento (Hold) detiene las medidas cuando el in­ terruptor está sobre V + , de suerte que la última medida es indicada. Cuando el interruptor vuelve a V —, es activada una nueva medida. Entrada A

Entrada control

Entrada A S A

Medida en progreso

Salida Ose.

Salida punto decimal Salida Seg. E

Entrada Ose.

Salida Seg. G

Entrada Ose. Ext.

Salida Seg. A

Salida dígito 0

v-

Salida Dígito 1

ICM7216C

Salida Seg. D

Salida Dígito 2

Salida Seg. B

Salida Dígito 3

Salida Seg. C

Salida Dígito 4

Salida Seg. F

V+

Entrada Reposición

Salida Dígito 5

Entrada Ex. D.P.

Salida Dígito 6

Entrada Gama

Salida Dígito 7

Fig. 24

151

Reposición

152

Fig. 25

Indicador de ánodo común

Asa

Gamas

Entrada ose. ext.

Ensayo indicadores

APARATOS DIGITALES

FRECUENCÍMETRO 50 MHz - 8 INDICADORES

La entrada Reposición a cero (Reset) da lugar a la indicación de to­ dos los ceros. La indicación es sometida a multiplex a 500 Hz con un tiempo de dígito de 244 μs. Un tiempo de ocultación inter-dígito de 6 μs permite evitar la indicación superpuesta entre dos dígitos. La ocultación de pun­ to decimal y de cero de cabeza, está concebida para la indicación a la derecha del punto decimal. Los ceros que siguen al punto, no son ocul­ tados. Por otra parte, el contador de cabeza no es activado cuando el contador principal está en exceso.

Características del montaje

Tensión de alimentación: 9 a 15 V continua, pudiendo llevar esta tensión a 5 V, el regulador 7805. Consumo máximo (punto de ensayo) 250 mA. Frecuencia máxima de funcionamiento: 50 MHz. Tiempo entre dos medidas: D 1 /2 segundo D 2 segundos D 10 segundos D 1 mn 50 segundos 0

1

2

3

Montaje

El montaje se efectúa sobre un circuito impreso como el de la figura 26, que muestra la serigrafía "lado componentes". Después de la puesta en su sitio de los diferentes componentes, según la secuencia ya expues­ ta, conviene efectuar las distintas conexiones exteriores: — Conectar con hilo flexible aislado entrelazado los botones—pul­ sadores "Mandos, T.AF y RAZ". — Conectar de manera idéntica el interruptor miniatura "Mando Mantenimiento" a los puntos H del circuito impreso. — Con un cable de cinco hebras, conectar por fin el conmutador rotativo de 4 posiciones, según las indicaciones de la figura 27. La longitud de los hilos será establecida en función de la caja cuyas dimensiones deberán ser apropiadas. 153

A P A R A T O S DIGITALES

de gamas

Al conmutador Ensayo Indicador

Fig. 26

Reposición

Mantenimiento

154

FRECUENCÍMETRO 50 MHz - 8 INDICADORES

Regulación y utilización

Antes de aplicar la tensión, verificar la continuidad del circuito asegurándose, por otra parte, de que ninguna gota de soldadura, en exceso generosa, provoque un corto-circuito accidental. Para verificar si el circuito funciona, oprímase primero el b o t ó n pulsador T.AF (Test Afficheur). Los ocho indicadores deben inscribir 8 con los puntos decimales. Si el primer ensayo es positivo, accionar el pulsador RAZ (Reset: reposición a cero) y cambiar de gama con el conmutador rotativo. En la primera gama, la lectura debe ser: . 0 En la segunda gama . 0 0 y así sucesivamente. Un tercer ensayo consiste en asegurarse de que la base de tiempos de cuarzo funciona. Para ello rehacer el bucle de la entrada sobre uno de los bornes del cuarzo. En la primera gama, se debe leer: 1 0 0 0 . 0 En la segunda gama, 1 0 0 0 . 0 0 y así sucesivamente. Si estos tres ensayos son positivos, su montaje está presto a funcionar. La lectura se hace en kHz; el último dígito no es significativo. Para una utilización normal, asegurarse de que el nivel de entrada de la señal es suficiente. Antes de dar validez a una lectura, esperar tres o cuatro recuentos. Antes de cualquier nueva lectura, utilizad el RAZ. 155

APARATOS DIGITALES

Ejemplo de medida

Caso de una frecuencia desconocida. Poner el conmutador en la gama 1, si las dos condiciones preceden­ tes se unen, se lee por ejemplo: 1 gama: 1 0 1 1 . 5 lo que da 1,011 MHz. 2 gama: 1 0 1 1 . 4 6 lo que da 1,0114 MHz. a

a

Conclusión

Este kit presenta un interés para los que practican las altas frecuen­ cias, principalmente para los radioaficionados.

(Kit Radio-MJMJ 17)

156

24 PRE—ESCALIMETRO DE 1 GHz

Este divisor puede adaptarse a cualquier frecuencímetro que pueda contar por lo menos 1 MHz a la entrada, puesto que constituye un divisor por 1 000. El elemento esencial de este divisor es el circuito integrado Fairchild ECL11C83. Se trata de un divisor programable de dos modos (:248 y :256) que, con 800 mV pp tiene una capacidad de división característica de 1,1 GHz. Esta sensibilidad se entiende para una onda sinusoidal y su frecuencia mínima es de 50 MHz. Este circuito no necesita ninguna polarización de entrada. Para obtener un divisor por 1 000, es necesario unirle otro circuito integrado, el 9LS161 que no es otro sino un 74161 de tipo Schottky, pero que presenta mejores resultados en velocidad y consumo. El circuito integrado 9LS161 no tiene más función que la de modificar la programación del CI 11C83 sobre el terminal 12, de manera que le haga dividir una vez por 256 y otras tres veces por 248, lo que se traduce por una división global de 1 000. El conjunto es alimentado por una tensión de 5 V que puede ser tomada del frecuencímetro o a través de un regulador tipo 7805 ó 78M05, aplicando a la entrada una tensión continua de 8 a 20 V. Montaje El esquema del circuito eléctrico se reproduce en la figura 27. El montaje se efectúa sobre el circuito impreso, cuyo dibujo de las pistas de cobre se reproduce en la figura 28, según la implantación de los componentes indicados en la figura 29, sobre la cara superior igualmente cobreada, condición indispensable en este caso dada la frecuencia utilizada. Naturalmente, se acondicionarán las ventanas indispensables para evitar los corto-circuitos. El montaje no presenta dificultades, habida cuenta del pequeño número de componentes, y no necesita ninguna puesta a punto. Es necesario cuidar de que el nivel de entrada no sea demasiado elevado. El circuito 11C83 puede soportar una señal máxima de 1 200 mV 157

A P A R A T O S DIGITALES

pp. Por ello hemos dispuesto a la entrada cuatro diodos Schottky HP 5082-2811, montados dos a dos, en serie y en oposición, para limitar el nivel de entrada a 820 mV. Con un bucle de hilo de 20 mm de diámetro en los bornes de la son­ da constituida por un hilo blindado, es posible leer la frecuencia de un bloque UHF de televisor. El conjunto ha sido colocado en un estuche Teko de 25 x 45 x 115 mm. Los dos colectores entrada y salida están dispuestos sobre los lados del estuche así como el condensador by-pass C para la alimentación. Las conexiones entre conectores y circuito impreso serán lo más cortas posible. 8

Entradas

Salida

Fig. 27

158

PRE-ESCALIMETRO DE 1 GHz

Fig. 28

Entrada

Salida

Fig. 29

159

APARATOS DIGITALES

El consumo de este montaje es de aproximadamente 150 mA. Lista de los componentes: D S : diodos HP 5082-2811. IC : circuito integrado Fairchild 11C83. I C : circuito integrado 9LS161 ó 74161. C - C - C : condensador cerámico 0,1 μF. C : condensador cerámico 4,7 nF. C - C : condensador cerámico 50 nF. C : conden­ sador tantálio 3,3 μF. C : by-pass 1 nF. R : 2,2 kΩ. R : 1 kΩ. IC (facultativo) regulador tripolar 7805 ó 78M05. C condensador cerá­ mico 0,1 μF. 1

1 - 2 - 3 - 4

2

1

2

3

5

4

7

8

6

1

2

3

9

(Según Onda Qμadra)

160

25 CAPACIMETRO DIGITAL DE 3 CIFRAS 100 pF A 10 0 0 0 μF

Este instrumento constituye un accesorio indispensable. Conviene tanto al aficionado como al técnico. El capacímetro en cuestión permi­ te visualizar, en lectura directa, capacidades comprendidas entre 100 pF y 10 000 μF con un error de aproximadamente 3 por ciento. La realiza­ ción y el tarado no necesitan ningún aparato particular. Los componen­ tes que entran en la realización de este aparato son muy fáciles de en­ contrar y a un precio módico. Principio de funcionamiento El procedimiento de medida utilizado en este circuito reposa en los tiempos de descarga del condensador a medir. Esta magnitud se mide hasta el momento en que la tensión en los bornes del condensador se re­ duce a aproximadamente 37 por ciento de la tensión de carga inicial E . En efecto, la fórmula de Farad simplificada muestra que la tensión E en los bornes de un condensador que ha sido descargado sobre una resis­ tencia R no representa ya sino el 36,8 por ciento de la tensión inicial E . Se aplica entonces la fórmula: 0

0

C =

t R

(C en faradios, t en segundos y R en ohmios). Al ser el valor de R cono­ cido, el tiempo medido da el valor de la capacidad sin que sea necesario ningún calibrado. El principio del funcionamiento es el siguiente. La tensión de des­ carga del condensador E es aplicada a la entrada de un comparador en tanto que la segunda entrada recibe una tensión de referencia igual a 37 por ciento de E (carga inicial). La salida del comparador permanece en el estado alto en tanto que E permanece superior a 0 , 3 7 . E ; por el contrario, pasa al estado bajo, bloqueando el recuento, en el momento en que las dos tensiones son iguales. La elección de las gamas de medida se efectúa a través de un conmu­ tador rotativo de tres secciones. La primera de estas selecciona las resis0

0

161

APARATOS DIGITALES

tencias de descarga; la segunda, elige la frecuencia del oscilador y, la tercera, manda el desplazamiento de la coma. Un diodo LED pilotado por un circuito particular señala el exceso cuando la lectura sobrepasa 999. Después de este estudio de principio sobre el funcionamiento general, pasemos al estudio de los diferentes circuitos. El comparador El esquema eléctrico del comparador de tensión está representado en la figura 30. El inversor de pulsador S permite, oprimiéndole, cargar el condensador a medir a la tensión de 5 V, a través de R . La liberación de S conmuta este último sobre la resistencia seleccionada por el conmutador S , a través de la cual se efectúa la descarga. El transistor TR aplica esta descarga a la entrada no inversora de I C . Este elemento está montado en colector común, a alta impedancia de entrada (50 MΩ) que debe poseer un b bastante elevado. El potencial de referencia es aplicado a la entrada inversora del com­ parador I C , por medio de un circuito idéntico al precedente, pero de potencial fijo. La base de T R , en efecto, es llevada a un potencial cons­ tante por el divisor constituido por las resistencias R y R de alta precisión. Es necesario que TR y T R sean del mismo tipo, de manera que la caída de tensión entre la base y el emisor sea la misma para ambos (0,6 V aproximadamente). 1 2

1 R

1

1

1

2

1 0

1

2

Fig. 30

162

11

CAPACIMETRO DIGITAL DE 3 CIFRAS 100 pF A 10.000 μF

El comparador IC del tipo LM710 debe ser alimentado por una tensión positiva de 12 V y por una tensión negativa de 6 V. El handicap de tal alimentación disimétrica es compensado por rendimientos elevados de este componente que posee un tiempo de respuesta rápido. El condensador C elimina las oscilaciones eventuales parásitas cuando la señal cae a 0 V. 1

1

Se aconseja desacoplar las alimentaciones + 12 y — 6 V en los bornes de I C , utilizando condensadores de 50 nF soldados del lado cobre. El tiempo de respuesta del conjunto del circuito es del orden de algunas decenas de nanosegundos. 1

E l oscilador

El generador de impulsos cuyo esquema es ilustrado en la figura 31 es un clásico multivibrador astable constituido por tres puertas de I C y de C y R , cuyo papel consiste en regular la frecuencia de las oscilaciones a 100 kHz. 2

2

1 4

del terminal 7 de IC 1 μ 710 a la entrada del contador

Fig.31

163

APARATOS DIGITALES

A continuación del oscilador, se encuentra I C , IC e I C , del tipo 7490, que, montados en cascada, proceden cada uno a la división por 10 de la frecuencia principal a fin de obtener 10 kHz, 1 kHz y 0,1 kHz. Los cuatro valores de frecuencia así obtenidos son aplicados a la segunda sección del conmutador de alcances ( S ) que procede a su selección y aplica la señal elegida a una entrada de la cuarta puerta de IC que sirve de interruptor electrónico, cuya segunda entrada está conectada directamente al comparador. De esta manera, la señal del oscilador no alcanza el contador más que cuando la salida de IC está al nivel 1. 3

4

5

1 F

2

1

El contador El esquema eléctrico del contador está representado en la figura 32. Los circuitos integrados I C , I C , IC son los habituales décadas 7490 que mandan respectivamente los decodificadores 7447, I C , I C , IC que, a su vez, pilotan los tres indicadores de ánodo común. La entrada del contador se efectúa sobre el terminal 14 de IC que recibe la señal procedente del oscilador I C . 6

7

8

9

2 0

11

6

2

Al circuito en cuestión está acoplado un indicador de fondo de escala en LED constituido por T R , T R , T R e I C . El funcionamiento de este indicador es bastante original. En efecto, el impulso suministrado sobre el terminal 11 del contador de centenas, cuando éste pasa de 9 a 0, es tomado por el condensador C y aplicado a la base del transistor T R que es llevado así, instantáneamente, al estado de bloqueo. En consecuencia, se aplica una señal positiva sobre los terminales 1 y 2 de I C . Este integrado lleva cuatro puertas NAND en tecnología CMOS. La primera puerta invierte la señal en tanto que las dos siguientes están montadas en multivibrador astable, cuyo tiempo de oscilación está fijado por C , R en aproximadamente 20 segundos. La cuarta y última puerta, conectada en serie a la salida, pilota T R , y provoca así el encendido de la LED indicadora de fondo de escala durante el tiempo indicado anteriormente, que es suficientemente amplia para esta función. 3

4

5

1 2

4

3

1 2

5

1 9

4

La "reposición" se efectúa a través de un pulsador normalmente, abierto que, cuando está cerrado, lleva el + 5 V sobre los terminales de puesta a cero 2 y 3 de los contadores y suministra, a través del divisor R y R > una cierta tensión positiva sobre la base de TR que bloquea el monostable provocando la extinción de la LED. 1 7

164

1 8

5

CAPACIMETRO DIGITAL DE 3 CIFRAS 100 pF A 10.000 μF

al terminal de IC 2

Fig. 32

165

A P A R A T O S DIGITALES

La alimentación

El esquema eléctrico de la alimentación necesaria al funcionamiento del instrumento está representado en la figura 33. Puede parecer asombroso utilizar dos transformadores de alimenta­ ción separados, pero estos componentes son de tipo corriente.

Fig. 33

T A , de menor potencia, debe poseer un secundario que suministre dos veces 12 V bajo 0,5 A. Los dos circuitos estabilizadores clásicos su­ ministran el 4- 12 V y el — 6 V necesario para alimentar el comparador LM710. 1

El segundo transformador T A , suministra al secundario una ten­ sión de 9 V bajo 1 A. Después de rectificación por un puente de diodos, esta tensión es estabilizada a + 5 V por el regulador tripolar LM309K para la alimentación de los circuitos TTL. 2

166

CAPACIMETRO DIGITAL DE 3 CIFRAS 100 pF A 10.000 μF

Realización práctica Los indicadores del tipo de ánodo común están montados sobre un circuito impreso, según las indicaciones de las figuras 34 y 35. Las cone­ xiones de los diferentes segmentos se efectuarán con hilos en capa de varios colores, así como las de los puntos decimales DP y DP en el conmutador S . 2

3

1 - v

Fig. 34

Los circuitos del comparador y del oscilador son igualmente monta­ dos sobre un circuito impreso del que la figura 36 muestra el lado cobre y la figura 37 la disposición de los componentes.

Fig. 35

167

APARATOS DIGITALES

Fig. 36

168

CAPACIMETRO DIGITAL DE 3 CIFRAS 100 pF A 10.000 μF

Fig. 37

169

APARATOS DIGITALES

Los circuitos integrados pueden ser soldados en sus emplazamientos respectivos, con excepción de ICi 2 que será montado al fin del montaje sobre un soporte de 14 terminales. Los puntos de conexión a los com­ ponentes externos al circuito están distintamente indicados, como S ,S , S que estarán respectivamente conectados a los cursores del conmutador de alcance de tres secciones, cuyo cableado será muy corto. El circuito integrado IC LM710 se presenta en estuche redondo de 8 terminales. Aunque no sea indispensable, aconsejamos montar del lado cobre dos condensadores (Co) de 47 nF, óada uno, entre los terminales 8 y 4 (4- 12 V - 6 V ) de IC y la masa, para desacoplar el comparador de eventuales componentes parásitos introducidos por la línea de ali­ mentación. Las resistencias R , R , R , R > R deberán ofrecer una precisión de, por lo menos, 1 por ciento. - R

1

1 - p

1-V

1

1

2

3

1 0

1 1

Es necesario utilizar un conmutador de tres circuitos, ocho posicio­ nes. Las diferentes conexiones deberán realizarse con hilo aislado según las indicaciones de la figura 38.

Fig. 38

El botón-pulsador S debe ser de buena calidad, sin rebotes, para evitar perturbar las lecturas. El conjunto se dispondrá en un estuche metálico apropiado. 1

Calibrado

La puesta a punto del capacímetro es bastante sencilla. Con un fre­ cuencímetro, se verificará la frecuencia sobre el terminal 6 del circuito integrado IC que deberá ser exactamente de 100 kHz. En caso contra­ rio, se actuará sobre el trimer multivueltas R de 470 Ω hasta la ob­ tención de este valor. 2

14

170

CAPACIMETRO DIGITAL DE 3 CIFRAS 100 pF A 10.000 μF

Se llevará a continuación el selector de alcance sobre la escala 10 nF y se conectará a la entrada un condensador patrón de débil tolerancia de 6,8 nF, por ejemplo. Regular entonces R para la obtención de esta lectura. Se efectuará la regulación de la gama 1 000 pF de la misma ma­ nera, con un condensador de 680 pF. La regulación se efectuará con el trimer R . Esta realización, descrita en Selezione de Technica RTV, es debida a M. Cattaneo que nos ha autorizado a beneficiarnos de su competencia. 6

7

171

REFERENCIAS

El autor da las gracias a los Servicios de Estudios de los Laborato­ rios Amtron y Kuriuskit que han facilitado sus trabajos, así como a las revistas Nuova Elettronica, Onda Quadra, Sperimentare y Selezione di Technica RTV, que le han autorizado a reproducir varios de sus estu­ dios.

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