Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Лабораторный практикум по курсу. Учебно-методическое пособие

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ ЯДЕРНЫЙ УНИВЕРСИТЕТ «МИФИ»

В.М. Белопольский, В.М. Немчинов

АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ И ЦИФРОАНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ Лабораторный практикум Издание 2-е, с изменениями и дополнениями

Москва 2010 1

УДК 621.3.087.92(076.5) ББК 32.973я7 Б 43 Белопольский В.М., Немчинов В.М. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Лабораторный практикум по курсу. Учебно-методическое пособие. Изд. 2-е, с изм. и доп. М.: НИЯУ МИФИ, 2010. 76 с. Содержит описания четырех лабораторных работ. Работа 1 посвящена преобразованию напряжения во временной интервал. В работах 2, 3, 4 изучаются различные виды аналого-цифровых преобразователей (АЦП) как с использованием цифроаналогового преобразователя (ЦАП) в цепи обратной связи, так и преобразователей без обратной связи. Рассмотрены вопросы построения и практического использования современных микросхем для АЦП и ЦАП. Для углубленного изучения материала в описании каждой лабораторной работы приведен список литературы, а для самопроверки знаний при подготовке к лабораторной работе – контрольные вопросы. Практикум предназначен для студентов, обучающихся по специальности «Автоматика и электроника физических установок», по специальностям, связанным с электронной измерительной техникой, а также для студентов факультетов «Б», «Т» и «Ф» при изучении курсов «Общая электротехника и электроника» и «Электроника и схемотехника». Рецензент д-р техн. наук, проф. В.Я. Стенин Рекомендовано к изданию редсоветом НИЯУ МИФИ

ISBN 978-5-7262-1244-9

© Московский государственный инженерно-физический институт (технический университет), 1998 © Национальный исследовательский ядерный университет «МИФИ», 2010

2

СОДЕРЖАНИЕ Предисловие ..................................................................................................... 4 Лабораторная работа 1. Аналоговый преобразователь напряжения во временной интервал .......................................... 5 Лабораторная работа 2. АЦП двойного интегрирования ............................ 29 Лабораторная работа 3. АЦП поразрядного уравновешивания ................. 48 Лабораторная работа 4. АЦП следящего преобразования......................... 65

3

Предисловие В настоящее время аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи находят все более широкое поле для своего применения. Помимо использования АЦП и ЦАП в различных областях техники (измерительные приборы и системы, АСУ ТП и др.) они неотвратимо внедряются и в нашу повседневную жизнь. Эти преобразователи являются главными элементами цифровых фотоаппаратов, современных устройств записи, хранения и воспроизведения звука и изображения. С помощью различных оптических систем практически все изображения, начиная с медицинских материалов на клеточном уровне, снимков поверхности тепловыделяющих элементов ядерных реакторов, и кончая картографическими данными, с помощью АЦП оцифровываются и поступают в компьютер для дальнейшей обработки и хранения. При необходимости с помощью ЦАП результаты могут быть выведены в аналоговой форме. Практикум предназначен для закрепления знаний, полученных студентами в лекционном курсе по проектированию и применению АЦП и ЦАП с использованием интегральных схем, а также для приобретения навыков практической работы с БИС АЦП и ЦАП. Практикум содержит описание четырех лабораторных работ, для которых приведены краткие теоретические сведения по элементной базе, принципам построения и основным параметрам и характеристикам наиболее распространенных типов АЦП и ЦАП. Для углубленного изучения материала к каждой лабораторной работе дается список литературы, а для самопроверки знаний при подготовке к лабораторной работе – контрольные вопросы. Большое участие в разработке и отладке лабораторных макетов принял ведущий инженер И.А. Тарасов, которому авторы выражают глубокую благодарность. Описания лабораторных работ 1 и 3 подготовлены профессором Немчиновым В.М., 2 и 4 – профессором Белопольским В.М.

4

Лабораторная работа 1 АНАЛОГОВЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ ВО ВРЕМЕННОЙ ИНТЕРВАЛ Цель: изучение элементов и узлов, применяемых в схемах АЦП, и исследование их статических и динамических параметров. Введение Одним из наиболее распространенных типов аналого-цифровых преобразователей (АЦП) является АПЦ временного преобразования. Эти АПЦ относятся к классу АЦП прямого преобразования (рис. 1.1), у которых отсутствует цепь общей отрицательной обратной связи. Все преобразования от входной измеряемой величины до выходной имеют одно направление – от входа к выходу. Уравнение преобразования имеет вид m

y = x∏ Ki = xK , i =1

где K i – коэффициент преобразования i-го звена. Отдельные преобразователи могут быть охвачены собственной (местной) обратной связью.

Рис. 1.1. Структурная схема АЦП прямого преобразования

Такая структура позволяет получить довольно высокое быстродействие при простоте построения. Однако суммарная погрешность преобразователя равна сумме погрешностей отдельных звеньев m

δАЦП = ∑ δi + Δ 0 x, i =1

где δi – погрешность i-го звена; Δ 0 – приведенная ко входу абсолютная аддитивная погрешность всего преобразователя. 5

Для обеспечения высокой точности, т.е. малой погрешности преобразователя, необходимы прежде всего высокая стабильность коэффициента преобразования K во времени и его малая подверженность внешним воздействиям. В АЦП временного преобразования измеряемая величина (обычно напряжение) преобразуется в интервал времени, длительность которого определяется затем путем заполнения этого интервала импульсами опорной частоты и подсчетом числа импульсов цифровым счетчиком. В настоящей лабораторной работе исследуется схема преобразователя напряжения (постоянного и переменного) во временной интервал, включающая в себя следующие элементы и узлы: аналоговые ключи, компаратор, схему выборки-хранения, источник эталонного тока, тактовый генератор и схему выделения интервала времени. Основные элементы и узлы преобразователя и их параметры

Аналоговые ключи. В качестве аналоговых ключей напряжения обычно используют полевые транзисторы с p-n переходом (ПТ), МДП- и КМОП-транзисторы, поскольку они позволяют обеспечить лучшие метрологические характеристики, чем ключи на биполярных транзисторах, особенно в отношении гальванической развязки между цепью управления ключа и коммутируемой цепью [1, 2]. Кроме того, ключи на МДП- и КМОП-транзисторах обладают более простой технологией изготовления, что позволяет создавать на одном кристалле несколько ключей, полностью изолированных друг от друга. В данной работе аналоговые ключи используются для подключения измеряемого напряжения на вход схемы выборки-хранения и для подключения эталонного источника тока на вход интегратора. Простейший аналоговый ключ напряжения на ПТ с p-n переходом показан на рис. 1.2. Основным недостатком такого ключа является зависимость сопротивления ключа во включенном состоянии rвкл от входного коммутируемого напряжения U вх из-за изменения под действием U вх напряжения затвор-исток U зи . Минимальное значение сопротивления rвкл = rк0 будет при U зи = 0, т.е. когда 6

U вх = 0. При возрастании U вх оно будет существенно увеличиваться, так как U0 rвкл = rк0 , U 0 − U зи − U си где rк0 = 1 Sм = U 0 2 I м – минимальное сопротивление канала при

U зи = U си = 0; U0 – напряжение отсечки; Sм и I м – максимальные значения крутизны и тока соответственно; U си – напряжение стокисток.

Рис. 1.2. Простейший аналоговый ключ напряжения на полевом транзисторе с р-п переходом

Рис. 1.3. Ключ на ПТ с диодноемкостной цепью управления

Чтобы устранить эту зависимость и поддерживать минимальное сопротивление rвкл , используют различные варианты схем, обеспечивающих напряжение U зи = 0 независимо от значения U вх . Наиболее распространена схема с диодно-емкостной цепью управления, показанная на рис. 1.3. Диод VD не препятствует подаче отрицательного (запирающего) напряжения, для которого он включен в прямом направлении. Положительный (отпирающий) уровень управляющего напряжения должен быть не меньше максимального значения входного напряжения U вх.макс . Тогда ПТ всегда будет иметь в открытом состоянии малое прямое напряжение смещения перехода затвор-исток, т.е. тогда U зи ≅ 0. Однако ток через переход будет небольшим, так как он ограничивается величиной обратного тока закрытого диода VD, что обеспечивает гальваническую 7

развязку между цепью управления и коммутируемой цепью. Без диода входная цепь замкнулась бы через прямосмещенный переход затвор-исток и низкоомное сопротивление генератора управляющих сигналов Rг.упр на «землю». Конденсатор С ≈ 50–100 пФ форсирует процесс перезаряда паразитных емкостей затвор-исток Сзи и затвор-сток Сзс . Включение конденсатора позволяет получить времена переключения такие же, как при непосредственной подаче U упр на затвор. В этом случае

tвкл = τвкл ln (1 δ ) = Rг.упрCвх ln (1 δ ) , где Cвх = Cзи + Cзс – входная емкость ПТ; Rг.упр – сопротивление управляющего генератора; δ – относительная погрешность установления выходного напряжения (в случае, когда δ = 0,1 %, tвкл ≅ 7 τвкл ). Однако емкость C нагружает источник управляющего сигнала и усиливает влияние фронтов U упр на коммутируемую цепь за счет появления коротких выбросов напряжения. Время выключения ключа ( tвыкл ) всегда больше времени включения, потому что разряд паразитных емкостей происходит через сопротивление нагрузки, которое обычно больше Rг.упр , т.е.

tвыкл ≅ RнCвх ln (1 δ ) . В данной лабораторной работе входной переключатель (рис. 1.4) построен на двух ПТ с каналами п-и р-типов. Под воздействие управляющих сигналов он подключает вход схемы выборкихранения (в/х) поочередно либо к измеряемому напряжению через VT1 (n-канальный ПТ типа КП301Г, имеющий Cзи = Cзс = 10 пФ), либо к земле через VT2 (р-канальный ПТ типа КП103Е, имеющий Cзи = 20 пФ, Cзс = 8 пФ). Применение ПТ с каналами разного типа позволяет использовать для их переключения одну схему управления, так как, когда VT1 открыт, то VT2 закрыт, и наоборот. Кроме того, уменьшается амплитуда и длительность выбросов, проникающих через паразитные емкости транзистора в выходную цепь от управляющих импульсов. 8

Рис. 1.4. Входной переключатель на двух ПТ

Минимальные значения сопротивления открытого ключа на ПТ превышают аналогичный параметр у ключа на биполярных транзисторах, что приводит к дополнительному ослаблению коммутируемого сигнала. Хотя это ослабление частично может быть скомпенсировано калибровкой, тем не менее, изменение rвкл с изменением температуры приводит к возникновению погрешности в преобразователе. Чтобы ее уменьшить, в макете предусмотрена возможность введения местной отрицательной обратной связи (см. рис. 1.4) с помощью операционных усилителей А1 и А2 (типа 14ОУД12), включенных в режиме повторителя. Такая схема сводит систематические погрешности переключателя до погрешности смещения нуля первого усилителя А1. В схеме ключа, предназначенного для подключения источника эталонного тока, Рис. 1.5. Диодный использован токовый ключ на диодах переключатель тока (рис. 1.5). Источник эталонного тока. Эталонный источник является элементом АЦП, определяющим в конечном счете предельно достижимую точность преобразователя. Наибольшее распространение получили источники эталонного напряжения и тока, построенные на кремниевых стабилитронах и использующие для согласования с нагрузкой буферный каскад, выполненный обычно на ОУ. 9

Источник эталонного тока (рис. 1.6) построен по схеме со следящей обратной связью с использованием полевого транзистора в качестве регулирующего элемента. Полевой транзистор, в отличие от биполярного, не вносит дополнительной погрешности из-за собственного входного тока и имеет большее выходное сопротивление сток-исток rси . Выходной ток в этой схеме Рис. 1.6. Источник эталонного тока

I эт = (U CC 2 − U 0 ) R2 , а выходное сопротивление Rвых  S K R2 rси ,

где S – крутизна ПТ; K – коэффициент усиления ОУ. В лабораторном макете в качестве опорного источника используется стабилитрон типа КС156А ( U 0 = 5,6 В; ТКН = ± 0,07 %/°С), в качестве регулирующего транзистора взят полевой транзистор с п каналом типа КПЗОЗГ, а усилитель выполнен на ОУ типа 140УД8А (K = 50 ⋅ 103). Резистор R2 состоит из двух сопротивлений: постоянного (43 кОм) и переменного, подстроечного (4,7 кОм). Сравнивающие устройства (СУ) – компараторы представляют собой устройства, предназначенные для сравнения двух напряжений или токов и определения знака разности между ними. Это важнейший узел любого аналого-цифрового преобразователя, определяющий во многом качественные показатели преобразователя в целом. Идеальное СУ имеет передаточную характеристику, показанную на рис. 1.7, а. Передаточная характеристика реального СУ, вопервых, будет смещаться в пределах некоторой зоны неопределенности ΔU (рис. 1.7, б) при изменениях температуры и при других внешних воздействиях из-за неидеальности и нестабильности его параметров. Во-вторых, характеристика реального СУ не имеет в общем случае бесконечно большой крутизны в области перехода от одного состояния к другому. Ширина переходной области, являю10

щейся нерабочей зоной, ограничивает чувствительность СУ величиной γ (рис. 1.7, б), которая входит одной из составляющих в общую чувствительность устройств U сраб = ΔU + γ .

Рис. 1.7. Передаточные характеристики сравнивающих устройств: а – идеального; б – реального

Основными характеристиками СУ являются: • чувствительность, определяемая как минимальная разность между сравниваемыми напряжениями U сраб = U вх1 − U вх2 , вызывающая срабатывание СУ при отсутствии помех; • быстродействие, определяемое интервалом времени tсраб с момента подачи U сраб до момента установления выходного сигнала с заданной погрешностью; • диапазон входных сигналов, определяемый разностью между максимальным и минимальным входным сигналом, при которой сохраняется чувствительность схемы; • помехоустойчивость, определяемая максимальной амплитудой сигнала помехи, при которой сохраняется работоспособность; • величина логических уровней «0» и «1» выходного сигнала. Большинство схем строятся на основе усилителя с разомкнутой или замкнутой цепью положительной обратной связи. Соответственно компараторы делятся на схемы нерегенеративного и регенеративного типа. Основой современных изготавливаемых промышленностью СУ является интегральный усилитель постоянного тока с дифференциальным входом. По характеру выполняемых функций нерегенеративные компараторы очень близки к ОУ. Во многих случаях ОУ 11

могут служить в качестве компараторов при ограничении их выходных напряжений на требуемых логических уровнях. Можно использовать как один вход ОУ, так и оба его входа.

Рис. 1.8. Одновходовый компаратор на основе ОУ (а) и его характеристика переключения (б)

В данной лабораторной работе используется одновходовый компаратор сигналов (рис. 1.8, а) предназначенный для сравнения разнополярных входных напряжений, причем в момент их равенства по абсолютной величине выходное напряжение ОУ переключается из одного состояния насыщения в другое (рис. 1.8, б). Пока U вх1 < U вх2 выходной сигнал ОУ равен напряжению насыщения + . В момент времени t = t напряжения U U вых 0 вх1 и U вх2 становятся одинаковыми по абсолютной величине, однако поскольку реальный ОУ имеет зону неопределенности ΔU (см. рис. 1.7, б) и ограниченную чувствительность γ (так как его коэффициент усиления KU ≠ ∞), то компаратор еще не переключается. При t = t1 разность

U вх1 − U вх2 достигает величины ΔU сраб и СУ начинает переключаться. Изменение выходного напряжения происходит с конечной скоростью, определяемой частотными свойствами ОУ и его коэффициентом усиления. При t = t2 выходной сигнал СУ уже надежно регистрируется последующими блоками как состояние U вх1 > U вх2 , и можно считать, что СУ сработало. 12

Для 10-разрядного АЦП с диапазоном 5 В при логическом уровне 3 В усиление должно быть порядка 600, а величина U сраб = U порт / KU мин = 5 мВ, что одного порядка с величиной напряжения смещения нуля U см 0 типичных ОУ. Чтобы увеличить скорость переключения ОУ, его не охватывают отрицательной обратной связью, поэтому для исключения влияния относительно больших изменений усиления ОУ требуется иметь значения KU , превышающие в несколько раз необходимый минимум. Современные интегральные ОУ имеют KU > 10000, поэтому основное ограничение на работу компаратора накладывает напряжение смещения нуля и его температурный дрейф, а также входные токи ОУ, а не величина коэффициента усиления по напряжению. Еще одним важным параметром компаратора является время восстановления tв после перегрузки. В случае использования компаратора, например, в АЦП поразрядного уравновешивания, он производит ряд последовательных сравнений сигналов различной амплитуды. При этом на вход компаратора может поступать разностный сигнал величиной U макс / 2 . Это приводит к сильной перегрузке компаратора, поскольку он срабатывает при сигнале U макс / 2n. Одновходовый компаратор имеет ограниченное входное сопротивление, однако позволяет сравнивать большие по амплитуде сигналы без появления ошибок синфазной составляющей ΔU синф . Амплитуда сигналов между входами ОУ не должна превышать допустимого уровня для U вх. д , однако точность сравнения сигналов тем лучше, чем больше амплитуда. Двухвходовый компаратор позволяет сравнивать сигналы одинаковой полярности, уровень которых находится в пределах допустимого для данного ОУ синфазного входного напряжения U сф. вх. макс . Если ослабление синфазного сигнала мало, то прилагаемое синфазное напряжение U сф. вх вызывает эквивалентное входное напряжение, приводящее к сдвигу порога переключения СУ. Этот сдвиг в процессе преобразования не остается постоян13

ным, поскольку при работе СУ в АЦП величина U сф. вх. изменяется после каждого сравнения. Чтобы ошибка при максимальном синфазном напряжении была меньше одного шага квантования, необходимо, чтобы ОУ имел минимальный коэффициент ослабления синфазных сигналов K ос. сф больше 2n. Требования, предъявляемые к компаратору по величине коэффициента усиления KU и амплитуде выходного напряжения, как правило, более низкие, чем для ОУ. В то же время компаратор должен быстро переходить из одного состояния в другое, быстро выходить из режима насыщения (или не иметь его вообще). Поскольку ОУ предназначаются для сохранения линейного отношения между входными и выходными сигналами, они часто имеют времена срабатывания в десятки микросекунд, это слишком большое время для многих применений компараторов. При работе с цифровыми схемами размах U вых не превышает 5 В. Поэтому коэффициент усиления порядка 1000 оказывается, как правило, достаточным для того, чтобы при амплитуде сигнала, сравниваемой по величине с напряжением смещения нуля входного каскада, выходной сигнал имел требуемую амплитуду. Следовательно, очень большая величина KU не является необходимой для компараторов. Далее, поскольку общий коэффициент усиления компаратора сравнительно невелик и он работает при разомкнутой цепи обратной связи, коррекция частотной характеристики не требуется. Поэтому в настоящее время широко выпускаются специальные интегральные схемы компараторов. Компараторы, выпускаемые в виде монолитных ИС, обычно не содержат выходного порогового устройства и представляют собой усилители постоянного тока с дифференциальными входами, согласованные по выходным уровням с типовыми цифровыми ИС. В зависимости от точности и динмических параметров интегральные компараторы принято классифицировать на прецизионные ( KU ≥ 10 0000; U CM0 ≤ 0,5 мВ; I вх = 0,1 − 1 нА; tсраб ≈ 200нс), общего применения ( KU ≥ 2000; U CM0 ≤ 10 мВ; I вх = 10 − 1000 нА; tсраб ≈ 0,02 – 2 мкс), быстродействующие ( KU ≥ 1000; U CM0 ≤ 10 мВ; 14

I вх = 2 − 5 мкА;

tсраб < 10 нс) и микромощные ( KU > 100 000;

U CM0 ≤ 5 нВ; I вх ≤ 100 нА; tсраб ≥ 10 мкс).

Сравнивающие устройства регенеративного типа характеризуются наличием положительной обратной связи (ОС) между выходом и входом, действующей в момент U вх1  U вх2 и вызывающей резкое изменение выходного сигнала в этот момент. Они относительно просты и обладают высоким быстродействием за счет наличия положительной ОС. В связи с этим их часто используют в быстродействующих АЦП относительно невысокой точности. Схема выборки-хранения. Устройства данного типа являются неотъемлемой частью большинства схем АЦП, особенно быстродействующих, поскольку позволяют сохранить уровень быстроменяющегося сигнала на время, Рис. 1.9. Простейшая схема необходимое для его преобразования в выборки-хранения код [3]. Простейшая схема выборкихранения (рис. 1.9) состоит из аналогового ключа напряжения и конденсатора. Пользуясь этой схемой, нетрудно определить основные параметры, характеризующие схему выборки-хранения и ее погрешности. Основными параметрами схемы выборки-хранения в режиме выборки, когда ключ замкнут, являются: время выборки tвыб – минимальная длительность управляющего сигнала в режиме выборки, при которой погрешность, вызванная переходным процессом в цепи запоминающего конденсатора, не превышает заданной при поочередной выборке минимального и максимального значений входного сигнала; напряжение смещения нуля U см0 – выходное напряжение при выборке нулевого входного сигнала; погрешность коэффициента передачи ΔK п – отклонение коэффициента передачи схемы от 1, вызываемое, главным образом, наличием сопротивления ключа rвкл во включенном состоянии. Время выборки в простейшей схеме (см. рис. 1.9) будет зависеть от характеристик источника входного сигнала, в частности от максимального тока, который можно получить от источника. Этот ток 15

должен быть больше фактического зарядного тока конденсатора IC = C ( d U вх d t ) . Если сигнал U вх поступает от источника напряжения с внутренним сопротивлением Rг , то сигнал на выходе схемы выборки-хранения U вых будет нарастать экспоненциально с постоянной времени τвыб = ( Rг + rвкл ) С. Чтобы это напряжение установилось с заданной погрешностью δ уст , необходимо, чтобы время

выборки

tвыб ≥ τвыб ln (1 δ уст ) ,

и

в

случае,

когда

δ уcт = 0,01 %, потребуется время около 9τвыб . Если сигнал снимается с выхода ОУ, как наиболее часто и бывает, то tвыб будет определяться величиной I вых.макс ОУ, а также его скоростью нарастания. Наибольшие погрешности возникают при переходе схемы выборки-хранения из режима выборки в режим хранения из-за задержки, называемой временем выключения tвыкл или апертурным временем, между моментом подачи команды на размыкание ключа и моментом, когда оно происходит фактически (рис. 1.10). Возникающая при этом погрешность носит название апертурной погрешности Δа . Задержка при переходе от режима хранения к режиму выборки обычно короче времени выключения.

Рис. 1.11. Погрешности схемы выборки-хранения в режиме хранения

Рис. 1.10. Апертурная погрешность и время выключения схемы выборки-хранения

Основными параметрами схемы выборки-хранения в режиме хранения (рис. 1.11) являются: скорость изменения выходного на16

пряжения Vхр = ( d U вых dt ) , определяемая током утечки I ут из-за тока утечки I выкл ключа, собственного тока утечки конденсатора I ут.С , сопротивления нагрузки или, если нагрузка подключается

через буферный усилитель, тока смещения ОУ ( I вх.ОУ ) , т.е. I выкл + I ус + I вх.ОУ dU вых dt = I ут C = ; максимальное время хранеС ния tхр.макс – время, при котором выходное напряжение сохраняется с погрешностью δхр , не превышающей заданной величины; прямое прохождение сигнала, связанное с тем, что из-за межэлектродной емкости ключа небольшая часть входного сигнала будет проходить прямо на выход схемы. Это прямое прохождение сигнала возрастает с увеличением входной частоты, но его влияние можно уменьшить путем увеличения значения хранящей емкости С. Практические схемы выборки-хранения с запоминающим конденсатором можно реализовать на самых разных электронных элементах. Однако наибольшей универсальности и точности можно добиться при использовании в них интегральных операционных усилителей совместно с аналоговыми ключами напряжения на полевых транзисторах. Различают схемы выборки-хранения с разомкнутой и замкнутой петлей обратной связи. На рис. 1.12 показана одна из наиболее распространенных схем выборки-хранения разомкнутого типа -схема с двумя повторителями. Повторители на ОУ А1 и А2 разделяют цепи источников сигнала и нагрузки от собственно схемы выборкихранения и тем самым повышают ее стабильность. Максимальное время хранения такой схемы tхр с заданной допустимой погрешностью δхр ограничивается наличием сопротивления утечки конденсатора Rут.C , сопротивления разомкнутого ключа Rвыкл и входного сопротивления усилителя А2 Rвх.ОУ т.е. tхр ≤ δхр τ, где

τ = C ( Rут.С // Rвыкл // Rвх.ОУ ) . 17

Рис. 1.12. Схема выборки-хранения разомкнутого типа с двумя повторителями

Минимальный запоминаемый уровень U хр.мин зависит от пара-

метров ключа (U ост , rвкл , I ут ) , а также от входных параметров

усилителей А1 и А2 ( Rвх.ОУ , U см0 , U др и т.д.). Максимальный запоминаемый уровень U хр.макс определяется допустимым обратным напряжением для ключа, а также допустимыми дифференциальными и синфазными напряжениями для ОУ. Недостатком разомкнутых схем выборки-хранения, ограничивающим их точность, является тот факт, что ошибки буферных каскадов и ключа суммируются и входят непосредственно в результат. Влияние ошибок выходного буферного каскада А2 и ключа в значительной мере может быть ослаблено введением общей глубокой отрицательной обратной связи, т.е. использованием замкнутой структуры схемы выборки-хранения. На рис. 1.13 приведена схема выборки-хранения замкнутого типа, использующая интегратор на ОУ. Здесь емкость С включена в цепь ОС усилителя А2 и не подвергается действию синфазного сигнала, что позволяет минимизировать токи утечки и время переключения. Значительно упрощаются проблемы утечки ключа, так как он замыкается, по существу, на землю, поскольку неинвертирующий вход интегратора заземлен. Погрешность схем выборкихранения с замкнутой петлей ОС определяется в основном погрешностями входного усилителя А1, которые могут быть практически полностью исключены путем незначительного усложнения схемы и использования усилителя А1 как на этапе выборки, так и на этапе хранения. Рис. 1.13. Схема выборки-хранения замкнутого типа с интегратором 18

Принципиальной особенностью интегрирующих схем выборкихранения является необходимость разряда Сдо истинного или условного нуля перед каждым новым этапом выборки. Одну из разновидностей схем выборки-хранения представляют амплитудные детекторы с запоминанием, отличающиеся тем, что слежение за амплитудой входного сигнала происходит до момента, когда этот сигнал достигает максимального значения, после чего напряжение на выходе амплитудного детектора автоматически сохраняется на этом максимальном уровне. Простейшая схема амплитудного детектора с запоминанием показана на рис. 1.14. В режиме выборки ключ S1 замкнут, а ключ S2 разомкнут. Ток через диод VD протекает только в одном направлении, так что конденсатор С заряжается. Когда U вх ≤ U вых , диод запирается, и на конденсаторе хранится максимальное значение входного напряжения. В момент размыкания ключа S1 при разомкнутом ключе S2 схема переходит в режим хранения выбранного значения входного напряжения.

Рис. 1.14. Схема амплитудного детектора с запоминанием

Рис. 1.15. Схема амплитудного детектора с улучшенными параметрами

Такая простая схема амплитудного детектора обладает рядом недостатков, связанных, главным образом, с нелинейностью характеристики диода, наличием у него остаточного напряжения в проводящем состоянии и его температурной зависимостью. Недостатки схемы в значительной степени устраняются включением в нее ОУ и введением цепи обратной связи, как это показано на рис. 1.15. В этой схеме входное напряжение U вх сравнивается с помощью усилителя А с напряжением на конденсаторе U вых . Разностное напряжение усиливается и используется для заряда С, т.е. заряд конденсатора производится напряжением K (U вх − U вых ) , что увели19

чивает крутизну нарастания U вых и снижает эквивалентную постоянную времени заряда С. Кроме того, в K раз уменьшается влияние нелинейности характеристики диода и ее нестабильности. Однако при использовании ОУ необходимо принять некоторые меры предосторожности. Схему амплитудного детектора надо демпфировать таким образом, чтобы затухание было выше критического, иначе любой выброс колебательного характера на сигнале может быть воспринят как его максимальное значение. Усилитель должен сохранять устойчивость при работе на емкостную нагрузку. Необходимо также принять меры к тому, чтобы предотвратить перегрузку ОУ после фиксации максимального значения сигнала в связи с тем, что при обратном смещении диода, цепь обратной связи прерывается. Для этой цели на выходе ОУ включается небольшое демпфирующее сопротивление Rд . Если в качестве входного усилителя (см. рис. 1.15) используется интегральный операционный усилитель, обладающий высоким коэффициентом усиления K, то при наличии даже незначительной разности напряжений U вх − U вых , он сразу переходит в насыщенное состояние и дальнейший заряд конденсатора С будет произвоОУ . Как только напряжение на диться постоянным напряжением U макс емкости превысит значение U вх , ОУ перебросится в другое насыщенное состояние, диод закроется и заряд С прекратится. На емкости зафиксируется напряжение U вых = U вх.макс . В этом случае ОУ работает как компаратор. Описание лабораторного макета В лабораторном макете используется схема амплитудного детектора (рис. 1.16) замкнутого типа (с общей обратной связью) с интегратором А2 на ОУ и конденсаторе Cи в качестве накапливающего и хранящего элемента. Работа схемы и всего

Рис. 1.16. Схема амплитудного детектора с интегратором 20

преобразователя осуществляется в два этапа: этап накопления заряда на интеграторе (выборка) и этап разряда интегратора. В первом такте (положение "1" входного переключателя S1 на рис. 1.16) с помощью интегратора интегрируется выходное напряжение операционного усилителя А1, работающего в компараторном режиме, равное приблизительно напряжению питания U *A1 = = U CC1 = 15 В. Это позволяет значительно ускорить процесс заряда конденсатора Cи и сократить время выборки, а, кроме того, уменьшает влияние нелинейности вольт-амперной характеристики диода. Как только напряжение на выходе интегратора U и превысит измеряемое на величину порога срабатывания компаратора U пор , последний перебрасывается в противоположное состояние, напряжение на его выходе становится отрицательным и равным приблизительно U A−1 = U CC 2 = − 15 В, диод VD запирается и заряд Cи прекращается. Напряжение на выходе интегратора сохраняется постоянным и равным значению U вх , схема находится в режиме хранения. Во втором такте управляющий сигнал U упр перебрасывает входной переключатель S1 в положение 2 и подключает вход ОУ А1 на "землю". Одновременно замыкается ключ S2, соединяющий источник эталонного тока (ИЭТ) с интегратором. Источник эталонного тока обеспечивает постоянный ток разряда Си и тем самым линейное изменение напряжения U и во времени. Момент окончания разряда конденсатора Си до нуля фиксируется компаратором А1, который перебрасывается в этот момент в противоположное состояние. Следовательно, длительность интервала времени t x от начала второго такта до момента срабатывания компаратора оказывается прямо пропорциональна амплитудному значению входного напряжения. В данной схеме (см. рис. 1.16) осуществляется автоматическая коррекция дрейфа порога срабатывания компаратора, так как, если в первом такте U пор добавлялось к U вх и интегрировалось с ним, то во втором оно добавляется к нулевому уровню, а в целом интегратор разряжается только на величину U вх . 21

22

Рис. 1.17. Лицевая панель лабораторного макета

В качестве управляющих сигналов могут использоваться как внешние сигналы от специального тактового генератора (ТГ) на ОУ А5, так и внутренние, снимаемые с выхода сравнивающего устройства на А1 (рис. 1.17). В первом случае длительность первого и второго тактов неизменна и определяется длительностью полупериодов мультивибратора на А5, во втором случае длительность тактов, а следовательно и частота выходных импульсов, прямо пропорциональна входному напряжению. В случае использования в качестве управляющих U упр сигналов, снимаемых с выхода сравнивающего устройства, длительность тактов зарядки Tзар и разрядки t x можно найти, исходя из закона изменения напряжения на выходе интегратора: t

1 Uи = U dt. RC ∫0 вх В процессе зарядки (выборки) интегратор заряжается напряжением U *A1 = 15 В с выхода A1 через резистор R = 6,2 кОм (см. рис. 1.17) до значения U вх . Поэтому

Tзар =

U вх RCи . U *A1

Поскольку в момент достижения напряжения U и значения U вх срабатывает компаратор А1, управляющий ключами S1 и S2, то сразу после этапа зарядки начнется этап разрядки интегратора, а этапа хранения, как такового, не будет. На стадии разрядки происходит разряд конденсатора Cи от значения U вх до нуля путем подключения источника эталонного тока. Поэтому U t x = вх Cи . Iэт По этой же формуле определяется интервал t x и в случае работы с внешним тактовым генератором. Частота следования выходных импульсов при управлении от компаратора будет равна 23

1 . ⎛ R 1 ⎞ U вх Cи ⎜ * + ⎟ ⎝ U A1 I эт ⎠ Так как обычно ток заряда I зар = U *A1 R намного больше тока разfx =

1 = Tзар + t x

ряда ( I эт ) , то

I эт , U вх Cи т.е. обратно пропорционально входному напряжению. Таким образом, данная схема может использоваться и в качестве преобразователя напряжения в частоту. При работе от внешнего ТГ длительность второго такта выбирается из условия T > tx.макс , что обеспечивает окончание преобразования U вх во временной интервал в случае подачи максимально допустимого входного сигнала. (Для данного макета U вх.макс ≤ ≤ + 8 В.) При напряжении U вх < U вх.макс преобразование будет заканчиваться до окончания второго такта, и компаратор будет стремится переброситься в состояние, когда U *A1 = + 15 В, следовательно диод VD откроется и опять начнется заряд интегрирующей емкости Cи . Однако во втором такте входной переключатель замкнут на землю, т.е. на входе компаратора А1 напряжение равно нулю, поэтому напряжение на интеграторе U и может возрасти незначительно, после чего А1 опять перебросится и отключит диод. Конденсатор Cи начнет разряжаться до нуля и т.д. Таким образом, в схеме могут возникнуть автоколебания, частота и амплитуда которых (на входе интегратора) зависят от величины порога срабатывания компаратора и времени запаздывания передачи сигналов по цепи обратной связи. Для исключения влияния этих колебаний на правильность отсчета t x в макете используется специальная схема выделения интервала времени, подключаемая к выходу компаратора А1. Если А1 достаточно быстродействующий, то после достижения напряжения на выходе интегратора значения U вх , усилитель А1 попадает не в насыщение, а в активную область и поддерживает U A1 = U вх ≅ 0 , т.е. автоколебаний не возникает. fx 

24

В случае использования в качестве управляющих сигналов импульсов, снимаемых с выхода А1, подобных процессов не происходит, так как длительность тактов зависит от величины входного сигнала. Тактовый генератор. Поскольку для управления ключами на полевых транзисторах требуются двухполярные управляющие сигналы амплитудой порядка 15 В, то в качестве тактового генератора выбрана схема мультивибратора на ОУ типа 140УД8А, обеспечивающая требуемое напряжение. Схема тактового генератора, собранная на усилителе А5, резисторах R1-R4 и конденсаторе С1, показана на рис. 1.17. Длительность полупериодов мультивибратора Т1 и Т2, определяемая номиналами резисторов R4 и R3, взята различной (T1 < T2), так как длительность первого и второго тактов различна: 1+ γ 1+ γ T1 = R4 C1 ln ; T2 = R3 C1 ln , 1− γ 1− γ R1 где γ = . R1+ R2 Схема выделения интервала времени. Для отделения измеряемого интервала t x на выходе А1 от сигналов возможных автоколебаний в макете используется RS-триггер типа 176ТМ2, схема подключения которого показана на рис. 1.17. Начальная установка триггера осуществляется подачей на вход S отрицательного перепада напряжения, соответствующего началу второго такта, который может браться как с выхода внешнего тактового генератора, так и со схемы А1. В момент окончания преобразования U вх в интервал t x положительный перепад напряжения с выхода А1 подается на вход R триггера и возвращает его в первоначальное положение. Последующие сигналы, поступающие на вход в результате возможного процесса автоколебаний схемы, никакого влияния на триггер не оказывают. Лицевая панель макета преобразователя показана на рис. 1.17. В качестве усилителей А1, А2, А5, А6, используемых в схемах компаратора, интегратора, источника эталонного тока и тактового генератора, взят операционный усилитель типа 140УД8А. Основные параметры ОУ следующие: K = 50 ⋅ 103 ; U смо ≤ 20 мВ; 25

ΔI см ≤ 0,1 нА;

I см ≤ 0,2 нА;

I вых.макс = 20 мА;

f1 = 1 МГц;

Rвых = 1 кОм. Питание макета осуществляется от двух источников постоянного напряжения: U СС1 = + 15 В и U СС 2 = − 15 В. В качестве источников входных сигналов используются УНИП-7 и генератор синусоидальных сигналов. Полярность постоянного входного напряжения должна быть только положительной, амплитуда входных сигналов не должна превышать 8 В, а максимальная частота – не больше 5 кГц.

Подготовка к работе

1. Ответить на контрольные вопросы. 2. Нарисовать временные диаграммы напряжений на выходах входного переключателя, сравнивающего устройства, интегратора и триггера при подаче на вход постоянного напряжения и работе преобразователя от управляющих сигналов, снимаемых с выхода A1. 3. Нарисовать те же временные диаграммы при работе от внешнего тактового генератора. 4. Рассчитать длительность фронтов входного переключателя при включении tф.вкл = 2, 2 Rн Свх . 5. Рассчитать I эт и Rвых источника тока. 6. Рассчитать ток заряда интегратора. 7. Найти длительность времени зарядки Tзар и времени разрядки t x при U вх = 5 В.

8. Построить графики зависимости t x от U вх и f x от U вх . 9. Рассчитать длительности полупериодов мультивибратора. 10. Рассчитать погрешность δ хр , взяв Rут.C = 1010 Ом; Rвыкл = 109 Ом, Rвх.ОУ = 109 Ом.

26

Рабочее задание

1. Собрать схему преобразователя без буферных усилителей АЗ и А4, работающего с управляющими сигналами с выхода A1. Зарисовать осциллограммы напряжений на выходах аналогового переключателя, компаратора, интегратора и триггера при подаче на вход постоянного напряжения. Измерить напряжения и длительности импульсов на этих выходах для двух значений U вх . 2. Измерить параметры импульсов на выходе аналогового переключателя; U вых , tф.вкл и tф.выкл при выключенных буферных усилителях. 3. Измерить величину тока эталонного источника. 4. Измерить коэффициент передачи нагруженного входного переключателя при включенных и отключенных буферных усилителях (усилители А2 и А4 на рис. 1.17) для U вх = 1 В. Измерения производить с помощью вольтметра, обеспечивая открытие входного переключателя постоянным напряжением +15 В, подаваемым на управляющий вход. 5. Измерить длительности времен зарядки и tx при U вх = 5 В и сравнить с расчетными значениями. 6. Снять зависимости tx от U вх и f x от U вх , изменяя входное постоянное напряжение от + 0,5 до + 8 В. Построить их на графике, рассчитанном дома. 7. Собрать схему преобразователя, работающего с управляющими сигналами от тактового генератора. Зарисовать осциллограммы и измерить напряжения на выходах аналогового переключателя, сравнивающего устройства, интегратора и триггера при подаче на вход постоянного напряжения. Измерить длительности импульсов. 8. Зарисовать осциллограммы выходных напряжений преобразователя при подаче на вход синусоидального сигнала для двух вариантов схемы.

27

Контрольные вопросы

1. Каковы особенности АЦП прямого преобразования? 2. Каковы преимущества и недостатки аналоговых ключей на полевых транзисторах? 3. Как исключается режимная зависимость rвкл у ключей на ПТ? 4. Зачем используется в схеме эталонный источник тока? 5. Какими параметрами характеризуется компаратор? 6. Что такое схема выборки-хранения, каков принцип ее работы? 7. Какими параметрами характеризуется схема выборкихранения? 8. Какие типы схем выборки-хранения Вы знаете, каковы их достоинства и недостатки? 9. Что такое амплитудный детектор с запоминанием? 10. Каким способом можно улучшить характеристики амплитудного детектора? 11. Из каких основных узлов состоит лабораторный макет, каково назначение каждого узла? 12. Как осуществляется преобразование напряжения во временной интервал? 13. Какие два режима работы преобразователя осуществляются в макете? Список литературы

1. Филиппов А.Г., Аужбикович А.М., Немчинов В.М. и др. Микропроцессорные системы и микроЭВМ в измерительной технике. Учебное пособие для вузов. М.: Энергоатомиздат, 1995. 2. Никамин В.А. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Справочник. СП.: Корона; М.: Альтекс-А, 2003. 3. Ратхор Т.С. Цифровые измерения. АЦП/ЦАП. М.: Техносфера, 2006. 4. Аналого-цифровое преобразование / Под ред. У. Кестера. М.: Техносфера, 2007.

28

Лабораторная работа 2 АЦП ДВОЙНОГО ИНТЕГРИРОВАНИЯ Цель: изучение принципов построения интегрирующих преобразователей, исследование АЦП двойного интегрирования, его статических и динамических характеристик. Введение

Выбор того или иного метода преобразования аналогового сигнала в код зависит от уровня амплитуды и полосы частот сигнала, требуемой точности преобразования, наличия помех и т.д. В настоящей работе рассматриваются принципы преобразования аналогового сигнала в цифровой код методом однотактового, двухтактного и трехтактного интегрирования; исследуется АЦП двойного интегрирования (двухтактного). АЦП двойного интегрирования является одной из разновидностей АЦП временного преобразования, в которых измеряемая электрическая величина преобразуется в интервал времени, длительность которого определяется путем заполнения этого интервала импульсами опорной частоты и подсчета их числа цифровым счетчиком. На основе АЦП временного преобразования строятся цифровые вольтметры с однотактным, двухтактным и трехтактным интегрированием. Однотактный АЦП

Рассмотрим принцип работы АЦП однотактного интегрирования (интегрируется опорное напряжение с целью получения пилообразного напряжения), структурная схема которого представлена на рис. 2.1. АЦП состоит из следующих основных узлов: генератора импульсов управления (ГИУ), интегратора, на котором построен генератор пилообразного напряжения (ГПН), генератора импульсов опорной частоты (ГОЧ), компаратора (К), схемы совпадения (схемы "И") и счетчика. Работу однотактного АЦП удобно проследить по временным диаграммам, представленным на рис. 2.2. 29

Рис. 2.1. Структурная схема АЦП однотактного интегрирования

Рис. 2.2. Временные диаграммы работы АЦП однотактного интегрирования 30

В момент времени t0 ГИУ вырабатывает положительный импульс управления. Под воздействием этого импульса размыкается ключ S и начинается интегрирование отрицательного опорного напряжения U оп . Напряжение на выходе ГПН возрастает по закону: t

Uп =

1 U dt ; RC ∫0 оп

где U п – пилообразное напряжение на выходе интегратора (ГПН). Так как U оп = const, то U (2.1) U п = оп t , τ где τ = RC . Одновременно импульс с ГИУ подается на схему "И". В этот же момент времени на выходе компаратора присутствует высокий уровень потенциала, так как напряжение на неинвертирующем входе схемы сравнения больше, чем на инвертирующем. Таким образом, на входах 1 и 2 схемы "И" появляется логическая 1, поэтому импульсы с ГОЧ проходят на вход счетчика. В момент времени t1 пилообразное напряжение достигнет значения измеряемого сигнала: Uп = U x . (2.2) Компаратор K перебрасывается и на его выходе, а значит, и на входе 2 схемы "И", установится низкий уровень потенциала. В этом случае импульсы опорной частоты прекращают поступать на счетчик. Число импульсов, которые поступили на счетчик от начала цикла до момента, когда пилообразное напряжение достигло значения измеряемого сигнала, составит: N x = f 0tx , (2.3) где tx = t1 − t0 ; f 0 – частота импульсов ГОЧ. Учитывая формулы (2.1) – (2.3), получаем: U (2.4) N x = f0 RC x . U оп После каждого измерения счетчик сбрасывается в "0", ключ S замыкается, конденсатор интегратора разряжается и с приходом следующего импульса ГИУ начинается новый цикл работы. 31

Как следует из формулы (2.4), на точность измерения непосредственно влияют R, С и U оп , имеющие температурный и временной дрейф, а также пороги срабатывания компаратора, и стабильность параметров интегратора и частоты f 0 . Поэтому достичь высокой точности при однотактном интегрировании затруднительно, однако благодаря своей простоте этот тип АЦП находит применение. Двухтактный АЦП

Другой метод построения АЦП временного преобразования – метод двойного или двухтактного интегрирования – позволяет избежать многих недостатков, присущих методу однотактного интегрирования. При его использовании интегрируется не только опорное напряжение, но и входное. Упрощенная структурная схема АЦП, реализующая метод двойного интегрирования, представлена на рис. 2.3, а временная диаграмма – на рис. 2.4. АЦП состоит из следующих основных узлов: ключа, интегратора, компаратора, устройства управления, генератора опорной частоты, счетчика импульсов и блока индикации. Полный цикл работы АЦП состоит из двух тактов. В первом такте при срабатывании компаратора и замыкании ключа S в положение 1 запускается счетчик и с помощью аналогового интегратора происходит интегрирование измеряемого напряжения за строго фиксированное время, которое определяется временем полного заполнения счетчика (см. рис. 2.4): tсч = N макс f 0′ ,

(2.5)

где N макс – максимальное число импульсов, которое может сосчитать счетчик; f 0′ – частота импульсов генератора опорной частоты в первом такте. За это время выходное напряжение интегратора достигнет значения: U инт1 =

tсч

∫ 0

1 ix ( t ) dt = − C 32

tсч

∫ 0

U x (t ) dt , R

Рис. 2.3. Структурная схема АЦП двухтактного интегрирования

Рис. 2.4. Временные диаграммы работы АЦП двухтактного интегрирования 33

откуда

1 U инт1 = − τ1

tсч

∫ U x ( t ) dt ,

(2.6)

0

где τ1 = RC – постоянная времени интегрирования в первом такте;

U x ( t ) – измеряемое напряжение. Если за время интегрирования измеряемое напряжение не изменяет своего значения, то формула (2.6) примет вид: 1 (2.7) U инт1 = − U x tсч , τ1

U x Nмакс . (2.8) τ1 f 0′ На диаграмме 2.4 представлены значения напряжений на выходе интегратора для двух разных напряжений на входе: U x1 < U x2 . Как только счетчик полностью заполнится, устройство управления сбрасывает его в нуль (он выполнил свою роль в первом такте – отмерил фиксированный интервал времени) и переключает ключ в положение 2. Начинается второй такт работы АЦП – интегрируется опорное напряжение U оп , подаваемое от источника эталонного напряжения (ИЭН). Одновременно импульсы с генератора опорной частоты начинают поступать в счетчик. Напряжение U оп должно быть по модулю равно или несколько больше максимального измеряемого напряжения. Поскольку напряжение U оп имеет знак противоположный измеряемому, выходное напряжение интегратора начинает возвращаться к нулю. В любой момент второго такта выходное напряжение интегратора U инт1 = −

а с учетом (2.5)

t

U инт2 = U инт1 −

1 U dt . τ2 t ∫ оп

(2.9)

сч

Так как U оп = const, то U оп (2.10) t, τ2 где τ2 – постоянная времени интегрирования во втором такте. U инт 2 = U инт1 −

34

При достижении U инт = 0 срабатывает компаратор K и устрой2

ство управления прекращает поступление импульсов опорной частоты и счетчик зафиксирует определенное число импульсов N. Исходя из формул (2.5) – (2.8), (2.10), получаем: U 0 = U инт1 − оп t (2.11) τ2

или

U x Nмакс U оп N x = , τ1 f0′ τ2 f 0′′

(2.12)

где f 0′′ – частота импульсов генератора опорной частоты во втором такте. Таким образом, τ f ′′ U N N x = x макс 2 0 . (2.13) τ1 f 0′U оп Так как интегрирование в первом и во втором тактах осуществлялось одним и тем же интегратором, то τ1 = τ2 . (2.14) Частота импульсов генератора опорной частоты за короткое время двух тактов измениться не успевает, поэтому f 0′ = f 0′′= f0 . (2.15) Исходя из выражений (2.14) и (2.15), окончательно получаем U N N x = x макс . (2.16) U оп Из этой формулы следует, что на результат измерения не влияет ни изменение порога срабатывания компаратора, ни частота импульсов генератора опорной частоты, ни R и С в интеграторе. Еще одним преимуществом АЦП, построенных на принципе двойного интегрирования, является их высокая помехозащищенность. При наличии помехи на входе, напряжение на выходе интегратора складывается из измеряемого напряжения и напряжения помехи и имеет вид: t t 1 1 U инт = ∫ U x ( t ) dt + ∫ U п ( t ) dt . (2.17) τ0 τ0

Согласно формуле (2.17) напряжение помехи не будет оказывать влияния на выходное напряжение интегратора в момент окон35

чания первого такта интегрирования в том случае, если второе слагаемое в равенстве (2.17) станет равным нулю, или будет много меньше интеграла измеряемого напряжения. Другими словами, можно сказать, что особо высокое подавление входных помех осуществляется в том случае, когда интеграл напряжения помехи за время первого такта интегрирования (время полного заполнения счетчика) равен нулю. В этом случае частоты периодической помехи должна равняться Kf0 K fп = = , tсч N макс где K – целое число 1; 2; ... . К таким видам помех, прежде всего, относятся помехи синусоидальной формы. В реальных устройствах помехи чаще всего связаны с питающей сетью. Поэтому, если выбрать интервал первого такта интегрирования равным периоду частоты питающей сети или кратным ему, то будут полностью подавляться наводки, проходящие по цепям питания. Таким образом можно добиться подавления помех до 70 дБ (≈ 3200 раз). На рис. 2.4 пунктиром показаны напряжения на выходе интегратора при действии на входе совместно с измеряемым сигналом U x синусоидальных помех, которые подавляются при измерении. На измеряемое напряжение U x1 накладывается помеха с периодом, равным первому такту интегрирования, а на U x2 – с шестью периодами. Быстродействие АЦП двойного интегрирования тесно связано с помехозащищенностью. Так, для подавления сетевой помехи с частотой 50 Гц необходимо выбирать время первого такта равным 20 мс, при этом максимальное время второго такта будет также равно 20 мс. Кроме того, необходимо выделить порядка 10 мс для выполнения вспомогательных операций (коррекция нуля, индикация). Таким образом, общее время измерения составит порядка 50 мс. Однако, если даже не стремиться к подавлению сетевой помехи, то и в этом случае быстродействие АЦП двойного интегрирования окажется достаточно низким. Действительно, для получения отсчета с n = 16 двоичных разрядов при частоте импульсов f0 = 10 МГц 36

счетчику необходимо два раза сосчитать до 2n , т.е. время преобразования 2n +1 217 131 − 72 = 7 = ≈ 0,013 с. Tпр = f0 10 107 Таким образом, максимальное быстродействие АЦП в этом случае не может быть выше 16 преобразований в секунду. На основе АЦП двойного интегрирования промышленностью выпускается БИС К572ПВ2 и К572ПВ5, первая из них предназначена для работы совместно со светодиодными индикаторами, а вторая – с жидко-кристаллическими. Трехтактный АЦП

Чтобы несколько повысить быстродействие АЦП и при этом сохранить все преимущества двухтактного преобразования, используются трехтактные АЦП. Рассмотрим кратко принцип действия такого АЦП, структурная схема которого приведена на рис. 2.5, а временная диаграмма сигнала на выходе интегратора – на рис. 2.6. В отличие от метода двухтактного интегрирования в этом случае n-разрядный счетчик разделен на две секции: п/2 старших и п/2 младших разрядов. Кроме того, в схему дополнительно вводится вторая схема сравнения, ключ S3 и источник опорного напряжения ⎛ U оп ⎞ ⎜ n 2 ⎟ , которое поступает на ключ S3 и один из входов до⎝2 ⎠ полнительной схемы сравнения. Первый такт преобразования практически не отличается от первого такта при двухтактном интегрировании, однако фиксированное время интегрирования в этом случае определяется временем заполнения I секции счетчика (п/2 разрядов), т.е. Δt1 = 2 n

2

f0 .

(2.18)

В конце первого такта напряжение на выходе интегратора (2.18) U инт 1 = U x

Δt1 2n 2 = Ux . τ RCf 0 37

Рис.2.5. Структурная схема АЦП трехтактного интегрирования

Рис.2.6. Временная диаграмма работы АЦП трехтактного интегрирования

После заполнения I секции устройство управления размыкает ключ S1 и замыкает ключ S2. Начинается второй такт – интегратор начинает интегрировать эталонное напряжение U оп и счетные импульсы поступают в I (старшую) секцию счетчика. Этот процесс заканчивается в тот момент времени, когда на выходе интегратора 38

U оп , поданного на один из входов 2n 2 компаратора K2. Компаратор K2 срабатывает и через устройство управления размыкает ключ S2 и замыкает ключ S3. Заканчивается второй такт работы вольтметра, при этом напряжение на выходе интегратора 1 U инт 2 = (U Δt − U оп Δt2 ) , RC x 1 а в I секции счетчика будет сосчитано число импульсов (2.19) N сч1 = Δt2 f 0 . напряжение достигнет значения

Причем эти импульсы будут расположены в старших п/2 разрядах. Таким образом, фактически в счетчике АЦП, состоящем из двух секций, записывается код N сч1 ⋅ 2n 2. Так, например, если во втором такте сосчитано N сч1 = 5 импульсов, что соответствует 101 в двоичном коде, то этот код запишется в секции п/2 старших разрядах. Для n = 12 код расположится в разрядах, имеющих веса 28, 27 и 26. Поэтому фактически в счетчике будет записано число 1 ⋅ 28 + 0 ⋅ 27 + 1 ⋅ 26 = 320 импульсов, а не 5. С момента замыкания ключа S3 и размыкания S2 начинается третий такт работы АЦП. К входу интегратора подключается второе опорное напряжение U оп 2 n 2 , а импульсы опорной частоты начинают поступать во II (младшую) секцию счетчика. Этот такт продолжается до срабатывания компаратора K1, порогом которого является нулевой потенциал. В течение времени третьего такта интегрирования Δt3 в счетчик записывается код N сч2 = Δt3 f 0 .

(2.20)

Напряжение на выходе интегратора U оп ⎞ 1 ⎛ U инт3 = ⎜ U x Δt1 − U оп Δt2 − n 2 Δt3 ⎟ = 0 , 2 RC ⎝ ⎠ откуда, подставляя значения Δt1 , Δt2 и Δt3 из формул (2.18), (2.19) и (2.20), получаем: U x ⋅ 2 n 2 U оп N сч1 U оп N сч2 − − n2 =0 f0 f0 2 f0 39

U оп n 2 U оп N + N = N. 2 ( ) сч1 сч2 2n 2n Предусмотрено, что если во II секцию счетчика поступит больше, чем 2n 2 импульсов, произойдет его переполнение и импульс переноса поступит на счетный вход I секции счетчика и ошибок в коде не возникает. Сравним время преобразования при двух- и трехтактном интегрировании в случае подачи максимального входного напряжения. При двухтактном интегрировании n-разрядный счетчик заполняется 2 раза по п разрядов, а при трехтактном – 3 раза по п/2 разряда. Поэтому выигрыш в быстродействии при трехтактном интегрировании составит: 2 ⋅ 2n 2 B= = ⋅ 2n 2. 3 ⋅ 2n 2 3 Так, для 12-разрядного АЦП время преобразования сократится приблизительно в 43 раза.

или

Ux =

Погрешности АЦП двойного интегрирования

Для нахождения погрешностей АЦП двойного интегрирования обратимся еще раз к формуле, выражающей зависимость числа импульсов от измеряемого напряжения: N U N x = макс x . U оп Как следует из этой формулы, погрешность измерения зависит только от стабильности U оп , т.е. от относительного изменения опорного напряжения δU оп . На стабильность опорного напряжения также оказывает влияние соотношение выходного сопротивления источника опорного напряжения Rвых и входного сопротивления интегратора. Входное сопротивление интегратора с достаточной степенью точности определяется значением R. Отсюда погрешность измерения, обусловленная Rвых . Rвых R δR = ≈ вых , вых Rвых + R R так как обычно Rвых << R . 40

Таким образом, суммарная погрешность, обусловленная источником опорного напряжения, R δоп = δU оп + δ R ≈ δU оп + вых . вых R Однако помимо погрешности δоп существуют скрытые источники погрешности. Прежде всего к таким источникам погрешности относятся изменения сопротивления открытых ключей, что приводит к изменению постоянных времени в первый и второй такты интегрирования. Если эти сопротивления разные, то погрешность измерения можно определить по формуле: δкл = Δrвкл rвкл , где Δrвкл – разность сопротивления ключей в открытом состоянии. Эта разность будет максимальная при максимальной разности входного U вх и опорного U оп напряжений. Погрешность, которую вносит в процессе измерения интегратор ( δинт ) , состоит из погрешности, обусловленной нелинейностью интегратора ( δнл ) и влиянием напряжения и токов смещения ( δсм ) : δинт = δнл + δсм . Погрешность, обусловленную нелинейностью интегратора, можно определить по следующей формуле: t −t δил = сч к , 2KCRэкв RRвх где K – коэффициент усиления ОУ; Rэкв = ; Rвх – входное R + Rвх сопротивление ОУ интегратора. При U x.макс = U оп , tx = tсч получаем δнл = 0 . Чем больше U x

отличается от U оп , тем больше разность tсч − t x и тем больше погрешность, обусловленная нелинейностью интегратора. Влияние напряжения и токов смещения интегратора необходимо учитывать как в первом, так и во втором такте интегрирования. Соответственно эти погрешности равны: 41

δсм1 =

U см I см R + Ux Ux

и δсм2 =

U см I см R , + U оп U оп

где U см – напряжение смещения ОУ интегратора; I см – ток смещения ОУ интегратора. Эта погрешность будет максимальна при U x.макс = U оп и равна в этом случае δсм.макс =

2 (U см + I см R ) . U оп

Для уменьшения влияния погрешностей, обусловленных U см и I см ОУ интегратора, необходимо включить резистор балансировки Rб = R (в этом случае при расчетах нужно учитывать не I см , а разность токов смещения). Необходимо также учитывать, что в реальном макете (рис. 2.7) напряжение на выходе интегратора в период tсч изменяется не от

нуля, а от U и0 , обусловленного падением напряжения на диоде, шунтирующим интегрирующею емкость С1. Период tx заканчивается при достижении на выходе интегратора напряжения порога компаратора −U пк . Разность между напряжениями U и0 и U пк приводит к погрешности, которую можно вычислить по формуле: U и0 + U пк . δк = U пк В процессе измерения интервалы Δt1 и Δt2 заполняются импульсами, подсчет которых производится счетчиком, т.е. непрерывная величина преобразуется в дискретную. При этом возможно возникновение ошибки в один импульс как при дискретизации Δt1 , так и при дискретизации Δt2 . Максимальная погрешность квантования δд при этом равняется: δд =

Δt 1 ⎞ 1 1 ⎛ U + 1 m = m ⎜ 1 + x.макс ⎟ , m Ux ⎠ Δt2 10 10 10 ⎝

где m – число десятичных разрядов счетчика. 42

43

Рис. 2.7. Лицевая панель лабораторного макета

Описание лабораторного макета

Макет, используемый в лабораторной работе (см. рис. 2.7), выполнен по структурной схеме, приведенной на рис. 2.3. Он включает в себя ключи S1 и S2 на полевых транзисторах, три аналоговые микросхемы А1, А2, K и цифровые микросхемы. В исходном состоянии (момент времени t1) на выходе триггера Т сигнал "1", а на инверсном выходе – "0". Эти уровни определяют состояние ключей S1 и S2. В таком состоянии ключ S1 замкнут и на вход интегратора поступает измеряемое напряжение отрицательной полярности, время интегрирования которого точно определено временем заполнения двоично-десятичного счетчика. При заполнении счетчика со схемы совпадения подается сигнал на триггер, триггер переключается, включая ключ S2 и выключая ключ S1. Начинается второй такт интегрирования – интегрируется опорное напряжение. При этом через элемент И–НЕ на триггеры блока индикации подается импульс, разрешающий прием результата счета. Во время второго такта интегрирования на выходе интегратора А1 формируется линейно-спадающее напряжение и в двоичнодесятичный счетчик поступают импульсы от задающего генератора. При достижении на выходе интегратора (на входе компаратора K) нулевого напряжения (U см. комп ) , компаратор перебрасывается и триггер переключается, по шине "0" подается импульс сброса счетчиков. При этом с помощью триггеров запоминается результат, предшествующий импульсу сброса. Ключи S1 и S2 переключаются в первоначальное положение, и весь цикл начинается заново. Принципиальная схема макета особенностей не имеет. Микросхема А2 служит для согласования выходных уровней триггера и входных уровней переключения ключей. Необходимо обратить внимание на то, что в макете в качестве счетчиков используются три микросхемы двоично-десятичных счетчиков типа 155ИЕ2. Поэтому счетчик заполнится полностью в том случае, когда на выходе каждого счетчика будет код, соответствующий цифре 910 или 10012, т.е. полное заполнение счетчика соответствует 999 импульсам.

44

Подготовка к работе

1. Ответить на контрольные вопросы. 2. Рассчитать частоту заполнения счетчика f 0 для двух вариантов параметров: а) R1 = 100 кОм; С = 0,068 мкФ; б) R1 = 51 кОм; С = 1,0 мкФ. 3. Вычислить погрешность, связанную с нелинейностью интегратора, для U вх = 5 В, U оп = 10 В, полагая K = 5 ⋅ 104 , R = 100 кОм. 4. Определить погрешность квантования для U вх , равного –1; –3; –9 В. 5. Рассчитать частоту периодической помехи f п , которая будет максимально подавляться. При расчете принять: R = 51 кОм; С = 1 мкФ; f 0 – по п.2. Рабочее задание

1. Собрать схему АЦП двойного интегрирования, измерить частоту импульсов заполнения счетчика f 0 . 2. Снять осциллограммы во всех важнейших точках схемы. 3. Изменяя опорное напряжение, добиться максимального совпадения показаний исследуемого макета и контрольного цифрового вольтметра при подаче на вход U x = − 9 В.

4. Снять характеристику N x = f (U вх ) , определяющую число зарегистрированных импульсов. Построить график зависимости относительной погрешности от измеряемой величины. 5. Изменяя поочередно величину смещения интегратора, и компаратора, определить влияние этих изменений на показания макета АЦП. ВНИМАНИЕ! При выполнении п.5 необходимо контролировать правильное функционирование макета, наблюдая с помощью осциллографа формы напряжения на выходе интегратора. 6. С помощью генератора синусоидальных колебаний (ЗГ) подать на вход помеху U п = 1 В и частотой f п , рассчитанной при подготовке к работе (рис. 2.8). Изменяя частоту помехи и наблюдая 45

с помощью осциллографа форму напряжения на выходе интегратора, добиться минимального влияния помехи на результат измерения. Сравнить полученное значение f п с расчетным. Объяснить результат сравнения.

Рис.2.8. Схема включения источника помехи

Контрольные вопросы

1. В чем заключается процесс аналого-цифрового преобразования? 2. В чем заключается принцип временного преобразования? 3. В чем заключается принцип однотактного интегрирования? Каковы его преимущества и недостатки? 4. В чем заключается принцип двухтактного интегрирования? Каковы его преимущества и недостатки? 5. В чем заключается принцип трехтактного интегрирования? Каковы его преимущества и недостатки? 6. Из каких основных частей состоит АЦП двойного интегрирования? 7. Чем определяется время первого такта при двухтактном интегрировании? 8. Чем определяется время второго такта при двухтактном интегрировании? 9. Какие функции выполняет счетчик в первом и втором тактах интегрирования? 10. Какой вид помех подавляет АЦП двойного интегрирования? Каковы условия подавления помех? 11. Каким образом можно откалибровать АЦП двойного интегрирования? 12. Чему равна цена деления шкалы АЦП двойного интегрирования, используемого в работе? 46

Список литературы

1. Никамин В.А. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Справочник. СПб.: КРОНА; М.: Альтекс-А, 2003. 2. Ратхор Т.С. Цифровые измерения. АЦП/ЦАП. М.: Техносфера, 2006. 3. Гельман. М.М. Системные аналого-цифровые преобразователи и процессоры сигналов. М.: Мир, 1999. 4. Аналого-цифровое преобразование / Под ред. У. Кестера. М.: Техносфера, 2007.

47

Лабораторная работа 3 АЦП ПОРАЗРЯДНОГО УРАВНОВЕШИВАНИЯ Цель: изучение принципов работы ЦАП и АЦП, исследование характеристик интегральной микросхемы АЦП К5 72ПВ1. Введение

Метод поразрядного уравновешивания (последовательного приближения) – один из наиболее широко используемых в настоящее время для преобразования аналоговых сигналов в цифровую форму. Это связано с тем, что с помощью этого метода достигается одновременно хорошая разрешающая способность и высокая скорость преобразования. Высокая разрешающая способность обеспечивается благодаря снижению суммарной погрешности из-за использования общей отрицательной обратной связи, в цепи которой включается цифроаналоговый преобразователь ЦАП (рис. 3.1). В результате общая статическая погрешность преобразователя определяется практически только погрешностью ЦАП ( δЦАП ) и приведенной ко входу погрешностью смещения нуля компаратора (U см.0K ) : Высокое быстродействие достигается благодаря использованию при формировании компенсирующего напряжения U к на выходе ЦАП неравных ступеней, что позволяет получать большую информацию при каждом акте сравнения, а следовательно, значительно уменьшить число тактов уравновешивания. Веса ступеней напряжения U к выбираются пропорциональными разрядам выходного кода АЦП, представляемого обычно в двоичной системе счисления, поэтому метод и получил название поразрядного уравновешивания. Цикл преобразования начинается со сравнения самого старшего разряда (СР) ЦАП, вес которого составляет 1/2 полной шкалы преобразователя (т.е. 1CP = (1/2)U х.макс ), с входным сигналом (рис. 3.2). Если U х > 1CP , то выходной сигнал компаратора не изменяется и в старшем разряде сохраняется единица. В противном 48

случае "1" в старшем разряде ЦАП заменяется на "0" и начинается следующий такт преобразования, в котором "1" устанавливается в следующем разряде ЦАП. Процесс последовательного приближения продолжается до тех тор, пока не будут определены значащие цифры всех разрядов. Всего будет выполнено n тактов (где n – число двоичных разрядов АЦП), в результате чего в идеальном случае произойдет уравновешивание входного напряжения с точностью до шага квантования, равного единице младшего разряда (МР), т.е. ΔX к = 1MP = U х.макс 2n . АЦП поразрядного уравновешивания работает с постоянным временем преобразования на разряд t0 и постоянным временем всего цикла преобразования tпр = nt0 , независящим от величины аналогового входного сигнала.

Рис. 3.1. Структурная схема АЦП уравновешивающего преобразования

Рис. 3.2. Временная диаграмма работы АЦП поразрядного уравновешивания

Алгоритм работы АЦП задается с помощью устройства управления и логики последовательного приближения, включающих в себя сдвиговые регистры, на которые подаются тактовые сигналы с частотой f 0 = 1 t0 и буферные каскады. Обычно в каждой схеме АЦП предусматриваются два режима работы: периодический, при котором одно преобразование идет непосредственно за другим через интервал tпр и асинхронный, под управлением внешних запускающих сигналов. 49

Основные характеристики и параметры ЦАП

Цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) – это устройство, предназначенное для преобразования сообщения из цифровой формы представления в аналоговую. Входным сигналом ЦАП является цифровое слово D представляемое обычно в двоичной системе счисления, а в качестве выходного сигнала А служит аналоговый сигнал – напряжение или ток, формируемый с помощью эталонной меры P. Значение выходного сигнала однозначно соответствует входному слову, т.е. P P P (3.1) A = PD = a1 + 2 a2 + ... + n an , 2 2 2 где a1 , a2 , ..., an – разряды входного цифрового слова, принимающие значение "0" или "1" в зависимости от входного слова. Основной принцип построения ЦАП заключается в моделировании выражения (3.1) путем умножения веса двоичного разряда, получаемого из эталонного источника Р с помощью дискретного делителя, на значение двоичной цифры ai , реализуемой с помощью ключа, управляемого входным кодом, и последующего суммирования полученных членов. Поэтому практическая схема ЦАП содержит четыре основных узла: эталонный источник, дискретный делитель напряжения или тока, набор двухпозиционных аналоговых ключей, выходной сумматор напряжения или тока на операционном усилителе. Схемы современных интегральных ЦАП различаются принципом построения дискретного двоичного делителя и бывают двух основных типов: с делителем на взвешенных сопротивлениях R ⋅ 2n и с цепным делителем на основе матрицы R − 2 R . Подробно схемотехника интегральных ЦАП рассмотрена в учебном пособии [1] и монографиях [2, 3]. В данной лабораторной работе используется интегральная схема К572ПВ1, в которой ЦАП построен по схеме инвертированного включения матрицы R − 2 R (рис. 3.3). Такое включение матрицы позволяет получить двоично-взвешенные токи ( I1 = 2 I 2 = 4 I3 = ... = 2n−1 I n ) и использовать токовые переключатели для повышения быстродействия. Для суммирования отдельных разрядных токов и для формирования аналогового выходного напряжения обычно используется ОУ с глубокой параллельной отри50

цательной обратной связью. Такое включение ОУ уменьшает его входное сопротивление ( Rвх.ОУ = RОС (1 + K ) ) и обеспечивает выполнение условия Rвх.ОУ << Rвых.ЦАП . В данной схеме, в отличие от схемы прямого включения матрицы R − 2 R , при котором Rвых.ЦАП = const , выходное сопротивление ЦАП зависит от входного кода: Rвых.ЦАП = U оп I Σ = 2 R D и меняется в пределах от 2R до ∞. Поэтому сопротивление нагрузки для ЦАП должно быть много меньше 2R , чтобы не создавать дополнительной погрешности, которая к тому же будет меняться в зависимости от входного кода. Это обеспечивает суммирующий ОУ. В этом случае U вых = I Σ RОС =

U ОП RОС R

n

∑ ai 2−i . i =1

Рис.3.3. Упрощенная структурная схема ЦАП, используемого в ИС К572ПВ1

Использование ОУ на выходе ЦАП позволяет увеличить размах выходного напряжения, уменьшить выходное сопротивление всей схемы, увеличить нагрузочную способность ЦАП, сделать независимыми подстройку коэффициента передачи (шкалы преобразования) и смещения нуля. Включение дополнительного источника постоянного смещения на входе ОУ, равного 1СР, позволяет организовать биполярный режим ЦАП, при этом его выходная характеристика смещается на половину напряжения полной шкалы. 51

Операционный усилитель на выходе ЦАП вносит дополнительные статические и динамические погрешности, связанные со смещением его нуля, входными токами и погрешностью внешних резисторов, а также с его инерционностью. Общая статическая погрешность ЦАП будет определяться погрешностью опорного напряжения, операционного усилителя и погрешностью резисторов матрицы и цепи обратной связи ОУ, т.е. δ ЦАП = δU оп + δОУ + δ R =

⎡⎛ RОС + ⎢⎜ 1 + ⎜ Rвых.ЦАП ⎢ ⎣⎝ +

RОС Rвых.ЦАП

ΔU оп + U оп

⎞ ⎤ ⎟⎟ U смо + ΔI вх ( RОС / / Rвых.ЦАП ) ⎥ + ⎥⎦ ⎠ т

∑ ( δRОС − δRвых.ЦАП ) ai 2−i. i =1

Для оценки дополнительной погрешности из-за изменения температуры необходимо знать температурные коэффициенты опорного напряжения (ТКН U ОП ), резисторов ( ТКР ЦАП и ТКР R ) и ОС

температурный дрейф смещения нуля и входного тока ОУ, с помощью которых можно найти дополнительные погрешности для всех трех составляющих основной погрешности ЦАП. Чтобы минимизировать основную погрешность, обычно используют усилители с минимальными входными токами, а в качестве резисторов RОС используют резисторы, размещенные на одном кристалле с матрицей R − 2 R и топологически идентичные резисторам матрицы. Это позволяет минимизировать разброс сопротивлений и их температурных коэффициентов и обеспечивает стабильность параметров преобразователя. Длительность переходного процесса установления тока i-го разряда ЦАП будет определяться эквивалентной постоянной времени τЦАП , которая постоянна для любого разряда ЦАП и допустимой погрешностью установления δ уст : tуст. i = τЦАП ln (1 δ уст.i ) . 52

Абсолютное значение погрешности установления не должно превышать половины младшего разряда (МР), т.е. Δ уст = ±0,5 ⋅ 1МР = (U оп R ) ⋅ 2− n ,

в этом случае будет δ уст.i = Δ уст / Ii = Δ уст /2i и tуст. i = τЦАП ln ( I i Δ уст ) = τЦАП ( n + 1 − i ) ln 2  0,7 ( n + 1 − i ) τЦАП .

Максимальное время установления имеет старший разряд (СР, i = 1) ЦАП tуст.1  0,7 n τЦАП , поэтому в схемах АЦП так организуют логику работы, чтобы этот разряд был уже включен в момент запуска АЦП. Включение ОУ на выходе ЦАП увеличивает общее время установления, которое в этом случае будет 2 2 tуст.экв = t уст.ЦАП + t уст.ОУ ,

где tуст.ОУ – время установления переходного процесса на выходе ОУ с погрешностью ± 0,5 ⋅ 1 МР. Для достижения максимального быстродействия АЦП, обеспечиваемого схемой ЦАП, суммирующий ОУ не включают, а выходной ток I Σ подают непосредственно на вход быстродействующего компаратора, работающего в этом случае в режиме сравнения токов. В ЦАП может возникать еще один вид динамической погрешности, обусловленный сменой кодов на входах ЦАП и проявляющийся в виде переходных всплесков. Такие всплески представляют собой острые пики выходного сигнала, возникающие за счет несинхронности отпирания и закрывания аналоговых ключей в разных разрядах ЦАП. Наиболее значительно они проявляются при продолженных переходах, когда при смене значения входного кода на единицу в младшем разряде, меняются значения всех разрядов, например при переходе от кода 011...1 к коду 100...0. Погрешность, вносимая коммутационной помехой, характеризуется длительностью и амплитудой этой помехи и особенно проявляется в быстродействующих ЦАП, у которых сведены к минимуму паразитные емкости, которые могли бы их сгладить. Радикальным способом подавления выбросов является использование устройств выборкихранения или стробируемых компараторов. 53

Основные характеристики и параметры АЦП типа К572ПВ1

Основными характеристиками АЦП являются: разрешающая способность, точность и быстродействие. Разрешающая способность определяется разрядностью n и максимальным диапазоном входного аналогового напряжения U вх.макс (полной шкалой). Точность определяется погрешностью полной шкалы δЦАП , нелинейностью – отклонением усредненной (сглаженной) характеристики от идеальной прямой и дифференциальной нелинейностью – максимальным отклонением приращения входного аналогового сигнала от шага квантования при изменении цифрового выходного кода на смежное значение. Быстродействие АЦП характеризуется временем преобразования tпр , т.е. интервалом времени от момента заданного изменения сигнала на входе до появления на выходе установившегося кода. В лабораторной работе изучается интегральная схема К572ПВ1, представляющая собой 12-разрядный умножающий ЦАП со схемой управления и логическими устройствами и с внешним источником опорного напряжения U оп . При подключении внешнего компаратора микросхема К572ПВ1 может выполнить функции АЦП поразрядного уравновешивания с выводом параллельного двоичного кода через выходные каскады с тремя состояниями. В режиме аналого-цифрового преобразования существует возможность организации синхронной и циклической работы ИС, произвольного уменьшения разрядности преобразования и вывода данных в последовательном коде. Изменение режимов работы производится коммутацией небольшого числа внешних выводов или программным способом с применением нескольких дополнительных логических ИС. Функциональная схема АЦП К572ПВ1 приведена на рис. 3.4, где указано также назначение выводов микросхемы. Аналоговая часть ИС включает ЦАП на основе инвертированного включения матрицы R − 2 R и две группы прецизионных резисторов, используемых для подключения внешнего ОУ или компаратора. Цифровая часть ИС включает необходимые для образования АЦП поразрядного уравновешивания логические узлы и дополнительные устройства для работы в режиме цифроаналогового преобразования. 54

Рис. 3.4. Функциональная схема ИС К572ПВ1

В составе микросхемы имеются устройства для организации побайтового обмена информацией с 8-разрядной шиной данных микропроцессора (МП). Взаимодействие АЦП с МП осуществляется с помощью управляющих сигналов: запуск (или гашение и преобразование – Г и П), по которому МП запускает АЦП; управление старшими или младшими разрядами, по которым из АЦП считываются в МП поочередно соответственно старший или младший байт. Сигнал "Конец преобразования" (или готовность данных – ГД) служит для информации МП о завершении преобразования и возможности переходить к считыванию данных. В таблице приведены значения управляющих сигналов на входах схемы К572ПВ1 при ее взаимодействии с микропроцессором.

55

Таблица Управление режимом работы ИС К572ПВ1 Режим

ИнформациВходы управления Вход строонно-цифро- старшие младшие бирования режим вые выходы ЦАП разряды разряды АЦП/ЦАП (выводы 4.. .15) (выв.2) (выв. 16) (выв. 1 7) (выв.29)

АЦП

1...12(4...15) 1...4(4...7) 5...12(8...15) разомкнуты

1 1 0 0

1 0 1 0

0 0 0 0

1

ЦАП

1...12(4...15) 1...4(4...7) 5...12(8...15)

1 0 1

1 1 0

1 1 1

1

–

–

–

0

Хранение в регистреЦАП

–

Работа схемы в режиме АЦП осуществляется в соответствии с описанным выше принципом поразрядного уравновешивания. Временные диаграммы работы АЦП приведены на рис. 3.5. Преобразование осуществляется за 12 рабочих и 2 вспомогательных тактов, включающих 2 тактовых импульса каждый. Первый (начальный) вспомогательный такт используется для синхронизации системы и установления всех устройств в начальное состояние, второй (конечный) – для формирования сигнала "Конец преобразования" (ГД) и организации циклической работы. Каждый такт занимает по длительности два импульса генератора тактовых импульсов (ГТИ). При этом выходная информация формируется к началу следующего такта. Считывание данных можно производить с момента появления положительного фронта сигнала "Конец преобразования" до поступления следующего импульса запуска. Схемы включения микросхемы К572ПВ1 в режиме 12-разрядного АЦП приведены на рис. 3.6. В АЦП по схеме рис. 3.6, а между выходом ЦАП и входом компаратора напряжения (КН) включен буферный ОУ для обеспечения максимальной точности и стабильности статических параметров преобразования. В АЦП по схеме рис. 3.6, б буферный ОУ не включается, а компаратор (КТ) 56

работает в режиме сравнения токов с выхода ЦАП и входного сигнала, что обеспечивает достижение максимального быстродействия. Режим источника тока для входного сигнала обеспечивается подключением U вх на вход компаратора через резистор R (см. рис. 3.6, б).

Рис.3.5. Временные диаграммы работы АЦП К572ПВ1 ( U вых – напряжение на выходе компаратора в момент сравнения)

Типовое время преобразования составляет 110 мкс. Включение резисторов R/2, R/4, и 2R в цепи обратной связи ОУ (для схемы рис. 3.6, а) или на входе компаратора (для схемы рис. 3.6, б) позволяет изменять U вх от 0,5 U оп до 2 U оп соответственно. Полярность входного напряжения может быть любой и устанавливается соответствующим выбором полярности опорного напряжения. Разрядность преобразования может быть уменьшена до произвольного числа разрядов подачей на вывод 27 повторного сигнала "Запуск" (Г и П) по окончании (n + 1)-го такта. Соединение выводов 22 и 28 переводит схему из синхронного режима работы в циклический, при этом на вывод 27 должен быть подан логический 0. 57

Рис. 3.6. Схема включения микросхемы К572ПВ1 в режиме АЦП: а – с буферным ОУ; б – повышенного быстродействия 58

Рис.3.7. Схема включения микросхемы К572ПВ1 в режиме ЦАП

Схема включения ИС в режиме ЦАП с параллельным вводом информации приведена на рис. 3.7. С поступлением логической 1 на вывод 17 сдвигающий регистр переходит в режим буферного регистра. Запись информации в буферный регистр и регистр ЦАП осуществляется подачей на вывод 26 сдвоенного импульса при наличии на выводе 27 логического 0. Минимальная длительность пары тактовых импульсов 5 мкс. Информация стирается во всех регистрах при подаче на вывод 27 логической 1 с одновременным поступлением пары тактовых импульсов. Запоминание информации в регистре ЦАП происходит при поступлении на вывод 29 ("Вход стробирования") логической 1. Преобразователь работает от двух источников питания: U CC1 = 5 ÷ 15 В и U CC 2 = 15 В. При согласовании микросхемы с ТТЛ схемами напряжение питания U CC1 должно быть 5 В ± 5 %, а при согласовании с КМОП схемами – 15 В ± 5 %. При любом напряжении U CC1 напряжение высокого уровня на входе сравнения (вывод 23) не должно превышать 10 В. Выходной ток БИС при U оп = 10 В равен 1 мА. Входной ток управления должен быть не более 1 мкА. Нормальное функционирование ИС обеспечивается при тактовой частоте, не превышающей 250 кГц. 59

При работе с микросхемой необходимо соблюдать последовательность установления электрических режимов, рекомендованных для ИС. Источник U CC1 должен подключаться после включения источника U CC 2 . Не допускается даже кратковременное превышение напряжения U CC1 над напряжением U CC 2 . Напряжение на цифровых входах не должно превышать напряжения U CC1 . Описание лабораторного макета

Макет, используемый в лабораторной работе, включает в себя ИС К572ПВ1, работающую как в режиме АЦП, так и в режиме ЦАП, компаратор напряжения (К), суммирующий ОУ, генераторы тактовых импульсов (мультивибратор (МВ), одновибратор (ОВ), формирователь (Форм.) и источник опорного напряжения. Лицевая панель макета показана на рис. 3.8. На лицевую панель макета выведены: выводы ИС, необходимые для коммутаций, переводящих микросхему К572ПВ1 в нужный режим работы; переключатель S1 для перевода режима работы схемы из синхронного в циклический; переключатель S2 для перевода схемы из режима работы в качестве АЦП в режим ЦАП; переключатели для ввода цифрового двоичного кода в режиме работы ЦАП; поразрядная индикация на световых диодах либо входного цифрового кода (режим ЦАП), либо выходного кода (режим АЦП). Мультивибратор генерирует тактовые импульсы (ТИ) и запускающие импульсы (ЗИ) с частотой в 8 раз меньшей, чем частота ТИ. Запускающие импульсы поступают на формирователь, преобразующий длинный импульс ЗИ в короткий, который затем подается на вход Г и П микросхемы. В синхронном режиме запускающие импульсы можно подавать на формирователь как с мультивибратора, так и с одновибратора, запускаемого с помощью кнопки "Однократный запуск". В циклическом режиме работы необходимо подать первый запускающий импульс на вход Г и П микросхемы, что делается также с помощью ОБ. Питание макета осуществляется от трех источников питания: ± 15 и + 5 В. В макете предусмотрена блокировка напряжений питания ± 15 В при превышении ими значения ± 16 В соответственно. 60

61

Рис. 3.8. Лицевая панель лабораторного макета

При этом на передней панели зажигаются светодиоды "Блокировка питания". Для вывода из блокировки нужно выставить с помощью вольтметра нужные U CC , затем выключить и снова включить источники питания. По U CC1 = +5 В блокировка не предусмотрена, поэтому U CC1 = 5 В ± 5 % сначала устанавливается с помощью вольтметра, а затем подключается к макету. Источник опорного напряжения с U оп = 10 В встроен в макет и не указан на лицевой панели. Тактовые импульсы ТИ поданы на микросхему К572ПВ1 как и U оп внутренними соединениями в макете. Гнездо ТИ служит только для измерения параметров тактовых импульсов. Входное напряжение снимается с клемм U вх на панели макета. ВНИМАНИЕ! Никаких внешних сигналов на макет не подавать! Подготовка к работе

1. Ответить на контрольные вопросы. 2. Используя рис. 3.8 лицевой панели макета, нарисовать схемы включения ИС К572ПВ1 в режиме АЦП с буферным ОУ (на основании рис. 3.6, а), в режиме АЦП повышенного быстродействия (на основании рис. 3.6, б) и в режиме ЦАП (на основании рис. 3.7). Указать, как подаются сигналы от мультивибратора и одновибратора в каждом случае. 3. Нарисовать схему коммутации макета при однократном и циклическом запуске. 4. Определить величину младшего разряда (1МР), считая U оп = 10,0 В. 5. Рассчитать компенсирующее напряжение на выходе ЦАП для каждого разряда. 6. Рассчитать эквивалентное время установления для ЦАП с буферным ОУ на выходе для разных разрядов входного цифрового кода. (Считать τЦАП ≤ 0,6 мкс, а τОУ найти по частоте единичного усиления.) 7. Определить время преобразования АЦП при частоте ТИ 250 кГц. 62

Рабочее задание

1. Собрать схему ЦАП для работы в синхронном режиме. 2. Подавая на вход ЦАП цифровые коды, измерить напряжение на выходе ЦАП, однократно его запуская от одновибратора. Сравнить полученные данные с расчетными. Построить передаточную характеристику ЦАП, оценить ее монотонность, линейность и погрешность смещения нуля. 3. Измерить временные параметры ЦАП в циклическом режиме при этом младший разряд ЦАП должен быть включен. Снять осциллограммы в разных точках макета. Сравнить измеренные значения времени установления для разных разрядов с расчетными. 4. Снять статическую передаточную характеристику АЦП, собранного по схеме рис. 3.6, а, и определить ее основные параметры: напряжение полной шкалы, напряжение смещения нуля, дифференциальную нелинейность, погрешность коэффициента передачи полной шкалы. 5. Снять временные диаграммы во всех точках макета для двух вариантов работы АЦП – с суммирующим ОУ и без ОУ. Измерить частоту тактовых импульсов. 6. Измерить длительность переходных процессов (tф) при установлении старшего разряда АЦП для двух режимов работы. Рассчитать по полученным значениям максимально допустимую частоту тактовых импульсов и соответствующее полное время преобразования. Контрольные вопросы 1. Дайте определение основных параметров ЦАП. 2. Каковы особенности ЦАП на основе прямого и инвертированного включения матрицы R – 2R? 3. Зачем используется суммирующий ОУ на выходе ЦАП? 4. Чем определяются статические погрешности ЦАП? 5. Каковы динамические погрешности ЦАП? 6. Какие дополнительные погрешности вносит ОУ на выходе ЦАП? 7. Какими параметрами характеризуется АЦП? 8. Из каких основных блоков состоит микросхема К572ПВ1? 9. Как влияет на параметры АЦП включение буферного ОУ на выходе ЦАП? 63

10. Как работает компаратор в режиме сравнения токов? 11. Для чего нужны в схеме К572ПВ1 прецизионные резисторы R/4, R/2, R, 2R? 12. Для чего на выходе микросхемы К572ПВ1 стоят каскады с тремя состояниями? Список литературы 1. Никамин В.А. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Справочник. СПб.: КРОНА; М.: Альтекс-А, 2003. 2. Ратхор Т.С. Цифровые измерения. АЦП/ЦАП. М.: Техносфера, 2006. 3. Гельман. М.М. Системные аналого-цифровые преобразователи и процессоры сигналов. М.: Мир, 1999. 4. Аналого-цифровое преобразование / Под ред. У. Кестера. М.: Техносфера, 2007.

64

Лабораторная работа 4 АЦП СЛЕДЯЩЕГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ Цель: изучение принципа аналого-цифрового преобразования методом следящего уравновешивания и исследование работы цифрового вольтметра, построенного с использованием этого принципа. Введение

В зависимости от структурной схемы аналого-цифровых преобразователей они делятся на два класса: АЦП прямого преобразования (см. рис. 1.1) и АЦП уравновешивающего (компенсационного) преобразования.

Рис. 4.1. Структурная схема АЦП уравновешивающего преобразования

В АЦП уравновешивающего преобразования (рис. 4.1) имеется общая отрицательная обратная связь с выхода на вход, т.е. входная величина X в процессе преобразования уравновешивается выходной величиной Y. Отдельные преобразователи могут быть охвачены собственными (внутренними) обратными связями. Основные особенности такой структуры по сравнению с АЦП прямого преобразования – более низкое в ряде случаев быстродействие из-за необходимости дополнительного времени для осуществления процесса уравновешивания, более высокая точность за счет использования общей отрицательной обратной связи. Именно к такому виду и относится исследуемый в данной работе АЦП. В свою очередь АЦП уравновешивающего преобразования в зависимости от характерна изменения компенсирующей величины X к во времени в процессе уравновешивания делятся на преобразователи развертывающего и следящего преобразования. 65

В преобразователях развертывающего преобразования X к изменяется повторяющимися циклами по определенной, наперед заданной программе. Отсчет осуществляется в момент равенства с заданной точностью величин X и X к . Перед каждым новым циклом измерения значение предыдущего результата измерения X сбрасывается (рис. 4.2). В преобразователях следящего преобразования измеряемая величина X непрерывно сравнивается с компенсирующей X к и при наличии разности X − X к компенсирующая величина меняется в ту или другую сторону (в зависимости от знака разности) до тех пор, пока с Рис. 4.2. Временные диаграммы напрязаданной точностью не жения измеряемой и компенсирующей будет достигнуто установеличины при развертывающем преобвившееся равенство, после разовании чего производится отсчет. Преобразователи следящего типа обладают меньшей динамической погрешностью, большим быстродействием и более высокой надежностью и помехоустойчивостью, чем развертывающие преобразователи. Однако они имеют более сложную схему управления, так как в них отработка компенсирующей величины должна быть реверсивной и в них могут возникать автоколебания, затрудняющие получение установившихся показаний. Компенсирующая величина X к может меняться равномерноступенчато или неравномерно-ступенчато. Использование при формировании X к неравных ступеней позволяет значительно уменьшить число тактов уравновешивания по сравнению с равномерноступенчатым методом.

66

Принцип работы АЦП следящего преобразования

В настоящей лабораторной работе исследуется АЦП следящего преобразования, структурная схема которого приведена на рис. 4.3. Компенсирующее напряжение U к может изменяться равными как большими, так и малыми ступенями.

Рис. 4.3. Структурная схема АЦП следящего преобразования

Схема работает следующим образом. На дифференциальном усилителе выделяется разность ΔU = U x (t ) − U к (t ) между входным и компенсирующим напряжением. Модуль этой разности подается на два сравнивающих устройства (компаратора) K1 и K2 с порогами срабатывания: 0 < U п1 ≤ Z ; U п2 ≥ 2 K Z , где Z = 1 МР – цена деления АЦП, равная единице наименьшего значащего разряда и определяющая величину меньшей ступени при формировании U к ; K – целое число, выбираемое в пределах 2 < K < n и определяющее величину большой ступени U к = U п2 ; n – число разрядов АЦП; U п1 , U п2 – пороги срабатывания компараторов K1 и K2 соответственно. 67

Меняя значение U п1 , можно менять чувствительность преобразователя. Предел чувствительности определяется инструментальной погрешностью АЦП, включающей смещение нуля ДУ и К и их дрейф, погрешность ЦАП, нестабильность источника эталонного напряжения (ИЭН) и др. В зависимости от величины разности U x − U к = ΔU либо не срабатывает ни одна из схем сравнения, либо срабатывает K1 (с меньшим порогом срабатывания), либо срабатывают обе схемы. Если ΔU < U п1 , то обе схемы K1 и K2 не срабатывают и их выходные сигналы через распределитель импульсов (РИ) блокируют реверсивный цифровой счетчик (РЦС) от поступления счетных импульсов от внешнего генератора с частотой f 0 . Это означает, что РЦС содержит код, соответствующий выходному напряжению U x с погрешностью, не превышающей 1 МР. Если разность U x − U к лежит в пределах: U п1 ≤ U x (t ) − U к (t ) < U п2 , то срабатывает сравнивающее устройство К1. В этом случае импульсы с частотой f 0 через распределитель импульсов начинают поступать в первый (младший) разряд счетчика РЦС и на выходе ЦАП напряжение U к меняется ступенями величиной 1 МР на каждый импульс. При этом вновь приходящие импульсы либо складываются с уже имевшимся в РЦС числом, либо вычитаются, в зависимости от показаний индикатора знака разности (ИЗ) ΔU на выходе усилителя ДУ. Изменение кода в РЦС происходит до тех пор, пока не установится код, соответствующий новому значению U x .

При малом значении порогового напряжения K1 ( U п < 0,5 МР) возникают автоколебания. Чтобы понять причину этих колебаний, обратимся к рис. 4.4, на котором показан небольшой участок входного напряжения U x (t ) , возрастающий от i-го до (i + 1)-го уровня компенсирующего напряжения U x (t ) . Вначале U x (t ) находится на i-м уровне. После того, как раз-

ность [U x (t ) − U 0 (t )] превзойдет по абсолютной величине порого68

вое напряжение U п , с приходом очередного счетного импульса напряжение

U к (t )

[U x (t ) − U к (t )]

перейдет на (i + 1)-й уровень. Разность

изменит знак, а по абсолютной величине опять-таки

превысит U п . Поэтому следующий счетный импульс возвратит U к на i-й уровень. Далее процесс повторяется до тех пор, пока U x (t ) не выйдет из зоны [i z + U п ] + [ (i + 1) z − S ] . Чем ближе значение U п к 0,5МР, тем все уже становится эта зона и при U п = 0,5 МР она исчезает. В связи с тем, что U п < 0,5 МР 1

– величина нестабильная, то приходится для исключения автоколебаний несколько повышать пороговое напряжение, т.е. брать > 0,5 МР, что приводит к снижению точности преобразования.

Рис. 4.4. Временные диаграммы измеряемой и компенсирующей величины при возникновении автоколебаний

В том случае, если разность [U x (t ) − U к (t ) ] ≥ U п2 , то срабатывают оба компаратора, при этом счетные импульсы опорной частоты f 0 через распределитель импульсов (РИ) начинают поступать сразу в (K + 1)-й разряд РЦС и на выходе ЦАП напряжение U к (t ) меняется большими ступенями (2 K Z ) . Заполнение счетчика по (K + 1)-му разряду продолжается до тех пор, пока разность 69

[U x (t ) − U к (t )]

не станет меньше U п2 , после чего K2 закрывается и заполнение РЦС продолжается через первый разряд до установившегося значения. Благодаря организации АЦП с заполнением счетчика в два разряда удается существенно сократить общее время преобразования. Выигрыш в быстродействии АЦП, который получается при заполнении счетчика одновременно по двум разрядам, по сравнению со случаем равномерно-следящего преобразования (с записью только в один младший разряд), можно определить по формуле: 2n − 1 , F= K (2 − 1) + (2n − K − 1) где n – общее число двоичных разрядов; K – число двоичных разрядов, записываемых с младшего разряда. Максимальный выигрыш в данном случае получается при K = n 2 . Наибольший выигрыш во времени преобразования достигается при заполнении счетчика через все разряды, так называемое поразрядное следящее уравновешивание, при этом F = (2n − 1) n . Однако при таком построении АЦП возрастает его сложность, поскольку требуется иметь n сравнивающих устройств и усложняется схема распределения импульсов. Изменение значения порога срабатывания U п2 никак не влияет на точность преобразователя, а изменяет только общее время преобразования. Точность АЦП определяется только значением U п1 . Одним из достоинств АЦП следящего преобразования является то, что они обеспечивают точность преобразования в 1 МР при условии, что максимальная скорость изменения входного сигнала не превышает значения, определяемого разрешающей способностью АЦП и его быстродействием. При отслеживании малыми ступенями U к максимальная скорость изменения U вх будет равна: Vx.макс =

dU 1 МР = = 1 МР f 0 dt t0

и в случае синусоидального входного сигнала U x = U m sin ωt = = U m sin 2π f t скорость будет максимальна при пересечении

синусоидой нулевого уровня, т.е. 70

d (U sin ωt ) = U m ω = 2π f U m . dt m t =0 Отсюда можно найти максимальную частоту f синусоиды, при котором АЦП успевает ее отслеживать с погрешностью меньше шага квантования: f 1 МР f1 = = 1 МР ⋅ 0 . 2πU m t0 2πU m При отслеживании синусоиды большими ступенями с погрешностью 2к ⋅ 1 МР максимальная скорость и частота синусоиды Vx.макс sin =

будут:

Vx. макс = 2

2к ⋅ 1 МР = 2к ⋅ 1 МР ⋅ f 0 , t0

f0 2к ⋅ 1 МР = 1 МР ⋅ 2к . 2πU m t0 2πU m В случае непосредственного использования получаемого кода, например, путем его ввода в ЭВМ, не требуется его дополнительного преобразования. Для осуществления индикации кода в форме, удобной для оператора, например, в виде десятичных цифр, необходимо перевести двоичный код, записанный в РЦС, в десятичный. Один из возможных способов преобразования кода, используемый в данной работе, заключается в следующем. Вводится принудительный цикл работы АЦП, задаваемый сигналами управления с частотой f упр . Цикл состоит из двух тактов: f2 =

стадии уравновешивания и стадии считывания. Длительность стадии уравновешивания Tур выбирается такой, чтобы АЦП смог отследить изменение входного сигнала от 0 до максимальной величины U x.макс = ПШ − 1 МР, т.е. Tур ≥ ( 2 K + 2n − K − 2 ) f 0 .

После того, как окончится стадия уравновешивания, сигнал управления с частотой f упр через схему индикатора знака отключает РЦС от измерительного тракта и начинается стадия считывания. На этой стадии счетные импульсы частотой f 0 поступают в 71

младший разряд РЦС и начинают вычитаться из содержимого счетчика. Одновременно они начинают поступать на вход двоичнодесятичного цифрового счетчика (ДЦС) и подсчитываться им (см. рис. 4.3). При цифровой индикации время одного преобразования ограничивается временем восприятия оператором смены цифр, составляющим, как известно, около 0,25 с. Поэтому не требуется ускоренное считывание и длительность стадии считывания Tсч оказывается больше стадии уравновешивания, поскольку считывание кода из РЦС осуществляется последовательно только через младший разряд счетчика, т.е. выбирается: Tсч ≥ ( 2n − 1) f 0 > Tур . После того, как код РЦС полностью считается, во всех разрядах счетчика окажутся нули, что фиксируется схемой совпадения. Она выдает сигнал "0", поступающий на вход ДЦС и блокирующий его от дальнейшего поступления счетных импульсов опорной частоты f 0 . Таким образом, в ДЦС окажется записанным то же самое число, которое было в РЦС, но уже в двоично-десятичном коде. Далее этот код цифроотображающим устройством (ЦОУ) преобразуется в цифровые показания индикаторов. Описание лабораторного макета

На рис. 4.5 приведена принципиальная схема исследуемого 8разрядного АЦП, измеряющего напряжения положительной полярности до + 10 В (т.е. ПШ = 10 В). В схеме использованы операционные усилители типа 153УД6, в качестве сравнивающих устройств взяты компараторы типа 521 САЗ. В макете применены логические микросхемы, выполненные по КМОП технологии 164 и 176 серий. В качестве ЦАП использована микросхема К572ПА1. РЦС выполнен на двух микросхемах 564ИЕ11. Двоично-десятичные счетчики на три десятичных разряда выполнены на микросхемах 176ИЕ4, в которые входят и дешифраторы для семисегментных индикаторов. Управляющие импульсы опорной частоты f 0 снимаются с выхода мультивибратора, выполненного на микросхеме 176ЛЕ5. На 72

Рис. 4.5. Принципиальная схема исследуемого АЦП

этой же микросхеме выполнен мультивибратор, управляющий режимом "Уравновешивание-считывание". Операционный усилитель А1 (см. рис.4.5) используется в качестве дифференциального усилителя с K = 1. Схема выделения модуля разности [U x (t ) − U к (t ) ] выполнена на микросхемах А3 и А4. В качестве сравнивающих устройств использованы компараторы K1 и K2. Схема индикатора знака выполнена на сравнивающем устройстве А2 с порогом срабатывания U п = 0 . Источник эталонного напряжения U оп собран на микросхеме А5. Микросхема А6 используется для преобразования выходного тока ЦАП в компенсирующее напряжение U к (t ) . Подготовка к работе

1. Ответить на контрольные вопросы. 2. Определить величину наименьшего значащего разряда Z = 1 МР, считая ПШ = + 10 В. 3. Рассчитать компенсирующее напряжение U к (t ) на выходе ЦАП для каждого разряда. 4. Найти число шагов, необходимое для уравновешивания входного напряжения U к (t ) = ПШ – 1 МР. Определить выигрыш в быстродействии при K = 4. 5. Нарисовать временную диаграмму U к при уравновешива-

нии напряжения U х = 1,5 В. 6. Определить минимально допустимые длительности стадий уравновешивания и считывания. 7. Рассчитать максимально допустимые скорости изменения входного напряжения U х (t )макс , при которых отслеживание U х (t ) идет малыми и большими ступенями; определить частоту синусоидального сигнала U х = U m sin 2π ft , соответствующего этим скоростям (при пересечении синусоидой нулевого уровня), считая U m = 10 В, число разрядов – 8, f 0 = 200 кГц.

73

Рабочее задание

1. Измерить U п1 , U п2 . 2. Замыкая соответствующие входы ЦАП на источник + 5 В, измерить U к для каждого разряда и сравнить с расчетными; определить погрешность каждого разряда, погрешности смещения нуля и масштаба. 3. Откалибровать ЦАП в конце шкалы, меняя U оп ; снять зависимость U к = f ( N ) ; определить погрешность нелинейности. 4. Измерить частоты f0 , f упр и длительность стадий уравновешивания и считывания. 5. Подать на вход постоянное положительное напряжение U х < 10 В. Зарисовать и объяснить полученные осциллограммы. 6. Откалибровать АЦП в конце шкалы и снять зависимость U вых = f (U x ) . Точные значения U х измерять цифровым вольтметром. Построить график и определить погрешности нуля, масштаба и нелинейности. 7. Подать на вход синусоидальный сигнал с частотой f x << f 0 и амплитудой U макс < 10 В, зарисовать и объяснить осциллограммы на выходе ЦАП. 8. Меняя частоту синусоиды и ее амплитуду, определить максимально допустимую частоту, при которой погрешность преобразования не превышает Z = 1 МР или 16Z. Найти соответствующую данной частоте и амплитуде синусоидального сигнала максимальную скорость изменения входного напряжения и сравнить ее с расчетными значениями. ВНИМАНИЕ! При подаче на вход переменного напряжения переключатель "Режим" должен стоять в положении "Уравновешивание", т.е. быть заземленным. Контрольные вопросы

1. Чем отличаются АЦП прямого и компенсационного преобразования? 2. Какие АЦП компенсационного преобразования Вы знаете? 74

3. В чем отличие между следящим и развертывающим преобразованием? 4. Из каких основных частей состоит АЦП следящего преобразования, исследуемый в данной работе? 5. Почему в АЦП следящего преобразования необходим реверсивный счетчик? 6. Как меняется компенсирующая величина в данной работе? 7. Почему в исследуемом АЦП два сравнивающих устройства? 8. Каковы преимущества и недостатки равномерно-ступенчатого и неравномерно-ступенчатого способа изменения компенсирующей величины? 9. Какой величины должен быть установлен порог срабатывания сравнивающего устройства в АЦП, чтобы не возникали автоколебания? 10. Какая из стадий уравновешивания или считывания продолжительнее по времени и почему? 11. Отчего зависит максимальная скорость преобразования? 12. Чем ограничивается скорость преобразования при визуальном наблюдении за результатом? Список литературы

1. Никамин В.А. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Справочник. СПб.: КРОНА; М.: Альтекс-А, 2003. 2. Ратхор Т.С. Цифровые измерения. АЦП/ЦАП. М.: Техносфера, 2006. 3. Гельман. М.М. Системные аналого-цифровые преобразователи и процессоры сигналов. М.: Мир, 1999.

75

В.М. Белопольский, В.М. Немчинов

АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ И ЦИФРОАНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ Лабораторный практикум

Редактор М.В. Макарова Оригинал-макет изготовлен С.В. Тялиной Подписано в печать 19.01.2010. Формат 60×84 1/16. Печ.л. 4,75 + 1 вкл. Тираж 150 экз. Изд. № 006-1. Заказ № 40. Национальный исследовательский ядерный университет «МИФИ» Типография НИЯУ МИФИ. 115409, Москва, Каширское ш., 31

76