Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская техника

5 3

0 5? I ВИОМЕДИЦИПСКЛЯ ТЕХНИКА

Е.П. ПОПЕЧИТЕЛИ Н А КОРЕНЕВСКИЙ •ива

ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКАЯ И ФОТОМЕТРИЧЕСКАЯ МЕДИЦИНСКАЯ ТЕХНИКА ВЫСШАЯ ШКОЛА

Е.П. ПОПЕЧИТЕЛЕВ Н А КОРЕНЕВСКИЙ

ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКАЯ И ФОТОМЕТРИЧЕСКАЯ МЕДИЦИНСКАЯ ТЕХНИКА Под редакцией профессора Е. П. Попечителева Допущено Советом учебно-методического объединения Российской Федерации по образованию в области радиотехники, электроники, биомедицинской техники и автоматизации в качестве учебного пособия для студентов, обучающихся по специальностям направления «Биомедицинская техника»

Москва «Высшая школа» 2002

УДК 615.478 ЬЬК 34.7 П 57

ПРЕДИСЛОВИЕ

ISBN 5 - 0 6 - 0 0 4 0 5 4 - 2

© ФГУП «Издательство «Высшая школа», 2002

Оригинал-макет данного издания является собственностью издательства «Высшая школа», и его репродуцирование (воспроизведение) любым способом без согласия издательства запрещено.

Невозможно назвать хотя бы одну отрасль экспериментальной, лечебной или профилактической медицины, которая могла бы рассчитывать даже на малый успех без применения электронной медицинской аппаратуры. Инструментальные методы нашли широкое применение в клинических и амбулаторных условиях, в курортно-санаторной практике и центрах реабилитации, в оздоровительно-восстановительных и спортивных центрах. Без специального методического и технического обеспечения невозможны космические и подводные исследования, эргономическая и инженерно-психологическая экспертиза автоматизированных комплексов «человек-техника», связанная с текущей диагностикой состояния человека-оператора и определением степени напряженности его труда. Системы контроля состояния работающего человека проникли и в сферу производства, где позволяют контролировать уровень работоспособности и утомления, правильно организовать режим труда и отдыха, разработать рекомендации по безопасным приемам выполнения производственных функций, то есть способствуют повышению производительности труда с сохранением высокой работоспособности трудящегося. Среди многих задач медицинского обслуживания первое место занимают задачи медицинского контроля за состоянием человека, диагностики этого состояния с целью определения уровня здоровья, своевременного выявления патологических изменений и наличия инфекций, генетической или приобретенной предрасположенности к патологиям, прогнозирования развития патологических процессов и реабилитации человека в процессе выздоровления. Медицинская практика предоставляет для решения этой задачи огромное количество разнообразных методик, достаточно обеспеченных на сегодня необходимым оборудованием (приспособлениями, приборами, комплексами и системами, снабженными методическими рекомендациями по использованию) и расходными материалами, позволяющими быстро и эффективно ее решать. Однако появление новых технологий производства электронной техники и новой элементной базы, более совершенных методик диагностики, в том числе и усовершенствованных, хорошо известных и зарекомендовавших себя на практике, способствуют сохранению интереса к проблеме разработки но3

вых медицинских диагностических приборов и систем. Особенно важным это становится в связи с притоком в эту область огромной армии специалистов из других областей электроники, хорошо владеющих методами проектирования электронной аппаратуры, но не ощущающих специфических особенностей разработки такой аппаратуры для медицинских применений. Расширение сферы применения электронной медицинской аппаратуры, работа на стыке медицины и техники привлекают к этой области техники и молодежь, которая нуждается в современных руководствах для изучения принципов ее построения и методик проектирования. Проблема создания современного электронного прибора или системы для медицинских исследований носит многоплановый характер и имеет несколько аспектов, каждый из которых может существенно повлиять на технические характеристики и конструктивные решения, применяемые разработчиком. Эти аспекты связаны с биологическим обоснованием метода (например, влияние измерительного преобразователя на исследуемые физиологические процессы, наличие специфических погрешностей и др.), методикой его применения (например, подготовка объекта к эксперименту, условия, в которых должен проводиться эксперимент), приемами его технической реализации (например, контактный или неконтактный съем информации, наличие гальванической развязки, учет взаимовлияния измерительных преобразователей и т. п.), методами математической обработки биосигналов (например, анализ формы сигналов, статистическая обработка результатов, вычисление комплексных показателей и т. п.) и инженерно-техническими приемами, определяющими конструктивное и эргономическое оформление прибора (или системы). Трудно вообразить себе содержание одного руководства, которое охватывало бы вопросы проектирования по всем разделам современной медицинской электронной техники. В медицинской технике сегодня представлены все виды технических средств — от относительно простых механических приборов до сложнейших комплексов, использующих законы ядерной физики и достижения квантовой электроники. И практически во все приборы и комплексы включаются электронные узлы — измерительные преобразователи, усилители, устройства обработки и преобразования сигналов, устройства отображения информации и хранения результатов исследований. Иногда возникает представление о том, что достаточно сформулировать техническое задание на соответствующий электронный узел, чтобы специалист из области электроники мог бы его разработать в соответствии с современными возможностями электроники. Однако опыт проведения разработок электронных приборов для медицинских применений показывает, что как для формулировки технического задания на медицинский прибор или систему, так и для непосредственного проектирования этих устройств необходима подготовка и в обла4

сти электроники, и в области медицинского применения будущего устройства. Только владение обеими областями знаний позволяет надеяться на проведение необходимой для медицины разработки. А для этого необходимы специальные учебные пособия и руководства, рассматривающие проблемы проектирования электронной техники с обеих позиций. Специалисты, а в особенности студенты соответствующих инженерных специальностей всегда испытывают недостаток в технической литературе, в которой методически последовательно и комплексно излагались бы эти вопросы. Часто в качестве учебных пособий рекомендуются издания монографического характера, в которых излагаются, как правило, результаты исследований и разработок, выполненных под руководством авторов в том или ином частном направлении медицинской электронной техники. В них представляются материалы в форме, рассчитанной на подготовленного специалиста, что затрудняет их применение в качестве практических руководств по проектированию. Они, как правило, не содержат систематизированного изложения основ проектирования соответствующего вида медицинской техники, и поэтому их трудно использовать в качестве пособий, особенно на этапе обучения. В вузах России выпущено несколько десятков учебных пособий по проектированию некоторых видов электронной медицинской техники (см., например, список литературы в конце книги). Однако эти издания уже малодоступны для широкого круга обучающихся в связи с давним сроком их опубликования. Кроме того, технические возможности изменяются значительно быстрее, чем обновляется техническая литература, поэтому многие сведения из этих изданий уже являются достоянием истории развития данного направления техники, а не предметом изучения. Есть и еще одна сложность в подготовке учебной и справочной литературы по вопросам проектирования медицинской электронной техники. Далеко не все проблемы, связанные с ее проектированием, разработаны до такой степени, чтобы их можно было бы изложить в учебниках или учебных пособиях. Здесь еще предстоит большая работа многих исследователей и преподавателей вузов по разработке методически грамотных подходов к изложению всех проблем. Отмеченные выше проблемы заставляют осторожно подходить к выбору того класса техники, на примере изложения вопросов проектирования которой можно было бы сформировать представление о тех затруднениях, которые проявляются при проектировании медицинской электронной техники. Авторы остановили свой выбор на двух классах физиологической аппаратуры — технические средства для электрофизиологических и фотометрических исследований. Анализ парка медицинской техники показывает, что аппаратура этих классов составляет более 60% 5

объема выпускаемой продукции. И для этого есть вполне ясные обоснования. В электрофизиологических исследованиях диагностическая информация содержится в биоэлектрических сигналах, снимаемых с различных участков подкожных покровов или с поверхности кожи. Прежде всего речь идет об электрической активности сердца, электрическом поле головного мозга, электрических потенциалах скелетных, глазодвигательных и сосудоуправляющих мышц и так называемых кожно-гальванических реакциях. Именно эти важнейшие электрофизиологические процессы требуют самого пристального изучения и создания электронной аппаратуры для их анализа. Особую актуальность приобретает разработка аппаратуры для измерения и обработки электрокардиосигнала, который является основным показателем для профилактического и лечебного контроля за сосудисто-сердечными заболеваниями. При исследованиях нарушений мозгового кровообращения, связанных с черепно-мозговыми травмами, переутомлением, психическими расстройствами и другими факторами, большое значение приобретает регистрация и анализ электроэнцефалографических сигналов, характеризующих биоэлектрическую активность различных участков головного мозга. Для исследований функций зрения, способности человека выполнять профессиональные обязанности, связанные с большой нагрузкой на зрительный анализатор, выявления заболеваний глаз и нарушений зрительно-моторных функций важное место занимают методы исследования биопотенциалов глазодвигательных мышц. Работа скелетно-мышечного аппарата человека определяет его осанку, способность выполнения двигательных функций, возможность подключения при необходимости биоуправляемого протеза и многие другие важные функции, .поэтому так высока роль электромиографических исследований. Следует также подчеркнуть роль изучения кожногальванических реакций как показателя эмоционального состояния человека. Не менее важное значение имеют для физиологических исследований и фотометрические приборы и системы — фотометры. Практически невозможно найти области и направления в науке и технике, в которых не нашли бы применения фотометрические методы исследований, основанные на изучении закономерностей взаимодействия различных природных сред с электромагнитным излучением оптического диапазона спектра. Здесь привлекают простота методик применения, высокая точность и воспроизводимость измерений, быстродействие и надежность получаемых результатов. Эти достоинства фотометрических методов позволили им занять одно из ведущих мест в медицинских и биологических исследованиях при изучении свойств биологических объектов, весьма разнооб6

разных по физическим и физико-химическим свойствам. Широкое поле для применения нашли фотометры в клинической и поликлинической практике при профилактике заболеваний и диагностике, контроле ряда важнейших функций организма человека (анализ работы системы центрального и периферического кровообращения, дыхания, газового состава крови и т. п.). Измерение параметров кровообращения (величина и частота объемного пульса, давление крови и др.) и характеристик микроциркуляции крови, определение концентрации связанного углекислого газа и степени насыщения крови кислородом, оценка сосудистых реакций в обменных процессах — далеко не полный перечень задач, при решении которых эффективны фотометры. При этом несомненным достоинством фотометрических методов является возможность проведения исследований неконтактным способом, что важно при определении медико-биологических показателей жизнедеятельности без нарушения целостности организма человека. С их помощью легко решаются также задачи контроля ча средой обитания человека, качеством продуктов питания, воды и других напитков. Широкий спектр задач, решаемых с помощью физиологической аппаратуры этих двух классов, не позволяет разработчикам пользоваться универсальными решениями. В то же время схемотехнический синтез отдельных электронных узлов может выполняться на единой элементной базе с использованием общих принципов проектирования. Более принципиальными можно считать вопросы проектирования блоков, осуществляющих взаимодействие с исследуемым биологическим объектом. Для выбранного класса медицинской техники это электроды и электродные системы — для электрофизиологической аппаратуры — и оптико-электрические измерительные преобразователи — для фотометрических устройств. Как уже было отмечено, любой медицинский прибор или аппарат, техническая система или комплекс должны проектироваться с учетом медицинской задачи, для решения которой они разрабатываются. Для этого они должны рассматриваться как элементы некоторой более сложной технической системы «пациент-прибор-врач». При ее проектировании необходимо учитывать присутствие двух биологических объектов, находящихся в определенном взаимодействии, от правильной организации которого, в конечном счете, зависит решение поставленной медицинской чадачи. Это обстоятельство заставляет искать более общие подходы к проектированию технических средств, предназначенных для использования в этих системах. В качестве такого подхода выступает теория синтеза биотехнических систем (БТС), основные положения которой были сформулированы академиком В.М. Ахутиным в 1975 г. За прошедший период эта теория развилась в самостоятельное направление научных исследова7

ний, имеет своих последователей, к числу которых относят себя и авторы данной книги. Бионический подход, развиваемый в теории БТС, позволяет распространить на метод проектирования медицинской электронной техники два основных принцип^ синтеза систем этого класса—принцип адекватности и принцип идентификации информационной среды. В соответствии с первым принципом необходимо обеспечить такое сочленение элементов прибора (для выбранных классов техники, прежде всего электродов и оптико-электрических измерительных преобразователей) с живым организмом, которые не искажали бы исследуемые показатели жизнедеятельности. Принцип идентификации информационной среды при проектировании диагностических систем выдвигает требования по минимизации числа диагностических признаков, описывающих состояние пациента, с одной стороны, а с другой — концептуальная модель состояния пациента, формируемая на основе показаний приборов, должна быть достаточной для принятия решений при проведении лечебных мероприятий. Кроме того, представление диагностической информации человеку, формирующему диагностические заключения, должно учитывать особенности зрительного восприятия и способы формирования концептуальных заключений человеком. Эта позиция не является новой и уже использовалась при подготовке учебных пособий по проектированию электронной медицинской техники (см., например, [1]). Изложенные выше соображения определили структуру распределения основного материала книги. В первой главе прежде всего обращается внимание на трудности проведения исследований живого организма, дается краткая характеристика биологического объекта как объекта исследований и системы методов проведения этих исследований. Определяется место электрофизиологических и фотометрических методов среди других методических подходов к исследованию организма. Особенности применения выбранных групп методов анализируются во второй и четвертой главах. Во второй главе излагаются основные подходы к проведению электрофизиологических исследований. При этом, в отличие от общепринятой точки зрения, в эту группу вместе с методами регистрации биоэлектрической активности органов и систем организма включены методы физиологических исследований, основанные на изучении пассивных электрических свойств биотканей. На наш взгляд, проблемы проектирования технических средств, обеспечивающих все эти методы, близки и имеют общую методическую основу — включение в их структуру биологического объекта через систему электродов. В этой главе рассмотрены системы отведений для наиболее распространенных методов из этой группы и диагностические показатели, регистрируемые электрофизиологическими методами. 8

В третьей главе приводится классификация электродов и электродных систем, анализируются эквивалентные схемы кожно-электродного контакта и источники методических погрешностей, возникающих при подключении электродов к биообъектам, обсуждается проблема метрологического обеспечения электрофизиологических исследований. Рассмотрению основных методов оценки оптических свойств биологических сред посвящена четвертая глава. Анализируются особенности проведения фотометрических исследований в медико-биологической практике, дана характеристика основных методов и приведены варианты их применения при решении клинико-диагностических задач с учетом особенностей кожных и слизистых покровов организма, с которыми контактирует фотометрический прибор при выполнении физиологических исследований. Во вторую часть книги включены материалы по разработке устройств сопряжения технических средств с биологическим объектом. В пятой главе рассмотрены целевые функции и обобщенные структуры соответствующих видов медицинской техники. Далее в ней выделены четыре части схемотехнического обеспечения: устройства сопряжения технических средств с организмом, устройства первичной обработки электрических сигналов, передающих диагностическую информацию, устройства автоматической обработки этой информации и устройства сопряжения технических средств с компьютером или другими внешними техническими средствами. При этом подчеркивается важнейшая роль устройств сопряжения с биологическим объектом для обеспечения высокой эффективности применения аппаратуры рассматриваемых видов в диагностическом процессе. В шестой и седьмой главах подробно рассмотрены выбор структуры устройств сопряжения для разных видов аппаратуры и вопросы согласования их характеристик с параметрами и свойствами биообЬекта. В эти главы включены материалы по новым перспективным разработкам структур устройств сопряжения, выделены те проблемы, которые необходимо решать при их схемотехническом проектировании. В восьмой главе рассматриваются общие вопросы проектирования устройств первичной и вторичной обработки сигналов, а также способы обеспечения требований по электробезопасности на этапе проектирования. Проводится отбор схемотехнической базы, необходимой для проектирования технических средств, которые обеспечивают рассмотренные в первом разделе методы физиологических исследований. Девятая глава содержит материал по разработке основных узлов устройств первичной обработки сигналов: линейным, нелинейным и функциональным преобразователям, аналого-цифровым и цифроаналоговым преобразователям, генераторам сигналов специальной формы. Здесь представлены каскады усиления сигналов постоянного и переменного тока на операционных 9

усилителях (включая дифференциальные каскады усиления, которые используются во многих устройствах съема и обработки биоэлектрических сигналов), суммирующие, интегрирующие и дифференцирующие усилители, узлы фильтрации сигналов, сравнивагенцие устройства, аналоговые ключи, перемножители и схемы деления, устройства выборки-хранения, усилители-экспандеры и другие схемы, нашедшие применение в устройствах первичной обработки сигналов. В десятую главу включены материалы по проектированию устройств автоматической обработки диагностической информации. Рассматриваются методы и алгоритмы обработки электрофизиологических и фотометрических сигналов: методы синтеза устройств автоматической обработки сигналов с использованием современной элементной базы, в частности микропроцессоров и микроконтроллеров. Отдельно (в одиннадцатой главе) рассмотрены методы и устройства сопряжения биомедицинской техники (в частности, физиологической аппаратуры выбранных классов) со средствами вычислитель^ ной техники (ПЭВМ) для дальнейшей обработки и хранения. В двенадцатой главе в качестве иллюстрации к содержанию книги приведены некоторые примеры разработок данных классов медицинской электронной техники. Как следует из анализа содержания книги, девятый раздел содержит материалы по проектированию ряда электронных узлов, методы расчета которых хорошо известны и приводятся в специальных руководствах и справочниках по проектированию электронных схем. Однако, как правило, эти справочники и руководства не содержат рекомендации по применению таких схем в электронных блоках электрофизиологической и фотометрической аппаратуры. При изложении этих вопросов авторы широко пользуются известными изданиями, но при этом стремятся использовать и результаты собственных исследований и разработок, а также обращать внимание читателя на привязку тех или иных узлов по параметрам к характеристикам процессов, в обработке которых они участвуют. Кроме того, на наш взгляд, для разработчика медицинской техники важно получить достаточно полное представление не только о методе исследования и структуре приборов и систем соответствующего назначения, но и в рамках одного издания иметь представление о возможных реализациях узлов этих структур и методах их проектирования. Примеры, включенные в гл. 12, лишь иллюстрируют некоторые технические решения, которые можно получить при использовании материалов данной книги. Пользование данным изданием совсем не исключает изучение других руководств по проектированию электронных узлов. Авторы надеются, что оно поможет заинтересованному читателю более обоснованно подходить к выбору схемных решений, приведенных в других пособиях, с учеЮ

гом всего многообразия проблем, которые необходимо иметь в виду при проектировании медицинской техники любого вида. Авторы не претендуют на полноту изложения всех вопросов проектирования медицинской техники рассматриваемых классов. Они лишь сделали попытку объединения в одном издании материалов и сведений, необходимых для проектирования электрофизиологической и фотометрической медицинской аппаратуры, которая не только имеет широкое распространение в медицинской практике, но и наиболее наглядно отражает специфику проектирования электронных узлов медицинской техники любого вида. Удалось ли нам справиться с поставленной задачей — судить читателю и специалистам Высшей школы, которые, мы надеемся, смогут использовать данное издание в своей работе. Мы надеемся также па то, что эта книга сможет вызвать отклик и обсуждение проблем подготовки специалистов по медицинской технике и будет способствовать появлению других, так необходимых сегодня, изданий учебной литературы, н которых продолжится линия на выявление специфических сторон процесса проектирования медицинской техники. Авторы будут признательны за критические замечания по содержанию книги, готовы обсудить концептуальную сторону проблемы и учесть замечания при последующих изданиях. Нам приятно воспользоваться возможностью и поблагодарить рецензентов за ценные замечания, которые авторы учли при доработке рукописи, а также сотрудников кафедры биомедицинской электроники и охраны среды Санкт-Петербургского государственного электротехнического университета и кафедры биомедицинских и информационно-технических автоматизированных систем Курского государственного технического университета, беседы с которыми позволили авторам сформировать и изложить системную концепцию проектирования электронной медицинской техники, положенную в основу данной книги. Авторы

Г л а в а

1

МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ ДИАГНОСТИЧЕСКОЙ ИНФОРМАЦИИ

1.1. БИОЛОГИЧЕСКИЙ ОБЪЕКТ КАК ОБЪЕКТ ИССЛЕДОВАНИЯ При проведении биологических и медицинских исследований используется большой арсенал методов и технических средств, предназначенных для измерения различных медико-биологических показателей, а также для регистрации и анализа физиологических процессов, протекающих в организме. Результаты исследований представляются в виде набора чисел и графиков, отражающих состояние биологического объекта во время проведения экспериментов. Остается, казалось бы, самое простое — сопоставить эти наборы с возможными состояниями организма и диагностическая задача будет решена. Однако эффективное использование известных методов и средств при изучении биологического объекта возможно только при соответствующем методическом обеспечении, включающем не только сами технические средства, но также приемы их подключения к объекту исследования, обслуживания и работы с ними, перечень навыков по регистрации, обработке и интерпретации результатов. Известно, что при исследовании биологического объекта ни один из имеющихся методов изолированно, вне связи с другими, не может дать исчерпывающих результатов при изучении многосторонних процессов и явлений, присущих организму. При этом формирование набора конкретных методов исследования, выбор методик выполнения измерений зависят от решаемой задачи, в качестве которой при медицинских исследованиях могут быть изучение физиологических процессов, диагностика, профилактика и лечение конкретных заболеваний, контроль и управление функциями организма, дозирование и нормировка терапевтических воздействий и другие, а также от области и условий их применения. Различные методические приемы работы приходится использовать в условиях поликлиник и амбулаторий, больниц и медицинских центров, во время 12

хирургических операций и в послеоперационный период, при выполнении человеком работы в наземных условиях и в условиях космического полета и т. п. Столь же разнообразна сфера биологических исследований, методы и технические средства которых близки по принципам к медицинским методам и средствам. Изменчивость и индивидуальный разброс параметров биологических объектов, их взаимосвязанность, нелинейность этих связей, наличие высокого уровня помех—все это делает задачу объективной оценки состояния биологического объекта очень сложной. Кроме того, процесс исследования биологического объекта сопровождается воздействием большого числа трудно учитываемых внешних и внутренних факторов случайной природы. Поэтому столь важной становится оценка соответствия получаемых количественных и качественных характеристик действительному состоянию, и возрастает ответственность за объективность речультатов медико-биологических измерений, так как они определяют дальнейший ход исследований и диагностики, применение тех или иных терапевтических или хирургических воздействий. Для того чтобы разобраться в огромном объеме информации, поступающей от исследуемого объекта, и сделать правильные заключения при диагностике заболеваний, выборе лечебных мероприятий, решении вопросов реабилитации, обеспечении условий поддержания жизнедеятельности организма в экстремальных условиях, оценке профессиональной пригодности к определенному виду деятельности, необходимо ясное понимание особенностей биологического объекта как объекта исследований. Обычно при изучении нового объекта исследователь стремится рассмотреть его с различных позиций, получить достаточно полное описание его параметров, свойств и характеристик поведения в разных условиях существования и в конце концов построить некоторую модель, позволяющую прогнозировать поведение объекта в известных и заранее неизвестных ситуациях. Для этого используются методы исследования конкретных наук и математический аппарат, позволяющий обобщить результаты наблюдений и измерений. Вместе они предназначены для построения так называемой концептуальной модели, соединяющей в одно целое все представления, суждения об объекте. Точность прогноза поведения по существу характеризует уровень знаний об объекте исследования. Получение полного описания биологического объекта в настоящее время невозможно. Прежде всего потому, что в качестве биологического выступают различные объекты — живой организм и целая колония организмов, отдельный орган и группа органов, физиологическая система, клетка и группа клеток и т. д. Современные биология и медицина не в со13

стоянии дать всю информацию о структуре и функционировании всех видов биологических объектов, необходимую для такого описания. Практически каждый день приносит все новые и новые представления о биологических объектах разной сложности, что «связано в немалой степени с развитием новых методов и технических средств их исследования. Кроме того, обобщение результатов исследований связано с преодолением значительных трудностей из-за несовершенства методов исследования и математического аппарата, не приспособленного для изучения объектов подобной сложности. В связи с этим биологический объект должен характеризоваться с более общих методологических позиций. В качестве одной из таких позиций может выступать системный подход, являющийся «методологией научного исследования и практического освоения сложноорганизованных объектов, при котором на первое место ставится не анализ составных частей объекта как таковых, а его характеристика как определенного целого, раскрытие механизмов, обеспечивающих целостность объекта» [1]. Системный подход может быть использован как при решении новых проблем, так и при изучении уже существующих объектов, в том числе созданных природой. При изучении биологических объектов мы встречаемся с ситуацией, когда имеется большой экспериментальный материал, характеризующий поведение организма и его различные проявления в условиях изменяющейся среды и при различных воздействиях. Рассмотрение организма с позиций системного подхода может дать ясное представление о нем, как об исторически возникшей, весьма сложноорганизованной и развивающейся системе, характеризующейся, как и всякая целостная система, своими специфическими особенностями. Анализ особенностей устройства (морфологии) и функционирования биологических систем выполнен во многих изданиях. Собранные в них материалы позволяют сформулировать некоторые особенности этого класса систем, требующие особого внимания со стороны исследователя при проведении разного рода экспериментов с биологическими объектами. Основное внимание при этом будет уделено главному объекту медицинских исследований — организму человека.

1.1.1. Морфологическая и функциональная сложность биологического объекта Живой организм необычайно сложен, включает множество систем с разнообразными и подвижными связями и функциями, которые еще слабо изучены и описаны в большей мере качественно. Проявления сложности многообразны и связаны с большим количеством возможных состояний. Для организма характерны качественная неоднородность, проявля14

ющаяся в том, что в рамках любой из его функциональных систем совместно и слаженно работают разнообразные подсистемы с разными постоянными времени (от долей секунд до нескольких лет), в разных пространственных масштабах (от единиц мкм до сотен см), с качественно различными управляющими сигналами (биохимическими, физическими, информационными) и принципами управления; способность к преднастройке и прогнозированию, накоплению опыта и формированию стереотипов в поведении; высокий уровень адаптации к изменяющимся условиям и т. п.

1.1.2. Многообразие параметров, описывающих процессы жизнедеятельности Состояние биологической системы описывается набором физиологических процессов и большим количеством разнообразных медико-биологических показателей («существенных переменных»), число которых окончательно не установлено. Часть этих показателей может быть получена только с помощью сложных и продолжительных по времени исследовательских процедур. Тем не менее для принятия диагностических заключений необходимо провести анализ физиологических процессов и получить оценки по крайней мере основных медико-биологических показателей. Однако знание этих показателей еще не гарантирует однозначности заключения. Совокупность показателей определяет так называемый «функциональный уровень организма» [1,2], соответствующий реальным условиям его жизнедеятельности. Функциональный уровень поддерживается за счЬт деятельности специализированных функциональных (физиологических) систем, которые представляют собой объединение управляющих (нервные центры), исполнительных (эффекторных) и чувствительных (рецепторных) узлов. В состоянии физиологического покоя или слабых воздействий каждая система работает по принципу «наименьшего взаимодействия», то есть функционирует так, чтобы ее воздействие на другие системы было минимальным. В изменившихся условиях «существенные переменные» организма автоматически устанавливаются на новых значениях, оптимальных для новых условий жизнедеятельности. Если воздействие снимается — показатели опять изменяются, но могут установиться на других величинах по сравнению с первоначальными. При этом обеспечивается другой, чем прежде, «функциональный уровень», новое равновесное состояние, но оптимальное для данных внешних условий. Таким образом, показатели неоднозначно определяют состояние системы — при одних и тех же внешних условиях равновесие (норма) может обеспечиваться при разных значениях определяющих параметров, а одни и те 15

же параметры могут соответствовать разным функциональным уровням (!). Обозначим через X ={х;}, i = 1,2,...,NX — конечное множество состояний организма человека, через Y = {yj}, j=lf2,...,NY— конечное множество управляющих воздействий на организм, через Z = Zt; t=l ,2,...,Nt; Zt = ={z,k}; k=l,2,...,N|c — множество физиологических процессов на временном интервале Ль к — номер процесса; через S= {sn}; n=l,2,...,Nn — множество оценок состояний, которые строятся на основе информации, получаемой с помощью методов исследования. Предположим, что Z достаточно полно характеризует множество состояний организма X, то есть существует отображение fi: Z—»Х. Тогда задача синтеза оптимальной совокупности методов исследования состояния организма сводится к построению такого алгоритма получения и обработки данных о Z, соответствующего некоторому отображению f2: Z—»S, который обеспечивает взаимную однозначность отображения fj: X—>S. Это отображение позволяет решить и следующую задачу — выбор управляющих воздействий Y при условии однозначности отображения £t = S—»Y. Последнее отображение позволило бы определить оптимальный план лечения, приводящие организм в заданное множество «нормальных» состояний. Такая формализация процесса исследования имеет большое значение для понимания сложности изучения биологического объекта. Сложность описания реальных множеств X и Z, о которой упоминалось выше, исключает достижение взаимной однозначности отображения f 3 , а следовательно, и5 U, создавая трудности при выводе диагностических заключений и разрабо'Лсе рекомендаций по лечебным процедурам.

1.1.3. Сложность измерения параметров состояния организма Большое число показателей, определяющих Zt, затрудняет (чаще исключает) возможность их одновременного фиксирования. Поэтому, выполнив процедуру измерения, можно оценить лишь вероятность того или иного состояния Xi е X. При оценке информативности измеряемых параметров приходится считаться с комплексом множества случайных или систематических факторов (множество Y), постоянно и активно воздействующих на биообъект. Кроме того, для разных экземпляров биологических систем одного типа характерен индивидуальный разброс параметров, отражающий компенсаторные влияния физиологических систем друг на друга. Их внутригрупповая изменчивость приводит к необходимости фиксировать и оговаривать группу исследуемых объектов — вводить возрастные группы 16

для исследования одних и тех же.проявлений, а наличие большого числа механизмов регуляции с разными постоянными времени регулирования — контролировать продолжительность эксперимента. Для получения достоверных результатов требуется собирать и обрабатывать огромны ii статистический материал, получение которого связано со значительными затратами времени (некоторые биологические процессы соизмеримы с продолжительностью существования биологической системы) и груда на исследование и обработку результатов.

1.1.4. Трудности контроля всех внутренних и внешних факторов, оказывающих влияние на состояний биологического объекта При изучении биологических систем приходится считаться с непрерывно изменяющимся комплексом множества факторов Y, активно воздействующих на них или на их части. Точный учет самих факторов и результатов их воздействия не представляется возможным. Невозможно однозначно предсказать результат внешних управляющих воздействий. Вероятностный характер поведения биообъекта в ответ на внешние раздражители одной и той же модальности указывает на нестационарность самих объектов. Кроме того, интерпретация получаемых результатов затрудняется еще и потому, что разного рода патологические явления, возникающие в тех или иных системах организма (например, в органах и тканях человека), могут рефлекторно влиять на другие процессы, в которых патология отсутствует, и искажать результат измерения. При этом необходимо учитывать индивидуальность реакций, проявляющуюся в способности к адаптации и внутренней перестройке процессов функционирования в ответ на воздействие. Особую роль при исследовании высших биологических систем (в частности, организма человека) играют психофизические факторы, значительно искажающие результаты. Исследования целесообразно проводить в условиях их реального существования, без ограничения подвижности. Однако закон поведения организма в большинстве случаев заранее не известен, что создает известные трудности, например, при исследованиях поведения человека в условиях производства, в космической медицине, физиологии труда и спорта. Поэтому результаты, полученные в лабораторных условиях, далеко не всегда соответствуют состоянию организма, в котором он пребывает в реал ьных условиях. Большие трудности возникают при измерении параметров внутренней среды биологических систем без нарушения их целостности, без внесения искажений в измеряемый параметр из-за нарушения физиологичности эксперимента. Приходится применять особые методические прие17

мы для проведения измерений, чтобы не вносить искажения в исследуемые процессы вследствие подключения измерительного преобразователя.

ниси этих последовательностей. Кроме того, на сегодня далеко не все исследования имеют отработанные и общепринятые схемы экспериментов. Один из возможных подходов к такой записи рассмотрен в [3,4].

1.1.5. Необходимость проведения комплексных исследований

1.1.7. Необходимость учета разнообразных по физической природе причин возникновения погрешностей

Разнообразие показателей, характеризующих состояние биологического объекта, и требование одномоментной фиксации их значений заставляет в программу исследований включать разные по природе и продолжительности процедуры, использовать системы различных измерительных преобразователей, совокупность методов воздействия и другие приемы исследований, сочетание которых не всегда возможно и оправдано. Одновременное использование нескольких разных методов может сопровождаться взаимными влияниями и помехами, искажающими результаты измерений и регистрации.

1.1.6. Сложность технологических схем выполнения медико-биологических экспериментов Любой эксперимент с биологическим объектом даже в самых простых случаях требует внимательного отношения к последовательности и тщательности выполнения всех этапов, связанных с его проведением. Каждый этап эксперимента может включать несколько операций — либо относительно простых актов воздействия на объект (например, обработка кожи и нанесение на поверхность объекта слоя мази или пасты, термостатирование, высушивание, дозировка и т. п.), либо сложных процедур, требующих использования специального дополнительного оборудования (например, центрифугирование, химическая трансформация, воздействие излучениями и т. д.). В особо сложных исследованиях (например, при использовании методов биологической интроскопии или в аналитических лабораториях) последовательность этапов в одном эксперименте может включать большое число операций, связанных с подготовкой объекта, оборудования, выполнения целого ряда вспомогательных процедур. Последовательность этапов отражает технологическая схема медико-биологического эксперимента, которую целесообразно было бы записать в некотором условном виде для последующего изучения и оптимизации. Однако сложность технологических схем исследования биологического объекта не позволяет использовать известные в технике приемы за18

При оценке достоверности результатов медико-биологических исследований особое внимание следует обращать на источники погрешностей, сопровождающих эксперименты с биообъектом. Так как при исследованиях используются технические средства, то точность измерений конечно же зависит от инструментальных (аппаратурных) погрешностей, но не только. Главное значение для медико-биологических исследований приобретают методические погрешности [2], которые проявляются во н чаимном влиянии друг на друга объекта и технических средств, в неточности выполнения методики эксперимента, изменяемости свойств объекта в процессе исследования, в шумах внутреннего происхождения и др. Уже отмечалась особая роль психофизиологических факторов, значительно искажающих результаты исследований. Только тщательный анализ качества выполнения всех этапов технологической схемы исследования позволяет получить качественные результаты для диагностических заключений. Однако для проведения такого анализа еще не разработаны приемы, методы и критерии, позволяющие оценить влияние методических погрешностей.

1.1.8. Специфическая форма и взаимосвязанность сигналов различной физической природы, несущих информацию о состоянии биообъекта — биологических сигналов Сложность выполнения биомедицинских измерений связана также со сравнительно малыми значениями амплитуд биологических сигналов (в некоторых случаях — единицы мкВ) при высоком уровне шумов (как за счет работы других подсистем—внутренние шумы, так и за счет наводимых из внешней среды—внешние помехи), соизмеримых с амплитудами сигналов. Причем частотный спектр выходных сигналов обычно достаточно широк: от области инфранизких частот (сотые, тысячные доли Гц) до сотен герц и более. Затруднено также получение точных математических зависимостей между регистрируемыми параметрами и соответствующими им медико-биологическими показателями, так как еще недоста19

точно изучены сами системы и не разработан адекватный математический аппарат, пригодный для их описания. Отмеченные особенности отражаются на методиках применения практически всего арсенала технических средств медико-биологических исследований.

1.2. СИСТЕМА МЕТОДОВ МЕДИКО-БИОЛОГИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЙ Инструментальные средства медико-биологических исследований представляют собой совокупность приборов, аппаратов, систем, комплексов и приспособлений к ним, в которых реализуются физические и физико-химические методы исследования различных биологических объектов. Выполнение этих исследований позволяет получить диагностическую информацию о состоянии объекта в виде множества медико-биологических показателей (МБП) и записей физиологических процессов, на основании анализа которых строится диагностическое заключение. Таким образом, надежность и достоверность заключений в значительной степени зависят от выбора диагностического метода (или их совокупности). Однако не всегда исследователь волен в выборе метода исследования. Тем не менее при оценке возможностей того или иного метода ем\ приходится руководствоваться несколькими соображениями, среди кото рых наиболее важными следует считать: — высокую информативность медико-биологических показателей, получаемых с помощью выбранного метода, для оценки состояния объекта; — простоту выполнения всех методических приемов по подготовке объекта исследования и технического средства к эксперименту; — простоту и доступность технических средств для выполнения исследования по данному методу; — наличие алгоритмов расчета медико-биологических показателей по данным эксперимента и простоту медико-биологической интерпретации результатов исследований; — возможность сочетания данного метода с другими. К сожалению, в медико-биологической практике отсутствует универсальный метод, позволяющий предоставить полный объем требуемой диагностической информации для всех случаев формирования диагностических заключений. Даже в простых ситуациях требуется одновременное использование нескольких методов диагностики, проведение комплексных исследований. В то же время не все методы хорошо согласуются друг с другом и могут быть реализованы одновременно. Кроме того, часто применение наиболее диагностически эффективных методов сопряже20

но с методическими приемами, из-за которых возникают технологические ограничения, не позволяющие их использовать в реальных условиях эксперимента, либо их применение экономически не оправдано — связано с высокими затратами средств и труда обслуживающего персонала. 11олучаемая при этом информация может отставать от момента времени, когда она необходима для принятия решений о лечебных мероприятиях. 11|>иходится искать компромиссное решение, использовать, может быть, и менее эффективные методы, которые в совокупности позволяют получить необходимую информацию за более короткий срок обследования. Выбор оптимального набора методов для каждой задачи упрощается, если весь комплекс методов медико-биологических исследований представить в виде «единой системы, между элементами которой существуют специфический формы взаимодействия» [2]. Как любая другая система, •та система является развивающейся, характеризуется присущими только ей системными свойствами, структурой и целевыми функциями. Со спецификой системы методов медико-биологических исследований можно ознакомиться в [2]. Здесь же отметим, что для биологических и медицинских исследований характерно разнообразие физических и фи«и ко-химических принципов, на которых основаны эти методы. Любое достижение науки и техники так или иначе находит применение для исследования биологических объектов, дает основания для предложения новых, ранее не используемых методов. Поэтому количество элементов в системе методов медико-биологических исследований постоянно растет, изменяются взаимоотношения между элементами системы. Продолжается поиск новых методических возможностей для анализа свойств биологических объектов разной сложности. К этой работе привлечены биологи, физики, химики, математики, инженеры. Однако, несмотря на это, проблема методического обеспечения медико-биологических исследований еще далека от окончательного решения. Основным фактором, заставляющим искать новые подходы к изучению биологических объектов, является его сложность как объекта исследования, о которых говорилось иыше. Несмотря на происходящие в системе методов медико-биологических исследований изменения, традиционные методы исследования биологических объектов не исчезают совсем, хотя их роль и значение изменяются (например, методы пальпации, перкуссии, аускультации и др.). За счет улучшений технологии выполнения экспериментов, а также технической и технологической базы производства технических средств совершенствуются методы, хорошо зарекомендовавшие себя на практике. Они становятся широкодоступными и обеспечиваются техническими средст" 1ми в первую очередь. К таким методам следует отнести методы электI и физиологических исследований и фотометрические методы исследований. 21

1.3. ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКИЕ И ФОТОМЕТРИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ Электрофизиологические и фотометрические методы медико-биологических исследований относятся к наиболее популярным, широко распространенным на практике. Более 60 % выпуска медицинской электронной техники составляют приборы и системы, с помощью которых реализуются методы этих двух групп. Такое положение объясняется широкими диагностическими возможностями электрофизиологических.и фотометрических методов, простотой и доступностью технических средств, используемых для выполнения исследований с их помощью [5, 6]. Предмет изучения в классической электрофизиологии составляют исследования биоэлектрической активности органов и систем живого организма. Рождение электрофизиологии связывают с исследованиями Л.Гальвани, открывшего в 1791 г. так называемое животное электричество. Однако дальнейшие интенсивные исследования в области изучения биоэлектрических процессов в организмах стали возможными только после разработки соответствующего методического и технического обеспечения, включающего методики подготовки объекта к исследованиям и определения точек поверхности организма, с которых снимаются потенциалы, устройства съема биопотенциалов, усилительные и регистрирующие приборы и т. п. В настоящее время биоэлектрический потенциал трактуется как показатель биоэлектрической активности, определяемый разностью электрических потенциалов между двумя точками живой ткани. В классических вариантах электрофизиологических исследований диагностическую информацию получают путем анализа биоэлектрических сигналов, снимаемых с различных участков под кожным покровом или с поверхности кожи. Прежде всего речь идет об электрической активности сердца, электрическом поле головного мозга, электрических потенциалах скелетных, глазодвигательных и сосудоуправляющих мышц и так называемых кожно-гальванических реакциях. Именно эти важнейшие электрофизиологические процессы требуют самого пристального изучения и создания электронной аппаратуры для их анализа. Особую актуальность приобретает разработка аппаратуры для измерения и обработки электрокардиосигнала, который является основным показателем для профилактического и лечебного контроля за сосудисто-сердечными заболеваниями. При исследованиях нарушений мозгового кровообращения, связанных с черепно-мозговыми травмами, переутомлением, психическими расстройствами и другими факторами, большое значение приобретает регистрация и анализ электроэнцефалографических сигналов, характеризующих биоэлектрическую активность различных участков головного мозга. Для ис22

следований функций зрения способности человека выполнять профессиональные обязанности, связанные с большой нагрузкой на зрительный ам;1лизатор, выявления заболеваний глаз и нарушений зрительно-моторных функций важное место занимают методы исследования биопотенциплов глазодвигательных мышц. Работа скелетно-мышечного аппарата человека определяет его осанку, способности выполнения двигательных функций, возможность подключения при необходимости биоуправляемого протеза и многие другие важные функции, поэтому так высока роль члектромиографических исследований. Следует также подчеркнуть роль изучения кожно-гальванических реакций как показателя эмоционального состояния человека. В клинической практике накоплен большой экспериментальный материал о распространении электрического тока различной частоты по биологическим тканям и средам, который позволяет установить взаимоотношения электрических величин с различными медико-биологическими показателями жизнедеятельности организма. Эти отношения исполь«уются при разработке методов исследования электрических параметров биообъектов и оценки через них соответствующих медико-биологиче-, ских показателей. Электрическое сопротивление между какими-либо участками тела представляет собой комплексное сопротивление — импеданс. Абсолютные значения импеданса не являются стабильными, зависят от многих факторов, поэтому они не могут рассматриваться как константы живой гкани. Интерес представляют относительные изменения значений импеданса, причем доказано, что одним из главных факторов, определяющих •лектропроводность живой ткани, является степень ее кровенаполнения. Следовательно, изменения электропроводности исследуемого участка объекта вызываются в основном сдвигами в кровенаполнении его сосудов, то есть позволяют судить об изменениях объема этого участка, его функционального состояния и структуры, о действиях внешних раздражителей на организм в целом и т. п. При изучении изменений электрических свойств биологических тканей различных органов и функциональных систем хорошо проявляются различные физиологические реакции организма на различные воздействия. Регистрируя изменения электрического импеданса тканей, раздельно активной и реактивной составляющих, диэлектрической проницаемости биотканей можно (удить о процессах центрального и периферического кровообращения, измерять такие параметры, как частота сердечных сокращений, давление крови, скорость кровотока, скорость пульсовой волны и другие, оценить окислительно-восстановительные процессы и изменения тканей, связанные с появлением новообразований. 23

Среди методов, основанных на измерении импеданса биологических тканей, выделим методы интегральной и сегментной реографии, метод импедансной электроплетизмографии, методы эдектродермографии (метод диагностики кожных заболеваний путем регистрации электрического сопротивления кожи). Известен еще один класс методов, основанный на регистрации изменений электрических параметров и связанный с исследованиями физиологических функций организма — методы электроемкостной регистрации. С помощью этих методов регистрируется характерный электрический параметр системы — емкость конденсатора, образованного двумя электродами, которые связаны с биологическим объектом. Изменение величины этой емкости отражает изменения физиологических процессов в организме. Нетрудно установить соотношения, позволяющие определить соответствующие медико-биологические показатели (частоту сердечных сокращений и дыхания, кровенаполнение органов и т. п.) с изменениями указанной емкости. Как при изучении биопотенциалов, генерируемых органами и системами организма, так и для исследования электрических параметров, связанных с физиологическими процессами в живых тканях, используются самые простые устройства съема информации — электроды-пластины из токопроводящего материала, обеспечивающие непосредственную связь биологического объекта с прибором. Отсутствие сложных измерительных преобразователей, регистрация электрического сигнала, простота подготовки объекта и электродов к эксперименту и широкие диагностические возможности — вот основные достоинства этой группы методов, которые определим как электрофизиологические в цшроком смысле слова, выделив тем самым в отдельный подкласс методы для регистрации биопотенциалов — электрофизиологические методы в узком (общепринятом) смысле. Не менее важное значение имеют для физиологических исследований и фотометрические методы исследований. Практически невозможно найти области и направления в науке и технике, в которых не нашли бы применения фотометрические методы. Здесь привлекают простота методик применения, высокая точность и воспроизводимость измерений, быстродействие и надежность получаемых результатов. В соответствии с общепризнанными представлениями к фотометрическим методам исследования относят методы, в которых оценка оптических свойств объектов осуществляется путем регистрации эффектов взаимодействия этих объектов с электромагнитным излучением оптического диапазона — ультрафиолетового (с длиной волны от 1 до 400 нм), видимого (от 400 до 760 нм) и инфракрасного (от 760 нм до 1 мм) спектров. Измерительные эффекты связаны с различными физико-химиче24

скими явлениями, происходящими в исследуемой среде и приводящими к • (мспениям параметров излучений (интенсивности, спектрального со* I» на, коэффициентов отражения, поляризации и др.), после взаимодейс! ння с исследуемыми объектами. Совокупность технических средств, необходимых и достаточных для проведения требуемого измерительного •ксисримента, объединяется в фотометрический прибор (фотометр) или систему. Широкое поле для применения нашли фотометры в клинической и поликлинической практике при профилактике заболеваний и диагностике. контроле ряда важнейших функций организма человека (анализ рабо1М системы центрального и периферического кровообращения, дыхания, ш юного состава крови и т. п.). Измерение параметров кровообращения (исличина и частота объемного пульса, давление крови и др.) и характеристик микроциркуляции крови, определение концентрации связанного уг лекислого газа и степени насыщения крови кислородом, оценка сосушетых реакций в обменных процессах — далеко не полный перечень за; ,|.1ч, при решении которых эффективны фотометры. При этом несомненным достоинством фотометрических методов является возможность про" • чения исследований неконтактным способом, что важно при определении медико-биологических показателей жизнедеятельности без нарушения целостности организма человека. С их помощью легко решаются шкже задачи контроля за средой обитания человека, качеством продукюи питания, воды и других напитков. Распространение этих методов объясняется также и тем, что они пошоляют создавать как сложные системы для тончайшего анализа различных сред, так и простые, компактные и дешевые приборы, которые измеряют целый ряд важнейших медико-биологических показателей, характеризующих свойства, состав или концентрацию отдельных компонентов южных биосубстратов и жидкостей. Большой арсенал разработанных и выпускаемых серийно радиоэлекI ронной промышленностью различных элементов: излучателей лучистой шергии, оптических и оптико-механических устройств для направленно> м изменения характеристик излучений, фотоэлектрических преобразоШ1 гелей, микросхем для аналоговой и цифровой обработки сигналов — делает проблему разработки фотометрических приборов и систем весьма перспективной. В последующих главах рассмотрены физические основы проведения исследований с помощью электрофизиологических и фотометрических методов медико-биологических исследований.

Г л а в а

2

СЪЕМ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКОЙ ИНФОРМАЦИИ

2.1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЯВЛЕНИЯ В ЖИВОМ ОРГАНИЗМЕ В электрофизиологических исследованиях основное внимание уделяется изучению электрических явлений в живом организме, которые проявляются в изменении как пассивных электрических свойств биологических тканей, органов и систем — импеданса, проводимости, емкости, диэлектрической проницаемости, так и активных — величин и параметров биоэлектрических потенциалов, связанных с процессами жизнедеятельности. Пассивные электрические свойства отражают изменения в проводимости биотканей за счет изменения кровенаполнения, состава и концентрации веществ в них. Биоэлектрические потенциалы, возникающие в живых клетках, органах и тканях человека и животных, — биопотенциалы — отражают тонкие физиологические процессы переноса электрических зарядов, связанные с клеточным метаболизмом. Тёким образом, любые функциональные и патологические изменения в Исследуемых системах и органах сказываются на параметрах электрических сигналов, которые являются результатом электрофизиологических исследований. Подключение биологического объекта к внешней электрической цепи осуществляется с помощью электродных систем, которые содержат в зависимости от метода исследования от двух и более электродов. В Государственном стандарте электрод определяется как устройство, имеющее токосъемную поверхность, контактирующую с биологическим объектом, и выходные элементы [7]. Токосъемная поверхность электрода — это часть его поверхности, непосредственно или через приэлектродное контактное вещество контактирующая с биологическим объектом и обеспечивающая соединение биообъекта с внешней электрической цепью для оценки электрических свойств объекта или съема биоэлектрического потенциала. 26

Параметры электрических сигналов при измерении электрического сопротивления биотканей во многом определяются процессами, происходящими на границе биотканей с электродами, и будут рассмотрены ниже. Отметим здесь только, что общее сопротивление электрическому току для биологических тканей носит комплексный характер, а изменения физиологических процессов вызывают изменения в величинах пронодимости, активной и реактивной составляющих общего сопротивления биотканей. Более сложными для исследования и последующего анализа являются биоэлектрические процессы. Эти процессы сопутствуют деятельности любой "функциональной системы или органа человека. Природа биоэлектрогенеза была установлена лишь после появления теории электролитической диссоциации в растворах (С.А. Аррениус, 1887). Так как живые ткани можно рассматривать как растворы электролитов, то электрогенез в них связывают с неравномерным распределением ионов. Исследование механизмов возникновения биопотенциалов с позиций теории электролитической диссоциации позволило установить ряд факторов, объясняющих биоэлектрогенез в живых тканях. 1. Цитоплазма клеток существенно отличается по химическому составу от жидкости межклеточного пространства. Например, в цитоплазме нервных и мышечных клеток позвоночных животных концентрация нонов калия в 30—40 раз больше, а концентрация ионов натрия в 10 раз меньше, чем в межклеточной жидкости. 2. Разность ионных концентраций создает условия для выравнивания содержания ионов внутри и вне клетки. Этому процессу препятствует клеточная мембрана. 3. Мембранной системе активного транспорта ионов принадлежит иажная роль в поддержании ионной асимметрии, а следовательно, и ионного градиента между цитоплазмой и межклеточной жидкостью. 4. Мембранные процессы обусловливают избирательную проницаемость плазматических мембран для разных ионов. Вследствие этого диффузия катионов и анионов через клеточные мембраны протекает с неодинаковой скоростью, что при наличии градиентов концентрации служит непосредственной причиной возникновения мембранных потенциалов. 5. При рассмотрении живых тканей необходимо учитывать диффу«ию через клеточную мембрану ионов, концентрация которых вне и внутри клетки различна и которые способнылроникать через мембрану. Диффузия ионов описывается уравнением Гольдмана [5, 8, 9]: Е

_ RT 1п Fn

Рк[к;]

+ pNa [Natl+.-.+pJAr] Рк [КП + р№[ЫаП+...+РА[А;]

(2Л) 27

где R—универсальная газовая постоянная (R = 8,316 Дж/(моль» К)); Т — абсолютная температура раствора; F — число Фарадея (F = = 96 500 Кл/моль); п — валентность диффундирующих ионов; р — проницаемость мембраны для каждого иона в определенных условиях (в покое или при возбуждении); [К*], [Na*], [А — концентрация ионов калия, натрия и аниона соответственно вне клеток; [К{], [Na|], [Аг] — то же, внутри клеток. Это уравнение имеет хорошее термодинамическое обоснование, однако оно является лишь приближенным описанием процессов. Получение более точных соотношений невозможно из-за недостатка данных, характеризующих механизм транспорта ионов через мембрану и их поведение в тканях. Анализ уравнения (2.1) позволяет приближенно рассчитывать разность потенциалов между цитоплазмой и межклеточной средой в покое и при возбуждении для разных клеток. В первом случае такую разность потенциалов называют потенциалом покоя, во втором — потенциалом возбуждения (или действия). Расчетные и экспериментальные данные свидетельствуют, что все клетки организма в условиях покоя характеризуются определенной степенью поляризации. Клеточная мембрана всегда заряжена, при этом ее внутренняя поверхность отрицательна относительно межклеточной среды. Эта разность потенциалов для разных клеток различна, но всегда составляет десятки милливольт. Потенциал покоя создается за счет более быстрой диффузии через клеточную мембрану катионов калия по сравнению с диффузией анионов органических полимеров, содержащихся в цитоплазме. Избирательная проницаемость мембраны обеспечивает воь никновение ЭДС, которая препятствует полному выравниванию концентрации ионов между клеткой и средой. Потенциал покоя характеризует возбудимость живых тканей, то есть способность изменять их свойства и состояния под действием раздражителя. Признаком возбуждения ткани является возникновение потенциала действия вследствие изменения ионной проницаемости клеточной мембраны. Для объяснения возникновения потенциала действия А.Ходжкин и А.Хаксли предложили гипотезу, согласно которой при возбуждении ткани на доли миллисекунды изменяется соотношение значений проницаемости клеточной мембраны для ионов калия и натрия: рк / PNa = 1/30. Такое изменение проницаемости приводит к ускорению диффузии через мембрану катионов натрия внутри клетки и изменению разности потенциалов между внутренней и внешней ее стенками. Возникает скачок потенциала — так называемый натриевый потенциал или потенциал инверсии. Величина его различна для разных тканей, но всегда имеет положительный знак относительно потенциала покоя и достигает несколь28

кнх десятков мВ. В момент появления потенциала действия на мембране ' I »Г»людается инверсия поляризации — внутренняя поверхность заряжали положительно относительно межклеточной среды. Это состояние • м илвается деполяризацией. Возврат к исходной поляризации называется |нмюляризацией. В промежутках между импульсами возбуждения (время •поляризации) системы активного транспорта ионов выводят из клеток •оыток натрия, поступившего в момент возникновения потенциала дейI ийя, и «закачивают» в цитоплазму недостающий калий, восстанавливая ионный градиент. Характерной особенностью потенциала действия является его способность распространяться вдоль клеточной мембраны из области локального возбуждения, вследствие чего происходит распространение возГ«у ждения по ткани. Данный процесс представляет собой многократно покоряющуюся и охватывающую соседние участки мембраны ретрансляцию потенциала действия и движения электрического тока от возбужденных участков к невозбужденным. Параметром, определяющим распространение волны возбуждения идоль волокон, является скорость ее распространения, на которую существенно влияют емкость мембраны и сопротивление цитоплазмы волокна. Быстрая передача импульсов возбуждения (нервных импульсов), приобретенная некоторыми животными в процессе эволюции, обеспечинастся утолщением некоторых волокон вследствие слияния множества мелких в одно. Таким способом достигается снижение сопротивления цишплазмы волокна [9]. Другой путь повышения скорости распространения возбуждения—уменьшение емкости мембран нервных волокон. Это привело к появлению миелинизированных волокон, которые кроме плазматической мембраны имеют особую оболочку из миелина. Емкость ее примерно в 200 раз меньше емкости оболочки обычного волокна. Диффушн ионов через миелиновую оболочку затруднена. Исключение составляют места истончения — перехваты Ранвье. Поэтому генерация потенциалов действия сосредоточена практически на перехватах Ранвье, а между ними волна возбуждения распространяется со скоростью распроi гранения волны электромагнитного поля. Вследствие относительно большой протяженности участков волокон между соседними перехватами 1'анвье (1~(100—300) d, где d—диаметр волокна; перехваты Ранвье занимают около 0,02 % всей длины волокна) движение импульса возбуждения происходит скачкообразно, при этом скорость его распространения может достигать 140 м/с. Особое место среди процессов передачи возбуждения в клеточных популяциях занимает синаптическая передача возбуждения между клетками. При тесном контакте между взаимодействующими клетками (если 29

межклеточное расстояние не превышает 100—200 А) возможно возникновение электрической синаптической передачи за счет локальных токов мембраны возбужденной клетки. При больших расстояниях между ними возбуждение распространяется при помощи химических посредников — органических химических веществ, синтезируемых в организме, так называемых медиаторов. Мембранные потенциалы, возбудимость клеточных структур и тканей могут изменяться под влиянием ничтожных изменений физических и биохимических факторов. Поэтому значения биопотенциалов являются очень тонким индикатором состояния клеток и клеточных структур, а также тканей различных органов.

2.2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ НА УЧАСТКЕ КОЖНО-ЭЛЕКТРОДНОГО КОНТАКТА При проведении любых электрофизиологических исследований для съема электрического сигнала, отражающего изучаемые процессы, используются электроды. Так как от их метрологических и медико-технических характеристик прежде всего зависит достоверность диагностической информации, это заставляет пользователей уделять большое внимание их конструкции, техническим параметрам и помехоустойчивости. Решение этих задач возможно лишь при глубоком понимании процессов, происходящих на участке кожно-электродного контакта. При включении живой биоткани в электрическую цепь и пропускании через нее постоянного электрического тока сначала происходит скачок тока до величины Io=U/R3, где U — величина прилагаемого напряжения от источника тока; Rs — эквивалентное активное сопротивление цепи электрод-биообъект, а затем постепенное уменьшение этого тока до постоянной величины 1т (рис. 2.1). Такой характер тока объясняется возникновением поляризационной емкости, появление которой связано с наличием встречной ЭДС — ЭДС поляризации, которая порождается биообъектом в ответ на протекание через нее тока внешнего источника. Возникновение ЭДС поляризации связано со способностью живых клеток накапливать заряды при прохождении через них тока. На постоянном токе величина емкости поляризации может достигать боfo f льших величин от 0,J до 10,0 мкФ/см2. Суммарная величина емкости поляризаР и с . 2.1. Ток в цепи с БО 31 23

Пии может быть вычислена исходя из начального и конечного значения силы тока: Jldt СР = 2 R(I0-IT) I де СР — общая емкость поляризации; R — сопротивление; I — текущее «начение тока; 1о и 1т — начальное и конечное значение силы тока I, причем Jldt =Q, о где Q — количество электричества, накапливаемое за время t. В установившемся режиме величина тока в цепи с биологическим объектом определяется как 1 =

АЦ-Фп0)

R

'

где AU — разность потенциалов; <рп (t) — ЭДС поляризации как функция мо времени при заданном значении напряжения V. Живая ткань как сложная и неоднородная биологическая система с динамически изменяющимися характеристиками, обусловленными мноI ими факторами (например, кровенаполнением), для переменного тока представляет собой комплексное сопротивление (импеданс). Поскольку нещества, из которых состоят ткани, практически немагнитны, то самоиндукция в них не проявляется, поэтому в формировании комплексного сопротивления ткани Z участвуют активное R и емкостное Xc=l/jcoC сопротивления Z = R + XC. Модуль комплексного сопротивления определяется выражением |Z|=^r2 +0/jwC)2 . На переменном токе поляризационные явления ослабевают, но не исчезают и связаны они в основном с внутритканевой поляризацией и с поляризационными явлениями на границе электрод—ткань, которые при отмирании ткани исчезают. Анализ поляризационных процессов дополнительно усложняется в связи с тем, что емкость поляризации, а также и иктивная составляющая общего сопротивления биоткани будет зависеть еще и от частоты.

Пояснить причины возникновеПодкожные поляризационных явлений можткани но следующим образом. Электрические свойства контакКожа та электрод—кожа определяются в Токопроводяшая основном поляризационными свойжидкость ствами поверхностей раздела с раз| ными типами и величиной проводиР и с . 2.2. Схема контакта с БО мости — переходы: внутренние ткани, тело—кожа, кожа—контактная жидкость (электролит) и электролит—электрод (рис. 2.2). Контактная жидкость вводится в промежуток между электродом и кожей для улучшения электрического контакта. С достаточной степенью точности жидкости, входящие в состав организма, можно рассматривать как электролиты, с которыми контактируют электроды. Так, при контакте металлического электрода Me с раствором, в котором содержатся ионы металла электрода Ме+ на межфазной границе электрод—тканевая жидкость, возникает скачок потенциала ф. В результате диффузии ионов М+ в электролит на поверхности электрода произойдет накопление отрицательного заряда и через некоторое время на границе электрод—раствор установится разность потенциалов, препятствующая дальнейшему переходу ионов М+ в раствор. Образуется состояние динамического равновесия, при котором на электроде одновременно и с одной скоростью идут процессы перехода ионов М+ из металла в раствор (анодный процесс) и из раствора в металл (катодный процесс). Установившееся значение разности потенциалов ф зависит от природы металла М+ и активности катионов а+ в растворе. Потенциал отдельного электрода ф определяется в соответствии с уравнением Нернста через его стандартный потенциал фо и активность ионов а+, которые принимают участие в электродных процессах ния

Ф = фо

RT + л. + — 1In a nF

v (2.2) '

или . Q, + (2.3) Ф = фо + — In а , п где п — число электронов в реакции; Q = 2,3 RT/F — константа, остальные обозначения совпадают с обозначениями в (2.1). Стандартный потенциал фо металлического электрода — это ЭДС гальванического элемента, состоящего из искомого электрода и стандар32

гногс водородного электрода, помещенных в электролит, где активность ионов металла равна 1. На практике вместо с шндартного водородного электрода часи» используют так называемые электроды сравнения, для которых точно изве11си потенциал относительно водородно1 о »лектрода и которые имеют более проciym технологию изготовления. В качестве таких электродов нашли применение каломельный, хингидронный и хлорсеребряный электроды [10, 11]. Р и с . 2.3. Кривая поляризации Равновесный (стандартный) потенциал шектрода vo устанавливается в отсутс I вне электрического тока, и потому иногда он называется бесточным потенциалом. Его величина определяется природой контактирующих сред. И чависимости от материала электрода, свойств электролита, температуры, способа обработки кожи значение v0 изменяется в пределах О. I т 50 мВ. При прохождении тока через электрод этот потенциал смешается от своего равновесного состояния в положительную сторону в случае анодного тока и в отрицательную — в случае катодного тока. Величина сдвига потенциала V = v 0 —фр, где фР — потенциал электрода при прохождении тока. Величина v определяет напряжение поляризации и зависит от величины протекающего тока и электрохимических свойств электродов. В обычных условиях абсолютная величина поляризации тем больше, чем Польше плотность тока. Типичная кривая поляризации v = f(j), где j — плотность тока, приведена на рис. 2.3. Она носит нелинейный характер, но при малых плотностях тока (10 -г- 15 мкА/см2) можно выделить линейный начальный участок. Легко убедиться, что даже при максимальных .шнлитудах регистрируемых биоэлектрических сигналов, минимальных площадях электродов и входных сопротивлениях усилителей плотность юка меньше предельной —jTOn, поэтому импеданс этого участка можно считать линейным. На рис. 2.3 указано также значение равновесного потенциала Vo. Аналогичные процессы происходят на контакте кожа—электрод и при других типах электродов. Наличие напряжения поляризации усложняет задачу усиления биоэлектрических сигналов, так как вместе с полезным сигналом усилится и 2

'>дсктрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

23

потенциал, образуемый электродными реакциями. Поляризация электродов крайне нежелательна, так как она может сильно исказить форму регистрируемого сигнала. Кроме того, она должна оставаться постоянной при регистрации, поэтому для некоторых типов электродов необходимо применять специальные меры по стабилизации значения v0. Разрабатываются и неполяризующиеся электроды.

2.3. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ИМПЕДАНСА БИОТКАНЕЙ Методы измерения импеданса биотканей могут быть эффективными в двух направлениях использования [11]: — при изучении физических свойств, состава и структуры тканей; — при изучении изменений, связанных с физиологическими процессами в организме. Второе направление как раз характеризует возможности этих методов для физиологических исследований, связанных с регистрацией процессов и медико-биологических показателей, которые отражают состояние организма. При выполнении электрофизиологических исследований этого типа необходимо учитывать ряд особенностей, связанных с измерением электрических параметров биотканей, и, в частности, то, что: — электрическое сопротивление биотканей на переменном токе меньше, чем на постоянном; оно тем меньше, чем больше частота тока; — при использовании мостовых схем измерения необходимо использовать средства компенсации активной и реактивной составляющих импеданса; — составляющие импеданса биоткани можно считать постоянными только при плотностях тока, не превышающих 10 мкА/см2, при больших величинах тока биоткань ведет себя как нелинейный проводник тока; — при ограничении плотности тока принимается, что при постоянном значении импеданса физиологическое состояние не изменяется, а изменения импеданса связаны с изменениями физиологического состояния. Последнее заключение содержит неточность, так как импеданс зависит не только от физиологического состояния, но и от многих факторов, сопровождающих процесс исследования: параметров внешней среды, качества электродов и контактной жидкости и т. п. Для измерения импеданса биоткани ее необходимо подключить к источнику внешнего электрического тока. Подключение осуществляется с помощью электродов, устанавливаемых на заранее выбранных участках поверхности тела. В зависимости от метода измерения количество одновременно используемых электродов, а следовательно, и схема измерений 34

могут изменяться. Известно несколько схем подключения биоткани к исючиику тока. 11аиболее простой способ измерения сопротивления обеспечивает щухчлектродная схема подключения (•нообъекта (рис. 2.4, а). Для улучшения электрического контакта между Линии тока монерхностью кожи (К) и электродами (Э| и Э2) наносится контактная б) «кидкость (КЖ) либо с помощью спе_ RksI Rn Ro2 циальных прокладок, пропитанных •(нпиологическим раствором, либо иисдением токопроводящих паст. НаСкэ1 Сп Скэ2 ходят применение и сухие электроды. в) 'Электрическая эквивалентная Якж Z 3 1 Z n Z 3 2 Rick схема двухэлектродного подключения (при использовании металличеР и с . 2.4. Двухэлектродное • кнх электродов, для которых R3 = 0) подключение приведена на рис. 2.4, б. Здесь RK.3 и t — активное сопротивление и емкость контакта кожа—электрод; R,, и (*„ — сопротивление и емкость подкожных тканей; RK)K—сопротивление контактной жидкости под каждым электродом. Упростить ее можно ввеI н обозначения импеданса Z соответствующих звеньев цепи (рис. 2.4, в). Постоянный ток для изучения электропроводности живых биотканей применяется в ограниченных масштабах из-за поляризационных эффекI он и искажений электрического поля на участках контакта кожи с электродами. На переменном токе явления поляризации выражены слабее и заk нисят от частоты тока. Поляризационное сопротивление Ra = -—, где к — л/со постоянный коэффициент; to — частота, причем уже при частоте 1000 Гц К„ достаточно мало. Поляризационная емкость также является функцией

Двухэлектродное подключение биообъекта позволяет измерять импеданс среды, заключенный между электродами 3i и Э2 («электрод—электрод») и включающей участок биоткани; причем наибольший вклад в общий импеданс вносят импедансы переходов «кожа—электрод». Кожа, особенно ее верхний ороговевший слой — эпидермис, имеет высокое удельное сопротивление. Для уменьшения влияния этого слоя его удаляют путем механической (с помощью абразивных материалов) обработки. 35

а)

Э,

Ut

£

-©

Эз

Э2

Э4

Линия тока

Рис.

2.5. Тетраполярное подключение

Р и с . 2.6. Трехэлектродное подключение

Измеренная величина импеданса позволяет судить о состоянии кожного покрова и протекающих в нем физиологических процессах, прежде всего связанных с кровообращением в коже. В то же время для диагностики кровоснабжения кожи важном является исследование физиологических процессов в подкожных тканях. Подкожные ткани условно считаются однородными, а их электрическое сопротивление существенно меньше сопротивления кожи, поэтому двухэлектродная схема не позволяет изучать эти процессы. Измерение сопротивления подкожных тканей возможно при четырехэлектродном подключении биообъекта к измерительной схеме, которое позволяет реализовать так называемый тетраполярный метод измерения импеданса (рис. 2.5, а). В этом варианте на исследуемый участок накладываются ,четыре электрода. Два из них служат для подведения тока и поэтому подключены к внешнему генератору переменного напряжения Up Два других электрода являются измерительными — к ним подключается измерительный прибор V — вольтметр. Анализ эквивалентной схемы (рис. 2.5, б) позволяет легко установить, что сопротивление участка между измерительнымиэлектродами Rn = (U2 - U , ) / I r , где U2 - U3 -*— разность потенциалов на измерительных электродах. Здесь учитывается, что внутреннее сопротивление вольтметра R,»Z K1i 2 *-ZK3_-t, где ZK3,2 и ZK3)J — импедансы кожи под измерительными 36

•лсктродами. Сопротивление Rr служит для установки рабочего тока, исчодя из допустимого значения плотности тока в биологической ткани. 11мпсдансы ZK3ji и ZK3 4 под рабочими электродами не влияют на результаti.i измерения сопротивления Rn. Рассмотренный вариант подключения биообъекта используется в различных случаях — при изучении интегральной реограммы тела при исследовании кровообращения на локальных участках и др. [12,13]. Количество измерительных электродов может изменяться в зависимости от решаемой диагностической задачи. Известны методики изучения кровообращения в конечностях (например, в нижних), когда рабочие электрочы устанавливаются на крайних участках конечности, а измерительные — через каждые 20 см в промежутке между рабочими. Таким Ъбрам>м, удается более точно выделить участок с наличием нарушений кровообращения. Развитие импедансометрических методов привело к разработке нового подхода к исследованию внутренней структуры биообъекта — методу ммпедансной томографии [14]. Несмотря на огромные преимущества этого метода биологической интроскопии (относительная простота выполнения исследований, безопасность для пациента и др.), практического применения в клиниках этот метод пока не получил ввиду ряда принципиальных недостатков, среди которых основным является низкая разрешающая способность. Исследования вэтомнаправлении продолжаются. Известна еще одна схема подключения биологического объекта к источнику напряжения при измерении импеданса — трехэлектродная (рис. 2.6). Она используется в основном для оценки качества наложения •лектродов, так как позволяет измерить импеданс системы «кожа—элекгролит—электрод» под каждым электродом. Например, при подключении биоткани в соответствии со схемой рис. 2.6, а с помощью эквиваленшой схемы (рис. 2.6, б) легко определить, что Z„3>1« Ui/Ir, где Uj — напряжение, измеренное с помощью вольтметра V научастке, включающем •лектродЭь при условии, что R n «Z K3j i и Rj»ZK3>i. Практического применения для электрофизиологическйх исследований эта схема не имеет. Методы измерения импеданса наряду с такими достоинствами, как простота и доступность, отсутствие влияния на исследуемые процессы и другие, характеризуются и недостатками, с которыми приходится считаться при организации экспериментов и интерпретации результатов. К ним следует отнести необходимость гальванической развязки объекта с юхническими средствами, ограничения подвижности за счет проводной i иязи, зависимость от многих неуправляемых или неконтролируемых факторов, индивидуальный разброс параметров. Для измерения импеданса используются специальные измерительные преобразователи электрических параметров (ИПЭП), в которых реа37

лизуются потенциометрические или мостовые схемы измерений (рис. 2.7). Потенциометрические ИПЭП Выход фактически представляют собой преобразователь типа «сопротивление— напряжение». В одном из вариантов ИПЭП используется источник эталонного то^са 1Э, который пропускается через исследуемый участок биоткани Zx (рис. 2.7, а). Напряжение с Zx через усилитель напряжения У поступает на устройВыход ство первичной обработки (УПО) и далее в соответствии со структурной схемой технического средства, в состав которого включен ИПЭП. Р и с . 2.7. Потенциометрическая (а, б) В другом варианте (рис. 2.7, б) изи мостовая (в) схемы включения мерительный ток 1Х, пропорционаучастков биоткани льный импедансу Zx, протекает через эталонное сопротивление R3, напряжение с которого через усилитель поступает на УПО. Выбор величины и частоты рабочего тока обусловливается несколькими факторами. Величина тока должна выбираться так, чтобы в процессе измерений не оказывать заметного влияния на функционирование биообъекта и не вызывать тепловых или болевых ощущений. Должна быть исключена возможность возникновения реакции на электрическое раздражение по типу кожно-гальванического рефлекса. При расчетах величины тока исходят из допустимого значения плотности тока J = I.

jflon -

Ю

м к А / с м

,

(2.4)

эф

где 8Эф — эффективная площадь электрода. При этом под эффективной площадью электрода понимается площадь участка ткани, в контакте с которым находится электрод площадью S3, с учетом растекания контактной жидкости по ткани. Однако в ряде методик величину тока оговаривают специально [9,12, 15]. Так, например, при измерении параметров сопротивлений БАТ (биологически активные точки) рекомендуется работать с измерительным током 1—5 мкА; в методике Реодораку этот ток берут равным 200 мкА, а в некоторых методиках рекомендуется ограничивать измерительный ток десятком наноампер. При этом диапазон измеряемых сопротивлений ле38

жиг в пределах 0 -МО6 Ом. Для измерительного тока синусоидальной фирмы раздражающее действие тока уменьшается пропорционально часuvre, поэтому рекомендуется определять пороговое значение тока i„ по следующему соотношению: i„ = W f , I де i„ — ток, мА; f — частота, кГц; к — коэффициент пропорциональности, к = 0,1 4-0,12. Исходя из этих требований рассчитывается величина напряжения на ныходе генератора, используемого в качестве источника питания ИПЭП. Потенциометрические ИПЭП надежны и просты в изготовлении, но оГ)ладают рядом недостатков, таких, как невысокая помехоустойчивость к случайным флуктуациям импедансов в измерительной цепи, необходимость обеспечения высокой стабильности рабочего тока, исключения нлияния усилителя на величину тока, и др. Мостовые ИПЭП более помехоустойчивы к паразитным модуляциям электрического сопротивления ириэлектродной зоны. Они основаны на использовании уравновешенного моста (УМ) (рис. 2.7, в), в одно из плеч которого включается импеданс / v . Для лучшей балансировки в постоянные плечи моста включаются переменные конденсаторы. На одну диагональ моста подается напряжение 11| с генератора Г, а с другой снимается выходной сигнал рассогласования AUp, пропорциональный измеряемому импедансу (сопротивлению). ")тот сигнал через усилитель поступает на УПО. Возможны другие варианты мостовых схем (см., например, [16]). Преобразователи этого типа позволяют регистрировать изменения сопротивления до величин 0,05—0,1 Ом при частотном спектре реограммы в пределах 0,3—30 Гц, а реоплетизмограммы — в диапазоне 0—5 Гц. Обычно рабочее напряжение устанавливается в диапазоне 0,1 1,0 В, но иногда его увеличивают. Например, в реографах фирм Schnfrieol, Calielo, Alvar напряжение питания измерительных схем находится в пределах 6—8 В, что обусловливает ток в измерительной цепи 5—10 мА. Исходным пунктом количественного анализа записей изменений импеданса биотканей является соотношение, устанавливающее связь величины электрического сопротивления тела R с его геометрическими параметрами—длиной 1 и площадью поперечного сечения S: R= pl/S, где р— удельное сопротивление вещества, образующего проводник; при этом имеется в виду тело, сечение которого не изменяется вдоль его длины (цилиндр) [2, 12]. Умножая числитель и знаменатель на 1, получим простое соотношение между объемом V и сопротивлением R проводника: R = pi2 / V. 23

Таким образом, если объем изменяется периодически, то точно так же будут изменяться во времени и электрическое сопротивление участка, причем в противофазе по отношению к изменениям объема. Циклические процессы в организме, связанные с деятельностью сердца, органов дыхания и т. д., с большой наглядностью демонстрируются на синхронных записях кривых изменения объема и сопротивления. Следует иметь в виду, что R не является аддитивной величиной, так как тело заданного объема может иметь различные значения электрического сопротивления в зависимости от порядка, по которому оно образовано из отдельных своих частей. Кроме того, может изменяться величина р за счет изменения электрических свойств самого вещества объекта. Это особенно важно помнить при вычислении объема по измеренному сопротивлению. Обычно же реальные объекты исследования представляют собой сложные структуры тканей у которых измеряются изменения объема исследуемых участков. Дифференцируя выражение R = f(V) и переходя к конечным приращениям, получаем АV

,

причем длина участка и удельное сопротивление вещества предполагаются постоянными во времени. Если предположить, что изменение объема обусловлено только притоком крови, то, измеряя промежуток времени ДТ, в течение которого происходит изменение объема AV и сопротивления AR, можно получить соотношение для вычисления объемной скорости кровотока Q

нм сопротивления (или удельного сопротивления), сколько их относи1с;и>ные значения. В проблему исследования пульсирующего тока крови в артериях входит вопрос об эластических свойствах стенки сосуда. Известно соотношение для пульсирующего движения крови в артериях Дг/ - v cp/ Ао /с' •

I де Дг — радиальное расширение артерии; vcp — средняя линейная скорость кровотока; г0—радиус сосуда в конце диастолы; С—скорость распространения пульсовой волны. Несложные преобразования выражения для Q [2] позволяют получить соотношение для оценки скорости распространения пульсовой волны

а через нее—модуля упругости Юнга для материала стенки сосудов. Учитывая, что биологическая ткань характеризуется импедансом и модуль импеданса равен Z = VrITXT;

R = Pj£;

Х=^с;

C=ee°S/

,

где X — мнимая составляющая импеданса; С — емкость вещества; Е — диэлектрическая постоянная вещества; Ео — диэлектрическая постоянная вакуума; со — круговая частота, получаем

0V = ДУ/ = - p l 2 A R / /ДТ /К At Строго говоря, это соотношение неточно. Изменение объема участка происходит не только за счет притока крови, но одновременно и за счет ее оттока (венозное кровообращение). Поэтому им можно пользоваться для таких участков сосудов и моментов времени, где инерционность дистального столба крови относительно велика и оттоком крови можно пренебречь. Если учесть, что р также может зависеть от скорости движения крови, то последнее выражение примет вид

Из этого выражения ясно, что для выполнения измерений скорости кровотока необходимо знать не столько абсолютные изменения величи40

Поэтому основная формула для расчетов приобретает вид ДУ = -pl2AZ / Z 2 ,

(2.5)

где отрицательный знак в правой части уравнения показывает, что увеличение объема приводит к уменьшению полного электрического сопротивления. Отметим наиболее существенные недостатки количественного анализа по данным измерения импеданса. 1. Невозможна точная количественная оценка параметров кровообращения, в частности величины кровенаполнения, в определенных участках сосудистого русла. Прежде всего это связано с необходимостью одновременной балансировки моста по разным шкалам настройки для R и 41

С. Кроме того, оценка величины пульсового кровенаполнения в сосудистой зоне по амплитуде реографического сигнала не дает точных результатов, так как не наблюдается линейной зависимости между величиной кровенаполнения и амплитудой как при фоновых записях, так и при динамическом изменении кровенаполнения. То же самое можно сказать о взаимоотношении между параметрами формы реографического сигнала и характеристиками состояния сосудистой стенки, ее растяжимостью и эластичностью, упруговязкими свойствами и способностью к сопротивлению току крови. Параметры формы в своей совокупности дают достаточно надежное представление о состоянии сосудистой стенки, но не позволяют количественно выразить эти свойства или установить линейно выраженные истинные закономерности их динамических измерений. 2. На форму выходного сигнала влияет не только артериальное, но и венозное кровообращение. В обычных физиологических условиях определяющим в формировании сигнала является состояние артериального кровотока, так как артериальная кровь обладает наибольшей проводимостью из всех сред организма (за исключением ликвора). В патологических же условиях нарушаются обычные взаимоотношения между артериальным и венозным кровотоком и ' в той или иной степени возрастает роль каждого из них в общих гемодинамических сдвигах. Однако раз дельная регистрация артериального и венозного кровотока в общем сл\ чае невозможна. 3. При использовании импедансометрических методов значительны трудности возникают при оценке состояния гемодинамики для неболь ших участков сосудистой системы. Здесь возникают проблемы выбор размера электродов, расстояния между ними, контроля пути прохождения тока в биотканях. Отмеченные недостатки ограничивают применение рассмотренной группы методов для количественных измерений. В то же время следуе1 иметь в виду их широкие диагностические возможности для качественно го анализа процессов кровообращения. ^

2.4. ЭЛЕКТРОЕМКОСТНЫЕ МЕТОДЫ ФИЗИОЛОГИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЙ , Электроемкостные методы регистрации физиологических функций основаны на регистрации некоторого характерного электрического параметра системы, образованной исследуемым объектом и воспринимающим органом первичного измерительного преобразователя прибора. Этот параметр изменяется вследствие изменения того или иного физиологического фактора; регистрация параметра позволяет получить данные об исследуемом процессе. 42

Известно два варианта выполнения исследований [2]: — диэлектрография, при которой объект исследования располагается между двумя пластинами конденсатора, служащего воспринимающим органом прибора; — конденсаторная плетизмография, при реализации которой объект сим является одной их пластин конденсатора, при этом регистрируется изменение положения поверхности объекта (органа или организма) относительно неподвижного электрода. Первый вариант позволяет регистрировать внутренние физиологические процессы, связанные с изменением электрических параметров биоткани (в частности, изменением диэлектрической постоянной ткани, например за счет изменений кровотока). Второй вариант очень удобен для регистрации пульсовых колебаний, объемных изменений органов, двигательных актов и других процессов (особенно в тех случаях, когда контакт иоспринимающего элемента с объектом нежелателен или недопустим, кик, например, при записи венного пульса, движений и пульсаций глаза, перемещений внутренних органов и др.). Для реализации первого варианта известно несколько схем связи объекта исследования и воспринимающего органа (рис. 2.8). Общим принципом построения этих схем является непрерывная регистрация изменений электрической емкости системы «исследуемый объект — воспринимающий орган». Эта емкость определена как «функциональная емкость» Сф = EoEcpS/l,

где S — площадь электродов; 1 — расстояние между ними; еср — средняя диэлектрическая постоянная промежутка между электродами. В соответствии с основной схемой диэлектрографии (рис. 2.8, а) исследуемый объект помещается в пространство между двумя неподвижными воспринимающими электродами ВЭ| и ВЭг. Остальные схемы представляют собой модификации основной; в них объект располагается на контактном неподвижном электроде. Этот электрод может быть либо соединен с прибором (рис. 2.8, б), либо заземляется (рис. 2.8, в). Последние две схемы нельзя рассматривать как истинно бесконтактные, особенно если объектом исследования являются находящиеся в постоянном движении животные. В этих случаях возможности электроемкостной регистрации ограничиваются размерами контактного электрода и длиной провода, соединяющего контактный электрод с прибором. Если учесть, что объект исследования всегда имеет «паразитную» емкость относительно заземления, то можно исключить провод контактного электрода и получить одноэлектродную схему с изолированным прибором (рис. 2.9, а). Учитывая, что паразитные емкости прибора Сп и объекта Соб (рис. 2.9, б) значительно больше Сф (С„ и Соб — десятки пикофарад, а Сф — доли пи43

а)

ВЭ1

Р и с . 2.10. Схема электроемкостной плетизмографии

/7777 Р и с . 2.8. Схемы диэлеюрографии: основная (а) н возможные варианты (б н в)

/77/7

Р и с . 2.9. Одноэлектродная схема диэлектрографин (а) и ее эквивалентная схема (б)

кофарад), то регистрируемое значение емкости всей системы будет определяться величиной Сф. , Во втором варианте электроемкостной регистрации физиологических процессов —электроемкостной плетизмографии — контактный электрод устанавливается сверху на исследуемый объект (рис. 2.10). Объект не попадает в пространство между электродами, а регистрация его перемещений (например, за счет пульсовых колебаний) осуществляется за счет изменения расстояния между электродами X или изменения площади их перекрытия S. Изменения величины С трансформируются в изменение частоты высокочастотного генератора или в изменение величины регистрируемого электрического напряжения: дх Ди = К „ - ^2 Д Х : КС,фX Из полученного выражения следует, что чувствительность метода уменьшается с увеличением расстояния между электродами, а стремление обеспечить постоянную чувствительность приводит к нелинейности градуировочной характеристики прибора. 44

Основные преимущества электроемкостной регистрации по сравнению с другими методами исследования физиологических процессов в организме сводятся к возможности исследования этих процессов в естестиснных для объекта условиях, при этом артерии и ткани не испытывают давления со стороны элементов измерительного преобразователя; использованию ничтожных интенсивностей токов, которые не оказывают воздействия на объект. Методы электроемкостной регистрации отличаются высокой чувствительностью, просты и доступны и при этом они легко сочетаются с другими (в том числе и электрофизиологическими) методами исследований.

2.5; МЕТОДЫ РЕГИСТРАЦИИ БИОЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ПОТЕНЦИАЛОВ Методы исследования биоэлектрических явлений в организме предназначены как для изучения биопотенциалов одной клетки и процессов возбуждения отдельной группы клеток, так и для изучения биоэлектрической активности целых органов или функциональных систем [13]. В медицинской практике регистрация биопотенциалов клеток характерна, например, для задач нейрофизиологии. Для этого созданы специальные методы микроэлектродных исследований, позволяющие изучать биопотенциалы групп нейронов или нервных волокон и даже биопотенциалы отдельных нейронов. Основные сложности выполнения таких исследований имеют более выраженный технологический характер. Затруднения связаны с созданием микроэлектродов с контролируемой формой контактной поверхности и стереотоксическими операциями, позволяющими контролировать положение электродов в исследуемом органе. Эти методы не рассматриваются в данном руководстве. Желающие познакомиться с ними могут обратиться к специальным изданиям по нейрофизиологическим методам исследований. При решении диагностических задач в клинической практике и контроле за состоянием человека в условиях трудовой деятельности наиболь45

шее распространение получили те методы которые изучают электрические процессы, протекающие в целом органе или функциональной системе. Различают следующие основные классы методов исследований биоэлектрических потенциалов: — электрокардиография (ЭКГ) — метод регистрации контактным способом биопотенциалов, возникающих на различных участках поверхности тела или внутри него за счет электрических процессов, протекающих в сердце; — электроэнцефалография (ЭЭГ) — метод регистрации контактным способом на поверхности головы разности потенциалов, характеризующей биоэлектрическую активность различных участков мозга; — электромиография (ЭМГ) — метод регистрации контактным способом разности потенциалов и электрического поля на поверхности мышцы (интерференционная ЭМГ) или внутри нее (локальная ЭМГ); — электроокулография (ЭОГ) — метод регистрации изменений биопотенциалов, обусловленных движением глазного яблока; — кожно-гальваническая реакция (КГР) — метод регистрации разности потенциалов на кожном покрове тела, возникающей в ответ на раздражение и являющейся выражением возбуждения вегетативной нервной системы. Кроме перечисленных в клинической практике начинают внедряться и другие, относительно новые методы, позволяющие изучать электрические процессы в других отделах организма. К таким методам следует отнести электрогастрографию — метод регистрации биопотенциалов гладких мышц стенок кишечника, электроглотографию — метод регистрации биопотенциалов глотательных мышц; электрокохлеографию, связанную с регистрацией биопотенциалов мышц голосового аппарата, и т. п. Каждый класс методов исследования биоэлектрических явлений включает несколько их разновидностей, различающихся методически. Например, выделяют скалярную и векторную ЭКГ, электрокардиотопографию (ЭКТГ) и электрокардиотопотахографию (ЭКТТГ) — методы регистрации распределения электрического поля и скорости изменения этого поля по поверхности тела. Метод ЭЭГ может быть дополнен методами электрокортикографии (ЭКоГ), представляющими собой регистрацию биопотенциалов непосредственно на поверхности головного мозга; электросубкортикографию (ЭСКоГ), в процессе которой фиксируются биопотенциалы глубинных структур мозга; электроцеребелографрю (ЭЦбГ) — метод регистрации биопотенциалов мозжечка и т. д. Электроокулография дополняется другими диагностическими методами, позволяющими регистрировать иные проявления электрических процессов в органе зрения — методы электронистагмографии и электроретинографии. Например, электроретинография представляет собой метод регистрации элект46

23

рических потенциалов сетчатки глаза в зависимости от условий освещенности, световой и темновой адаптации, действия фармакологических препаратов, заболеваний глаз и т. п. Электрический ответ обусловлен тем, что глаз является поляризованной системой, в которой положительный полюс расположен на роговице, а отрицательным полюсом является сетчатка. Наличие полюсов создает электрическое поле вокруг глаза. Движения глазного яблока приводят к изменению ориентации поля относительно установленных определенным образом электродов, которое фиксируется в виде электрического сигнала—электроретинограммы. Электрофизиологические методы отличаются от других методов исследования относительной простотой аппаратурной реализации. При съеме биопотенциалов электроды выполняют роль контакта между биообъектами и входной электрической цепью усилителя, выход которого обычно подключен к самопишущему прибору или устройству анализа сигналов. Конструкции электродов для этих целей весьма разнообразны и определяются задачами и методом исследования биоэлектрических процессов, а также требуемой точностью регистрации биопотенциалов. Однако, несмотря на простоту регистрации биопотенциалов, извлечение физиологической информации из записей этих процессов представляется весьма сложной задачей, что связано с недостаточной ясностью их генеза. Связь параметров регистрируемых электрических сигналов с состоянием исследуемого органа или системы устанавливается в соответствии с существующими на сегодня представлениями о природе возникновения биопотенциалов в различных системах организма. Так, с помощью электрокардиографии изучают электрические процессы, протекающие в самом сердце. Следовательно, ЭКГ отображает биоэлектрогенез сердца, а исследователь регистрирует суммарные потенциалы действия сердечной мышцы (миокарда). Путь распространения возбуждения по сердцу находит отражение в форме электрокардиосигнаг ла, который регистрируется при отведении биопотенциалов с поверхности тела, то есть на значительном расстоянии от генератора. Естественно, что каждому положению отводящих электродов на поверхности тела соответствуют определенная форма и амплитуда сигналов. Для стандартизации съема биопотенциалов при электрокардиографии предусматриваются стандартные (или специально оговоренные) системы отведений, которые и определяют различные варианты ЭКГ. При анализе параметров электрокардиосигнала необходимо учитывать неоднородность клеточного состава сердечной мышцы, принимающего участие в формировании этого сигнала Различают типичные сократительные и атипичные сердечные мышечные клетки (миоциты), между которыми обнаружены существенные несоответствия в структуре и фун-

кции, отражающиеся в биоэлектрогенезе. Так, свойство сердечной мышцы возбуждаться под влиянием импульсов возбуждения, возникающих в ней самой, без внешних раздражителей обусловлено процессами в атипичных волокнах миокарда, сосредоточенных в виде островков в различных отделах сердца [8,9]. Основным среди них является участок в правом предсердии между венозным сингром и ушком — синоаурикулярный узел. Этот узел возбуждается автоматически, остальные атипичные волокна лишь проводят это возбуждение. С них волна возбуждения поступает на типичные миокардиальные волокна. Процесс возбуждения постепенно охватывает новые участки сердечной мышцы, причем для каждой группы клеток характерна разная скорость проведения возбуждения на отдельных участках; время нахождения в возбужденном состоянии тонко согласовано. Чтобы ЭКГ стала диагностическим методом, необходимо выявлять изменения во всех этих сложных процессах по результатам регистрации электрокардиосигнала при разных положениях электродов на поверхности тела. Еще более сложная для расшифровки регистрируемых биоэлектрических сигналов ситуация возникает при использовании метода электроэнцефалографии, так как головной мозг характеризуется еще большим разнообразием клеточных структур, значительно большим количеством клеток, сложным характером взаимодействия отдельных структур. Электроэнцефалография представляет собой метод регистрации изменений разности потенциалов с поверхности головы, характеризующих биоэлектрическую активность различных участков мозга. Участки мозга содержат большое число нервных элементов, часто связанных между собой, а сами элементы находятся в химически активной среде, которая оказывает значительное влияние на суммарное распределение электрического поля. Мозг представляется объемным проводником, для оценки электрических свойств которого учитываются активная и реактивная составляющие импеданса, причем это сильно анизотропный проводник. Кроме того, на амплитуду регистрируемого сигнала с поверхности кожи головы значительное влияние оказывают электрические свойства покровных тканей, волосяной покров, качество наложения электродов и наличие токопроводящего слоя между электродом и кожей. Исключить влияние этих факторов позволяют варианты метода ЭЭГ — электрокортикография, а также электросубкортикография и электроцеребелография. Однако расшифровка записей электрических сигналов, получаемых при их использовании, представляет очень сложную медико-биологическую задачу. Кроме того, их применение связано с нарушением целостности черепных костей. Поэтому эти методы применяются значительно реже, да и то только в практике нейрохирургических клиник. 48

' )лектрическую активность мозга в функциональном отношении принято делить на спонтанную (фоновую), наблюдаемую при отсутствии псциальных внешних раздражений, и активную, появляющуюся на фоне ионтанной активности при прямом раздражении нервных клеток мозга •лементов) или поступлении импульсов по афферентным путям. При чом необходимо учитывать возможную взаимосвязь электрической ак•жиости исследуемого участка мозга с другими участками, даже далеко •лс положенными от данного. Действие раздражителя может быть короти м, но может длительно сохраняться в обширных участках мозга, опре11-ляя активность этих участков; возможен как единый режим активности к-рнных элементов мозга в ответ на раздражение, так и нарушение их на- фоенности. Все сказанное подтверждает эффективность применения метода ЭЭГ при проведении функциональных исследований. Большое число факторов, влияющих на электрическую активность | пловного мозга, затрудняет расшифровку электроэнцефалограмм, пред. | авляющих собой запись одновременной суммарной электрической акмпшости большого числа нервных элементов. Чтобы как-то облегчить анализ записей в практике электроэнцефалографических исследований, используют различные системы стандартных отведений, определяющих постановку электродов на поверхности кожи головы. Несмотря на отмеченные трудности, изучение одновременных и доi гаточно продолжительных записей электроэнцефалограмм позволяет чокализовать патологический очаг, дифференцировать разлитой патолоI нческий процесс от очагового, поверхностный от глубинного, опреде1ить степень распространения очага, глубину и тяжесть повреждения. ) ги возможности метода ЭЭГ делают его незаменимым в терапевтичеl ких задачах при подозрениях на нарушение мозгового кровообращения, и хирургии (например, при оценке уровня наркоза), нейрохирургии (например, при оценке степени черепно-мозговых травм), психиатрии и друiiix областях медицины. Казалось бы, наиболее простой является интерпретация результатов >лектромиографических исследований, так как при этом изучаются биоиотенциалы определенной группы мышечных волокон. Однако многие особенности процессов в мышцах, характер их изменений при разных условиях функционирования мышцы представляются неясными и трудноразличимыми по результатам изучения биопотенциала. Электрические явления в мышцах непосредственно связаны с нервной импульсацией, поступающей в первую очередь от мотонейронов. Мотонейрон связан с группой мышечных волокон, вместе с которыми он образует так называемую «двигательную единицу». Поэтому при исполь49

зовании метода электромиографии регистрируют либо потенциалы о i дельных двигательных единиц в виде импульсов разной амплитуды и продолжительности (в этом случае считается, что ритм колебаний поте! циала соответствует ритму возбуждения мотонейрона), либо так называ мую «интерференционную» электромиограмму, отражающую сумма! ную активность нескольких двигательных единиц. Таким образом, электромиограмма как регистрируемый сигнал в MI тоде электромиографии позволяет судить о состоянии мышечной сист мы, выявлять особенности иннервации (возбуждения) двигательных едн ниц, оценивать состояние двигательного аппарата при хирургических вмешательствах, определять наличие патологических процессов при ранней диагностике опорно-двигательного аппарата, когда клинические симптомы еще слабо выражены, а также контролировать процессы восстановления функций этого аппарата. Достоинствами метода являются естественность условий исследования и полная безопасность для пациента, что и привлекает внимание специалистов к этому методу. Метод электроокулографии представляет собой один из варианте » метода электромиографии — он предназначен для изучения биопотенц; алов глазных мышц. Значительные диагностические возможности это! >. метода при диагностике заболеваний органов зрения, связанных с нарушением движений глаз или поражением сетчатой оболочки (пигментная дегенерация, отслойка сетчатки, парез глаз и др.), специальные методические приемы выполнения исследований и способы съема биопотенциалов позволяют выделить его в самостоятельный класс. Сложность и многообразие форм биоэлектрических сигналов, задач исследования и методов регистрации, неоднозначность и нелинейность зависимости параметров сигналов от внешних условий затрудняют оценку состояния исследуемых органов и тканей по записям, получаемым с помощью графических регистраторов. Поэтому большое значение приобретает автоматическое определение характерных параметров биоэлектрических сигналов, проводимое непосредственно в процессе регистрации. Точность и надежность определения этих параметров в Значительной степени зависят от методов регистрации потенциалов, места наложения и типов электродов. Все сказанное позволяет сделать вывод, что при изучении биоэлек рических процессов в организме необходимо тщательно контролирова как способ отведения биопотенциалов, подбирая адекватную поставле! ной задаче систему отведений и тип электрода, так и способ обработки биоэлектрических сигналов с целью наиболее полного извлечения из них физиологической информации. 50

2.6. СИСТЕМЫ ОТВЕДЕНИЯ БИОПОТЕНЦИАЛОВ Разнообразие методов регистрации биопотенциалов, морфологиче1 кие и функциональные различия исследуемых органов и тканей порожмют множество систем отведения биопотенциалов, большинство которы\ специфично для того или иного метода регистрации [13]. Рассмотим методы отведения для основных классов электрофизиологических следований, наиболее широко используемых при диагностике и непре, | | ином контроле. Съем биопотенциалов независимо от класса, исследований произво1И 1ся с помощью электродов, накладываемых на поверхность предварик-льно обработанной кожи. Место наложения, число электродов и способ нч соединения обусловливают форму кривых. Практический выбор спо«"Па отведения в том или ином методе исследований биопотенциалов запнеит от решаемой медицинской задачи и диагностической ценности определяемых параметров. Под системой отведений понимается пространственное расположение электродов на поверхности тела человека, способ выявления разности потенциалов между двумя участками тела. При этом участок поверхности, на который накладывается электрод, определяется как позиция «лектрода, а гипотетическая линия, соединяющая электроды, с помощью которых регистрируется электрический сигнал в конкретном отведении, — как ось отведения. Ось каждого отведения делится на две (положительную и отрицательную) половины в соответствии с полярностью регистрируемого электрического сигнала. Все используемые отведения можно разделить на двухэлектродные и многоэлектродные. Двухэлектродные отведения формируют биполярные (или двухполюсные) отведения; они содержат два электрода, каждый из которых является измерительным, а разность потенциалов регистрируется между двумя точками поверхности тела. В многоэлектродных отведениях в требуемые точки тела накладываются две группы электродов и •лектроды каждой группы соединяются через резисторы (суммирующие цепи), образуя две ветви отведения. Общие точки каждой ветви подключаются ко входу усилителя. Число электродов в ветви может доходить до .4-16 (как, например, для электроэнцефалографии). При униполярных (монополярных) отведениях в каждой ветви может содержаться по одному электроду. В этом случае один электрод является измерительным, а другой представляет собой нулевой, индифферентный. Униполярное отведение позволяет регистрировать биоэлектрическую активность в тчке наложения измерительного электрода. Существует также смешанный тип отведения. 5J

-90°

Реализация указанных двух классов отведений для разных методов исследования биопотенциалов различна.

Системы

отведений

для

ЭКГ. Наибольшее распространение при регистрации скалярной электрокардиограммы получили 12 способов отведения, основанных на концепции треугольника Эйнтховена. Исследуя процесс регистрации биоэлектрической активности Р и с . 2.11. Треугольник Эйнтховена сердца, Эйнтховен сделал ряд допущений: представил человеческое тело по отношению к электрическому полю в виде однородного плоского проводника, генератор сердечной ЭДС заменил точечным диполем и поместил его в центре равностороннего треугольника, вершины которого расположил на правой и левой руках (у кистей) и левой ноге (у ступни). При таких допущениях сердце и три указанные точки должны располагаться во фронтальной плоскости, а работа генератора сердечной ЭДС будет отображаться в виде вектора, длина и направление которого могут изменяться только в пределах этой плоскости (рис. 2.11). Если обозначить потенциалы в вершинах треугольника через Ui, U2 и U3, то легко убедиться, что для треугольника Эйтховена выполняется условие U,+U 2 + U3 = 0.

(2.6)

Несмотря на приближенный характер концепции треугольника Эйтховена, она продолжает оставаться основной при выборе систем отведения в ЭКГ. Укажем эти отведения. 1. Три двухполюсных отведения от конечностей I, И, III (рис. 2.12). Они предназначены для определения величины, направления и изменений этих параметров эквивалентного электрического диполя сердца, которым описывается электрическая активность сердца. 2. Шесть униполярных грудных отведений по Вильсону Vj -ь Ve. Для таких отведений особенно важен выбор места наложения индифферентного электрода. По концепции Эйнтховена, сумма разности потенциалов, измеренных между вершинами треугольника, равна нулю. Следовательно, появляется возможность создать «нулевой» электрод. Для этого три конечности (вершины треугольника) подключаются через одинаковые резисторы (суммирующая цепь) к общей точке, которая и принимается за 52

+

-

+ .

+1

Р и с . 2.12. Классические отведения от конечностей

Р и с . 2.13. Схема отведений по Вильсону

нулевой электрод—электрод Вильсона (рис. 2.13). В общем случае измерительный электрод можно помещать в любую точку тела, к любой конечности или, как в данном случае, к определенной точке грудной клетки. Для системы грудных отведений выбраны шесть таких точек грудной клетки (рис. 2.14), соответственно которым получают шесть грудных отнедений. 3. Три усиленных однополюсных отведения от конечностей по Гольдбергеру (от обеих рук и левой ноги) — aVR, aVL, aVF. В этих отведениях сумммирующая цепь от общего нулевого электрода подключена только к двум точкам отведения (рис. 2.15). Разность потенциалов измеряется между третьей точкой отведения и нулевым электродом. Воспользовавшись выражением (2.6), нетрудно показать, что, согласно концепции треугольника Эйнтховена, амплитуда регистрируемых электрических сигналов сердца для этого типа отведений должна возрасти в 1,5 раза. Действительно, если измеряется потенциал в точке 2 — U2, то регистрируемое напряжение составляет U = U 2 - (Ui + U3) / 2.

Поскольку на основании (2.6) U2 = - (Ui + U3), то U = U2 + U 2 / 2 = 1 , 5 U 2 .

(2.7)

Усиленные отведения Гольдбергера уже не являются униполярными. Не униполярны и отведения по Вильсону, так как концепция треугольника Эйнтховена, на которой они основаны, носит приближенный характер. Исследования показывают также, что равновесный потенциал нулевого электрода Вильсона равен примерно 0,15— 0,26 мВ. Кроме того!, при подключении ну-

Рис

. 2.14.

Грудные отведения по Вильсону 53

левого электрода соединенные точки оказываются шунтированными резисторами суммирующей цепи, что искажает значения регистрируемых потенциалов. Однако потенциал электрода Вильсона изменяется незначительно, а выбором резистоaVF aVL aVR ров суммирующей цепи можно существенно уменьшить погрешность, Р и с . 2.15. Усиление отведения Гольдбергера вызванную шунтированием. Значение сопротивления таких резисторов выбирается в несколько кОм, причем указанная погрешность регистрации не превышает 1—5 %. Подключение резисторов в суммирующую цепь отведений по Гольдбергеру также позволяет снизить погрешности шунтирования до 1%. Известны и другие типы отведений для клинических применений: грудные двухполюсные, однополюсные от конечностей по Вильсону, пищеводные, внутриполосные и др. Однако они имеют ограниченное применение, так как либо не обеспечивают большой амплитуды регистрируемого сигнала, либо их использование методически не всегда оправдано. Для ряда специальных задач широко используются грудные отведения по Нэбу. В этом типе двухполюсных отведений используются тр электрода, расположенные так, что они образуют «маленький сердечнь треугольник» ADB (рис. 2.16). Один из электродов—электрод D — расположен на спине под лопаткой; разности потенциалов регистрируются между каждой парой электродов. Отведения удобны при проведении исследований с применением функциональных проб, для выявления гипертрофии желудочков, локализации нарушений коронарного кровообращения и т. п. Кроме отведений по Нэбу при исследованиях с функциональными нагрузками (в частности, в спортивной Медицине, космической медицине и др.) нашли применение и другие специальные двухполюсные отведения—по Бутенко, Воробьеву, CS, СМ и другие [13]. Основное назначение этих вариантов съема электрокардиосигналов не связано с клиническими исследованиями. Они применяются в тех случаях, когда необходимо быстро оценить общее состояние человека непосредственно в процессе трудовой деятельности или во время отдыха. Разработаны и специальные системы отведений и для векторной электрокардиографии. Вектор-кардиография (ВКГ) представляет собой мет^д пространственно-количественного исследования электрического поля сердца, в 54

Р и с . 2.16. Грудные отведения по Нэбу

основе которого лежит принцип получения пространственной фигуры, являющейся графическим изображением изменений величины и направления электродвижущей силы генератора сердечной ЭДС в течение одного цикла сокращения сердца. По существу вектор-кардиограмма — это проекция суммы разности потенциалов двух ЭКГ— отведений, вынесенных на плоскость. Известно более 30 вариантов построения вектор-кардиографических изображений. Многие из них представляют собой условное отображение лвух любых скалярных электрокардиограмм в виде фигуры на плоскости. Фигура представляет собой траекторию перемещения точки, пространстиенное положение которой в каждый момент времени определяется амплитудами соответствующих кардиосигналов, откладываемых на координатных осях плоскости. Такие построения не характеризуют действительного положения вектора сердечной ЭДС в пространстве. Среди методов отображения реального, положения вектора сердечной ЭДС в г рехмерном пространстве наибольшее распространение получили две сис гемы — система прекардиальных отведений по Акулиничеву и система ортогональных отведений по Франку. Каждая система предоставляет несколько отображений — вектор-кардиограмм, отражающих проекции пространственной траектории перемещения вектора сердечной ЭДС на разные проекционные плоскости. Указанные системы отличаются выбором проекционных плоскостей. В системе Акулиничева используются 5 (иногда 6) электродов; четыре (или 5) из них располагаются на передней стенке грудной клетки, а один — сзади (рис. 2.17). Такое расположение электродов позволяет по11 роить пространственную косоугольную систему координат. Электроды как бы формируют четырехугольную пирамиду, охватывающую пространство грудной клетки, в котором располагается сердце. Регистрируются 6 скалярных электрокардиосигналов с отведений: 1-3, 2-4, 1-5, 2-5, ?-5,4-5 (см. рис. 2.17) и по ним строится 5 отображений вектор-кардиограмм на плоскости — 5 ВКГ-отображений: 1-3 и 2-4, 1-3 и 2-5, 1-3 и 4-5, 2-4 и 3-5,2-4 и 1 -5. Иногда используется модифицированная система с до55

23

Отклоняющие системы

Р и с . 2.17. Построение вектор-диограммы

полнительным шестым электродом, расположенным напротив пятого, но на передней стенке грудной клетки. Система вектор-кардиографических отведений по Франку относится к классу корригированных ортогональных отведений. В ее основе лежит теоретическая модель Франка, в соответствии с которой сердце располагается в центре трехмерной ортогональной системы координат с фронтальной, горизонтальной и сагиттальной координатными плоскостями. Регистрируются три ортогональные проекции пространственной прецессии вектора сердечной ЭДС на основании регистрации 7-ми скалярных электрокардиосигналов (рис. 2.18), по которым строятся три ортогональных отведения, рассчитываемые по следующим соотношениям: Vx= 0,61 OA + 0,171С - 0,7811; Vy= 0,655F + 0,345М Vz= 0,133А + 0.736М - 0,2641

Рис. 2.18. Отведения по Франку 56

1,000Н; 0,374Е - 0,231С,

где А, С, I, F, М, Н, Е — электрические потенциалы в соответствующих точках на теле человека. Коэффициенты в уравнениях для расчета ортогональных отведений получены с помощью машинного моделирования с учетом реального расположения сердца в грудной клетке [13]. Рациональный выбор отведений определяет кардиолог, но обычно регистрируются электрокардиосигналы в 12-ти общеприня-

tux отведениях последовательно. если кардиограф одноканапьммй. и группами, если он многоканальный. Метод классической электрокардиографии применяется во многих случаях медицинской практики, когда регистрация производится в состоянии покоя I ui исключением случаев применения функциональных проб Р и с . 2.19. Отведения для динамических II М), в течение короткого интерисследований •шла времени, когда пациент ле-MiT неподвижно. В то же время известны медицинские задачи и показания к длительному непрерывному контролю и регистрации электрокардиограммы в условиях, отличных от состояния покоя: условия свободном> поведения человека в обычной жизни, в процессе профессиональной я-ятельности, в спортивной медицине, в экстремальных условиях и т. п. И >тих условиях возможно обнаружение преходящих нарушений ритма, I нноксии миокарда, коронарной недостаточности и других патологий »ердечной деятельности. Для такой регистрации используются методы динамической электрокардиографии, основанные на анализе длительных шнисей электрокардиосигналов [17]. Особое значение этот метод приобретает при мониторировании больных в острой и подострой стадиях инфаркта миокарда. Для динамической электрокардиографии обычно используют одно «и ведение. Увеличение числа отведений необходимо в тех случаях, когда диагностическая информация не может быть получена по регистрации в одном отведении. Для проведения динамических исследований нельзя пользоваться системой общепринятых отведений. Для этих целей разраГи> г аны специальные «мониторные» двухполюсные отведения, обеспечиишощие получение необходимой информации с учетом удобства крепления электродов и уменьшения помех анализу. Примеры расположения •лектродов приведены на рис. 2.19 (электрод N может быть расположен и н других точках грудной клетки). В системах с радиотелеметрической передачей электрокардиосигнала при использовании батарейного питания и близком расположении экранированных проводов электродов возможно использование всего двух электродов в отведении. Наблюдаемые при мониторных отведениях электрокардиограммы отличаются от полученных в общепринятых отведениях. Системы отведений для ЭЭГ. Существует несколько систем отведений для электроэнцефалографии. При регистрации электроэнцефалог-

раммы для оценки общего функционального состояния мозга обычно используют одноканальные системы; для выявления локализированного очага применяют многоканальную регистрацию энцефалограмм, поступающих с разных отделов мозга. Обычно число каналов регистрации равно 8 или 16 (даже 32), но известны схемы регистрации биопотенциалов мозга, включающие 4 и 2 электрода. Схема расположения электродов должна обеспечить их равномерное распределение по разделам — лоб' ные, затылочные, центральные, теменные и т. д.; электроды должны располагаться в строго симметричных точках обоих полушарий. Наиболее широко для таких исследований используется система 10/20 (рис. 2.20), принятая в 1957 г. Международной федерацией по электроэнцефалографии и клинической нейрофизиологии. В ней электроды располагаются на поверхности головы в точках, пространственные координаты которых привязаны к характерным анатомическим деталям головы — переносица, расположение ушных раковин, срединная линия черепа. Эти детали используются для определения расположения всех электродов равномерно по поверхности. Линии расположения электродов находятся друг от друга на расстояниях, пропорциональных 10 % или 20 % общего расстояния между соответствующими деталями (см. рис. 2.20). Как и в других электрофизиологических методах, при регистрации электроэнцефалограммы различают монополярные, биполярные отведения и их модификации. При монополярном отведении по системе 10/20 один из двух электродов (индифферентный) каждого канала должен располагаться на электрически нейтральной точке головы. В качестве такой точки чаще всего выбирают мочку уха или переносицу (причем для отведения с левого полушария используется мочка правого уха, и наоборот). Другой электрод (дифферентный) устанавливают на кожу головы над исследуемым активным участком мозга. Однако расположение индифферентного электрода не всегда удовлетворяет исследователя, так как точка установки этого электрода не является электрически идеально-нейтральной. В этих случаях по аналогии с ЭКГ создают искусственную систему «нейтральной» точки (нулевой электрод), используя схему суммирования (рис. 2.21). Главным недостатком такого «индифферентного» электрода можно считать взаимное влияние регистрируемых сигналов через суммирующую цепь. Поэтому для данной системы отведений неР и с . 2.20. Система отведений 10/20 58

Р и с . 2.21.Система отведений с суммированием 23

Р и с . 2.22. Система отведений цепочкой

обходимы контрольные отведения иного типа, установленные одновременно. При биполярном отведении все каналы независимы и разность потенциалов регистрируется между двумя электродами, расположенными над активными участками мозга. При этом зарегистрированная активность действительно наблюдается вблизи электродов или на участке между ними. Вместе с тем при биполярном отведении трудно оценить вклад в суммарную разность потенциалов каждого участка, над которым расположены электроды. Для установления вклада отдельного участка мозга в общую активность применяют отведение цепочкой; в этом случае для двух соседних каналов съема один электрод является общим (рис. 2.22). Такая комбинация биполярного отведения с элементами монополярного позволяет детально точно локализировать очаг возбуждения. Частным случаем отведения цепочкой является триангуляция — тип отведения, при котором используются три электрода, расположенные вокруг очага возбуждения фсугольником (рис. 2.23). С целью увеличения надежности регистрации •лектроэнцефалограммы рекомендуется пользоваться разными типами отведений. Системы отведений для электромиографии. При регистрации •лектромиограммы, как правило, используется одна пара электродов, устанавливаемая в определенных точках тела. Для отведения интерференционных электромиограмм применяются поверхностные электроды, которые накладывают вдоль исследуемой мышцы на те места, где амплигуда биопотенциалов максимальна. При регистрации локальных электромиограмм используют игольчатые электроды, вводимые под кожу и тем самым локализующие исследуемые двигательные единицы. По способу ч.ема также различают монополярные и биполярные отведения. Системы отведений для электроокулографии. При использовании ' ЮГ электроды накладывают около глазной впадины по поперечной или продольной оси глаза (рис. 2.24). Известно несколько способов наложения электродов, однако наибольшее распространение получили две сис-

кожно-гальванической реакции. Обычно эта реакция регистрируется с помощью электродов, которые накладываются на поверхность ладони или стопы (двухполюсное отведение).

U2.3

Р и с . 2.23. Система отведений треугольником

По Француз и Дсбуку

По Р.Н. Лурье

Р и с . 2.24. Система отведений для элеюроокулографии

темы. В обоих системах используются четыре электрода. В первой из них — системе отведений по Француа и Дебуку — два электрода располагаются ниже нижнего века: один—над верхним веком и один—у края глаза. При этом регистрируются три электроокулограммы: две горизон тальные — отведения 1-2, 4-2 и одна вертикальная — отведение 1-3. П другой системе четыре электрода охватывают глаз со всех сторон; регистрируются два сигнала: горизонтальная окулограмма—отведение 1-2 п вертикальная окулограмма — отведение 3-4. Выбор той или иной системы зависит от привычки исследователя; диагностические возможности примерно одинаковы. Трудности регистраа) Роговица ции электроретинограммы связаны с трудностяСетчатка ми наложения электрода для подключения к сетчатке глаза (рис. 2.25). Для этих целей использу6) ют электрод, вмонтироСветовой раздражитель ванный в контактную линзу; в качестве индифферентного электрода исЭлектроретинограмма пользуют электрод, подключенный к мочке уха или наложенный на лоб. Наиболее простая си100 200 Р и с . 2.25. Система" отведений для стема отведений харак«лектроретинографии терна для регистрации 60

2.7. ДИАГНОСТИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ, РЕГИСТРИРУЕМЫЕ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКИМИ МЕТОДАМИ При оценке диагностических возможностей любого из электрофизиологических методов, рассмотренных выше, большое значение приобретают информационные параметры (показатели), которые можно получить (оценить или измерить) с его помощью. Диагностическая информация содержится в параметрах электрических сигналов — амплитуде, длительности импульсов, частоте и т. д., поэтому для ее «извлечения» используются различные методы обработки сигналов. Однако только при регистрации биопотенциалов параметры электрических сигналов совпадают с диагностическими показателями. Для импедансных методов измерения и методов электроемкостной регистрации в качестве показателей выступают иные электрические свойства биотканей и органов (например, активные и реактивные составляющие импеданса, диэлектрическая проницаемость, емкость и др.), получение числовых значений которых связано с продолжительной обработкой сигналов с помощью устройств первичной обработки1. Можно определить несколько классов диагностических показателей независимо от конкретного метода исследований. Среди них следует выделять ряд групп показателей: простые, относительные, сложные и составные. Группу простых показателей составляют значения физически интерпретируемых величин. Например, к такой группе следует отнести: ампли• уды зубцов при регистрации биопотенциалов, значение проводимости или диэлектрической проницаемости биоткани, временные промежутки между характерными точками сигнала, длительность импульса или пачки импульсов и т. п. Группа относительных показателей включает показатели, которые можно рассчитать, если известны ее составляющие. Например, скорость нарастания биопотенциала, отношение характерных временных интерваюв, величина относительного изменения сопротивления или емкости исследуемого участка биоткани и т. п. 1 Дополнительная обработка диагностических показателей.

сигналов

требуется

для

получения

значений 23

В группу сложных показателей входят такие, для оценки которых используются специальные приемы обработки сигналов. Например, для вектор-кардиографии по изображению вектор-кардиограммы оценивают угловые размеры, величину и направление векторов электрической оси сердца и отдельных зубцов вектор-кардиограммы, площади «петель» в вектор-кардиограмме, угловую и линейную скорость перемещения вектора сердечной ЭДС за время одного сокращения. К этой же группе следует отнести геометрические параметры, определенные по записям скалярных электрограмм любого типа (например, площадь под кривой электроретинограммы). Иногда для оценки показателя вводятся специальные единицы измерения — например, единицы Ашмана: 1 ед.Ашмана = = 4 мкВ с для измерения площади зубцов. Сложные показатели — индексы, как правило, вводятся для интегральной оценки состояния по электрофизиологическим данным; часто эти показатели характеризуют субъективные пожелания исследователя — автора того или иного показателя. Примером такого рода показателей могут служить вектор «желудочкового градиента», определяемый по данным вектор-кардиографии, различные «сердечные индексы» и др. Отмеченные показатели являются количественными, могут быть выражены цифрой. Большинство таких показателей определяются с помощью специальной обработки электрических сигналов. Однако большую диагностическую ценность представляет и графическая запись электрических сигналов, отражающих исследуемые физиологические процессы. Подробный анализ диагностических показателей для каждого метода электрофизиологических исследований не входит в задачу данной книги. Их можно найти в специальных изданиях.

Г л а в а

3

ЭЛЕКТРОДЫ И ЭЛЕКТРОДНЫЕ СИСТЕМЫ

3.1. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ С Х Е М Ы КОЖНО-ЭЛЕКТРОДНОГО КОНТАКТА л Биоэлектрические сигналы, регистрируемые с помощью различных методов электрофизиологических исследований, особенно при регистрации биопотенциалов (то есть в отсутствие внешних источников тока), являются существенно малыми по амплитуде и занимают области низких и инфранизких частот. В качестве примера в табл. 3.1 приведены значения амплитуд и полос частот анализируемых сигналов при различных методах исследований, связанных с регистрацией биопотенциалов. Таблица Характеристики электрических сигналов для различных электрофиэиологических методов (в узком смысле) Параметр

Электрофизиологический метод ЭЭГ

ЭМГ

эог

0,1—5,0

0,02—0,3

0,01—1,0

0,02—2

1—100

0,01—2000

0,1—2000

1—10000

0—30

0,05—10

ЭКГ

Амплитуда, мВ Полоса частот, Гц

3.1

КГР

При регистрации изменений импеданса биотканей электрические сигналы также имеют малые значения, а диапазон частот, в котором производятся исследования, может быть расширен. Эти обстоятельства определяют жесткие требования к электродам по минимизации потерь полезного сигнала. Данные требования необходимо учитывать как при разработке конструкций электродов, так и при отработке методик выполнения соответствующих исследований. Общим требованием, предъявляемым к поверхностным электродам, является требование уменьшения переходного сопротивления «электрод—кожа», влияющего на погрешность регистрации амплитуды электрического сигнала. Значение этого сопротивления зависит от типа мате63

риала электрода, свойств кожи, площади ее соприкосновения с электродом и от свойств межконтактного слоя между электродом и кожей. В общем случае структуру участка контакта между электродом и кожей можно представить в виде, изображенном на рис. 2.2. Между ними размещен тонкий слой электролита, возникающий за счет естественного процесса (выделения потовых желез) или вносимый при наложении электрода (различные токопроводящие составы). ПоверхносЬ. контакта предполагается плоской, так как на расстояниях, сравнимых с геометрическими размерами электрода, кривизной поверхности тела можно пренебречь. Для исследования погрешностей регистрации амплитуд электрических сигналов и частотных характеристик целесообразно воспользоваться эквивалентной схемой контакта кожа—электрод. Однако не существует общей для всех электрофизиологических методов эквивалентной схемы. Каждую поверхность раздела сложной морфологической структуры кожно-электродного контакта можно представить на электрической Э1 вивалентной схеме сложной электрической цепью, содержащей сопротивления и емкости. Такую цепь легко пересчитать в простую Параллельную RC-цепь и получить эквивалентные параметры контакта RK_3 и Ск.,. Эти параметры зависят от частоты тока, однако учет частотной зависимости существенно усложняет анализ, не давая значительного выигрыша в точности оценки погрешностей регистрации. Наиболее просто электрическая модель биологического объекта представляется в низкочастотном диапазоне, где ее можно изобразить в виде параллельного соединения активного сопротивления и емкости. Для других условий в схеме приходится учитывать ряд дополнительных факторов, поэтому эквивалентные схемы изменяются. На рис. 3.1 приведены эквивалентные схемы биологического объекта в низкочастотном диапазоне частот (а); при изучении поверхностных а)

6)

R

9)

н н

rdh 0—I.

I—0

чн

Г)

г О

0—М_]— Ч Н

—1

ш

нн

Р и с . 3.1. Типовые электрические эквивалентные схемы биологического объекта 64

слоев кожи и подкожной клетА В чатки (б); мышечных тканей в сочетании с другими компонентами, такими, как жир, кровь и т. д. (в); более глубоких слоев тела и внутренних органов (г); для внутричерепной области (д) [18]. Кроме электрических снойств биологической ткани и кожно-электродном контакic необходимо учитывать характеристики и других соР и с . 3.2. Эквивалентная схема для ставляющих — приэлектродимледансометрических двухэлектродных ной жидкости и электрода. исследований Вследствие невозможности обеспечения достаточно хорошего и устойчивого контакта электрода по всей его поверхности между электродом и кожей помещают различные контактные средства в ииде электродных паст, матерчатых прокладок, пропитанных физиологическим раствором NaCl и т. п. При этом образуется дополнительный импеданс контактного слоя, имеющий активную и емкостную составляющую. При разработке эквивалентных схем кожно-электродного контакта следует также учитывать, что для регистрации биопотенциала используются как минимум два электрода. Одной из наиболее популярных эквивалентных схем кожно-электродного контакта при наложении электродов на поверхность кожи для имнедансометрических измерений является схема, изображенная на рис. 3.2 112]. Здесь Ямэ—сопротивление межэлектродного слоя; R3n — сопротивление эпидермиса под электродом; Ск — емкость электрод—кожа; RKn — сопротивление кожного покрова (поверхностное между двумя электродамн); С*, Яж—емкость и сопротивление кожных и мышечных тканей. Вариант эквивалентной схемы электродной пары, отражающей элекI рохимические явления, происходящие в системе двух металлических •лектродов, наложенных на биообъект через электропроводную среду, приведен на рис. 3.3 [11]. На этой схеме CD(f) и Ro(f) — емкость и сопрожвление объекта; Яф — фарадеево сопротивление, возникающее за счет нро гекания тока; R„ и Св — сопротивление и емкость Варбурга; С дс —емкость двойного электрического слоя, отражающая наличие между электродом и объектом специальных токопроводящих паст. Строение двойноIX) слоя и величина емкости Сдс сильно зависят от диэлектрической проI

Члсктрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

65

-дс

Сдс

Co(f) pffl

Э1

1

0-4

Э2 >—&

Ro(f)

Иф R« Св

Q R, Иф

Р и с . 3.3. Эквивалентная схема, отражающая электрохимические процессы

ницаемости и проводимости электродной пасты, а также от абсорбционных токов на поверхности электродов. Изменения потенциалов электродов, связанные с преодолением внутреннего сопротивления R,- электрохимической цепи, называют омической составляющей поляризации. Эта часть пропорциональна току AU=1R,. Вследствие малой скорости подачи ионов к электроду, ограничиваемой медленной диффузией, создается дополнительное электродное сопротивление R„ и емкость Св, называемые соответственно сопротивлением и емкостью Варбурга. Полное электродное сопротивление, возникающее за счет диффузии ионов к поверхности электродов ZB, называют импедансом Варбурга и определяют с помощью выражений: ZB = (1 -j)T)B/л^о ;

Яв = т1в/'\/ю; С в = I/tibVCO,

где г)в — постоянная Варбурга, зависящая от диффузии; со—частота. Импеданс Варбурга определяет диффузионный ток носителей заряд . к границе раздела двух фаз и зависит от их концентрации вблизи электро дов. Его активная и реактивная составляющие зависят также от частоты (рис. 3.4). RB.OM Св,мкФ Величина поляризационной ем102 io3 кости С„, как уже отмечалось, зависит от многих факторов: площади и Св 102 104 материала электрода, состава электRe ролита, температуры и частоты и моio4 1 жет принимать значения от долей мкФ до тысяч пкФ на см2. Для поляризационного сопротивления диапа67 10"2 10" 1 101 102 f, Гц зон изменения в зависимости от тех Р и с . 3.4. Характеристика импеданса же факторов —• от единиц до тысяч Ом.

Полный импеданс электродной системы с учетом всех отмеченных факторов: г \ 1 Z3C — Zq + Ro+Z. где Zo — импеданс кожи. При исследовании влияния кожно-электродного контакта на точность регистрации биоэлектрических потенциалов нашла применение 23 другая эквивалентная схема (рис. 3.5), в которую включены кроме величин эквивалентных параметров контакта сопротивления RK.3 И емкости Ск_э эквивалентные параметры самого электрода Z3, эк0вивалентное сопротивление подР и с . 3.5. Эквивалентная схема кожных тканей RnK и входной имкожно-электродного контакта при педанс ZBX усилителя биопотенциарегистрации биопотенциалов лов [5]. Сопротивление RKO и емкость Ск.э можно выразить через усредненные локальные параметры — удельное сопротивление р и диэлектрическую проницаемость Е: о

=ph

S

.

r

eS h

где S — эффективная площадь электрода; h — толщина высокоомного слоя кожи. Для живых тканей р изменяется в пределах до 100 000 Ом/см. Например, на поверхности участков кожи при постоянном токе и электроде площадью 4—5 см2 значение RK.3 лежит в пределах 5—10 кОм, а для точечных электродов оно достигает значений 100 кОм. Емкость Ск_э оценивается величиной 10—20 мкФ/см2. Наибольшую сложность представляет оценка величины h, так как последняя значительно изменяется по поверхности тела и для разных пациентов. Необходимость учета полезной площади электрода S объясняется гем, что при наложении последнего происходит растекание пасты или физиологического раствора по коже и появляются потовые выделения; при этом размеры электрода как бы увеличиваются. Кроме того, импеданс контакта, как и при других электрофизиологических исследованиях, может изменяться из-за электрохимических процессов на переходах его структуры.

В общем случае приэлектродные явления сопровождаются тремя видами электрохимических процессов, вызывающих появление эффектов поляризации: — химическая поляризация, связанная с химической природой электродов; — электрохимическая поляризация, вызываемая замедлением электродной реакции; — концентрационная поляризация, вызываемая изменением концентрации потенциалопередающих ионов у электродов. Наличие непосредственного контакта между электродами и тканями тела и существование на границах раздела контактирующих сред двойных электрических слоев служат источником специфических помех при биоэлектрических исследованиях. При взаимном относительном перемещении электрода и кожи вдоль поверхности раздела двойные электрические слои разрушаются, что приводит к мгновенному изменению потенциала, то есть к генерации помех. Это еще один из специфических источников помех (наряду с отличиями в величине h и вариациями эффективной площади электрода), характерных для исследований биоэлектрических явлений.

3.2. КЛАССИФИКАЦИЯ НАКОЖНЫХ И ПОДКОЖНЫХ ЭЛЕКТРОДОВ К электродам как к элементам съема информации предъявляются специфические требования: — обеспечение минимальных искажений регистрируемого биопотенциала и отсутствие раздражающего действия (токсической реакции) на биологическую ткань; — быстрая фиксация электрода на любом участке тела без артефактов и помех за счет его конструктивного оформления; — эластичность при достаточной механической прочности и высокая технологичность при изготовлении; — экономичность и высокие эксплуатационные характеристики, так как подготовка электродов к эксперименту, стерильность их подключения к биообъекту. Обслуживание в процессе съема биопотенциалов осуществляет, как правило, младший медицинский персонал. По электрическим свойствам применяемые в медицине электроды делятся на три основные группы. К электродам первой группы относятся главным образом металлические электроды; такие, у которых электродная реакция происходит только между металлом электрода и его катионами Ме+, находящимися в растворе (ртутные, серебряные, медные, свинцовые, водородные, платино68

23

вые, золотые, никелевые и т. д.). Равновесный потенциал таких электродов в соответствии с (2.2) определяется как <р = Фо + —1п[Ме + ]. nF

(31>

Однако большинство металлов, которые могли бы использоваться в качестве электродов первой группы, не применяются для этих целей. Они быстро окисляются, пассивируются, их поверхность покрывается пленкой химических соединений, приводящей к неконтролируемым флуктуациям потенциала электрода. Электроды второй группы образуются из металла, его малорастворимой соли и анионов этой соли, концентрация которых определяет равноиссный потенциал таких электродов ф = фо - — 1п[СГ]. (3.2) nF Знак (-) перед In обусловлен тем, что образование отрицательных ионов (СГ, ВГ и др.) из нейтральных атомов является процессом их восс гановления, а не окисления, как в случае образования положительных ионов в электродах первой группы. Типичными примерами электродов и горой группы являются хлорсеребряный, сульфатно-ртутный и каломельный электроды. Электроды третьей группы (газовые электроды) представляют собой сложные системы, поскольку их потенциалы зависят не только от активности потенциапопределяющих ионов в растворе (катионов или анионов), но и от парциального давления газа в растворе. Конструктивно электроды третьей группы представляют собой пористые системы, например, платиновая чернь, графит, иногда золото. Отдельной группой стоят стеклянные электроды, электродные потенциалы которых зависят в основном от активности ионов водорода. Электрические свойства электродов следует считать основной их характеристикой, однако целесообразно классифицировать электроды и по другим признакам: назначению, области применения, конструктивному исполнению, техническим характеристикам. Можно выделить четыре группы электродов по их назначению: — для одноразового использования в основном в кабинетах функциональной диагностики; — для длительного, непрерывного наблюдения биоэлектрических сигналов в условиях палат реанимации, интенсивной терапии, при исследовании состояния человека в процессе трудовой деятельности;

— для динамических наблюдений при наличии интенсивных мышечных помех в условиях физических нагрузок, в спортивной медицине и палатах реабилитации; — для экстренного применения в условиях скорой помощи. Для электрофизиологических применений используется огромное количество электродов различных видов, типов, параметров и конструкций, которые позволяют регистрировать потенциал, ЭДС, ток, сопротивления (активное, реактивное и комплексное). Поэтому их практическая классификации, хотя и весьма актуальна, но и затруднительна. Наиболее общим классификационным признаком считают вид контролируемого сигнала, например электроды для ЭКГ, ЭМГ, РПГ, ЭЭГ и т. д. С точки зрения уточнения требований к входным цепям электронных схем можно классифицировать электроды по степени проводимости: — проводящие (обратимые, пористые, металлические); — с низкой проводимостью (резистивные, резистивно-емкостные); — непроводящие (со структурой МДП, емкостные). Кроме того, электроды можно дифференцировать по способу крепления (на присосках, на прижимах, с помощью пластырей, в виде клипс и прищепок и т. д.), конструктивным особенностям и т. д. В следующем разделе будут рассмотрены примеры конструктивного выполнения электродов различного назначения.

3.3. АРТЕФАКТЫ ЭЛЕКТРОДНЫХ СИСТЕМ При использовании электродов для съема информации с биообъекте следует иметь в виду большое количество факторов — артефактов, влияющих на получаемую информацию, включая явления, возникающие на участках кожно-электродного контакта [5, 19, 20]. Помехи, генерируемые электродами, можно условно разделить натри группы: — электродные потенциалы и межэлектродные напряжения, возникающие на границах раздела фаз (обмен заряженными частицами) при выполнении основных условий электрохимического равновесия, контактные потенциалы; — поляризация электродов, заключающаяся в изменении стационарных (бестоковых) электродных потенциалов и соответствующих им межэлектродных напряжений при замыкании электрической цепи; — электрокинетические явления, возникающие из-за взаимного относительного перемещения фаз вдоль поверхности раздела при механических движениях; помехи этого вида часто называют двигательными или шумом движения. 70

23

В ряде задач рассматриваются помехи, создаваемые необратимыми диффузными процессами, разрушающими электрод. Таким образом, при проектировании и эксплуатации электродов и электродных систем чаще всего исследуют и контролируют следующие параметры электродов: — величину электродного потенциала; — временные изменения (динамику) электродного потенциала; — уровень шумов движения; — полное электродное сопротивление; — время установления ионного равновесия между биообъектом и контактирующей средой. Иногда по условиям применения электродов необходимо отдельное пчучение активных и реактивных составляющих электродной системы и представление о причинах, вызывающих их неуправляемое изменение. В ряде применений приходится проводить и более тонкий анализ причин помех, например выяснение величины и формы токов, снижающих до допустимых пределов необратимые электродные процессы [21]. Необходимо также учитывать вопросы, связанные с обеспечением совместимости исследуемого биообъекта с материалами электрода и контактирующих сред (исключение процессов интоксикации). Определенную погрешность в измерения вносит состояние контактной поверхности биообъекта. Например, при наложении электродов на поверхность кожи необходимо учитывать, что электрическое сопротивление кожи неодинаково у разных людей и на различных участках одного н того же человека. Оно так же, как и полное сопротивление тела, зависит от физических характеристик и состояния живого организма, от патологических отклонений. Наибольшим сопротивлением обладают поверхностные роговые слои кожи ладоней, плоскости стопы, пальцев. Сопротивление кожи, обработанной 20 %-ным раствором NaCl, снижается до нескольких сотен и даже десятков Ом. Выделение пота, увлажняющего кожу, значительно уменьшает ее электрическое сопротивление, тогда как выделения сальных желез увеличивают это сопротивление. Сильное влияние оказывает подсыхание приэлектродных проводящих жидкостей. Эти и ряд других факторов создают также непостоянство электрических параметров на участке кожно-электродного контакта. Микроорганизмы, находящиеся на поверхности кожи в межэлектродной среде, могут создавать напряжение шумов, иногда соизмеримое с полезным сигналом. Для устранения этих явлений используют целый комплекс мероприятий, включающих выбор частоты и величины тока через объект, обработку кожи, выбор материалов и конструкции электродов, подбор контактных средств и др. Например, для электродов, накладываемых на поверхность кожи, чтобы снизить влияние поляризационных эф-

фектов, применяют пористые электроды с хорошо развитой поверхностью, токи повышенной частоты и уменьшают плотность электродного тока. Желательно также, чтобы ЭДС поляризации материала электрода была мала по сравнению с ЭДС источника переменного тока, а удельная электропроводность среды между кожей и электродом — во много раз больше удельной электропроводности участка кожи, с которым осуществляется контакт. При соблюдении этих условий случайные изменения ЭДС поляризации и концентрации электролита (за счет функций кожи) оказывают незначительное влияние на измеряемую величину. Для основных типов электродов, применяемых в медицинской практике, заводы-изготовители гарантируют соблюдение граничных параметров электродов. В табл. 3.2 приводятся значения электрических параметров наиболее распространенных электродов для снятияЭЭГ и ЭМГ. Таблица

3.2

Электрические параметры электродов Параметр

Значение параметров для типов электродов ЭМГ-электроды

Кожные ЭКГ-электроды кратковременного контактирования

Электрическая прочность, В, не менее

30

Сопротивление изоляции R, Ом, не менее

10"

Разность электродных потенциалов dU, мВ, не более

100

Дрейф разности электродных потенциалов (напряжение дрейфа) Uv, мкВ, не более

250

Напряжение шума UT, мкВ, не более

30

Напряжение электромеханического шума Us, мкВ, не более Полное сопротивление электрода Z, Ом, не более

длительного контактирования

кожных

—

—

20

5*10

15 •

—

—

-

—

Время готовности Т|, мин, не менее

10

15

5

1 с

Время непрерывного контактирования Т2, ч, не менее

0,5

24

1

2/3

72

Параметром электрода, ответственным за частотные свойства системы съема сигнала в целом, является его кожно-электродный импеданс — переходное сопротивление между электродом и кожей. Как уже отмечалось, этот импеданс зависит от многих параметров: материала и размеров •лектрода, способа обработки кожи, качества контактной жидкости. Переходное сопротивление между чистой сухой кожей и электродом может достигать сотен килоом, а с помощью помещения между ними токопроиодящих жидкостей это сопротивление уменьшается до десятков килоом. < >днако есть еще один фактор, влияющий на кожно-электродный потейциап, — это «электрический» тип электрода. Анализ вариантов выполнения электродов позволяет выделить нескоЛ1.ко таких типов, отличающихся значением собственного импеданса /.,: резистивные (Z3=R3), емкостные (Z3=l/jcaC3), резистивно-емкостные (Z,=R3+l/j(oC3). Величина Z3 в значительной степени определяет частотные свойства системы съема. К резистивным электродам относится наиболее распространенная I руппа металлических электродов (Z3=R3=0). Эквивалентная схема входной цепи электродного усилителя при использовании такого электрода имеет вид, изображенный на рис. 3.6. Тогда входная цепь выполняет функцию делителя сигнала, частотная характеристика которого и определяет частотные свойства системы съема. Импеданс системы «кожа—металлический электрод» z _

—

100

—

игольчатых

3.4.КОЖНО-ЭЛЕКТРОДНЫЙ ИМПЕДАНС

R-» j mRLc.-3 г 1 + (юЯк.эСк_э) 1 + (toRK_3CK_3 )2

По этому выражению легко оценить частотную зависимость модуля кожно-электродного импеданса, представляемого в виде параллельной цепи RK_3 Ск_3, и рассчитать частотную характеристику входной цепи усилителя, если известен входной импеданс усилителя ZgX. Так как при этом н схеме нет ни одного элемента, параметром которого можно было бы управлять, то возможны большие частотные искажения из-за несогласованности входного делителя. Основным преимуществом емкостных электродов является отсутстине контактных и поляризационных потенциалов, возникающих при использовании металлических электродов. Такой электрод представляет собой металлическую пластинку, покрытую тонким слоем диэлектрика. Хорошие результаты по изготовлению емкостных электродов для съема биопотенциалов были получены при использовании в качестве основы анодированного тантала или диэлектрика из БЮг [5]. Эквивалентная 73

сэ

Rk-Э

ЧЬ®

Rbk Rk-J Р и с . 3.6. Эквивалентная схема входной цепи усилителя с металлическим электродом

Rit-э

Р и с . 3.7. Эквивалентная схема кожно-электродного сопротивления для емкостного электрода

электрическая схема кожно-электродиого импеданса для электрода этого типа представлена на рис. 3.7, а его импеданс определяется следующим выражением: 2

R.

Zk-M.J

1 +(«ЛМС„У

-J

coR с

1

«с,

Модуль этого комплексного сопротивления R |ZK.M,| ~ ,

соСз

/

характеризует частотные свойства этого электрода. Характер частотной зависимости модуля кожно-электродного сопротивления для емкостного электрода (при Сэ=20 ООО пФ, RK_3= 5кОм, Ск.э=0,2 мкФ) иллюстрирует кривая «а» на рис. 3.8. Из нее следует, что полное сопротивление для емкостных электродов быстро возрастает с уменьшением частоты, а это при регистрации сигналов с частотой менее 0,5 Гц приводит к недопустимо большим погрешностям. Недостаток емкостных электродов по передаче низкочастотного спектра сигналов в определенной мере компенсируется для резистивно-емкостных электроZK--j,, Мом дов [5], отличающихся too ют чисто емкостных небольшой проводимостью 10 диэлектрика (р~ 10"6 Ом • см и менее), обра0,1 зующего емкость. Эк0,01 вивалентная электриче10" 10 101 10 103 10" f, Гц 10" ская схема кожно-элекимпеданса Р и с . 3.8. Частотная зависимость кожно-электродного тродного импеданса для разных типов электродов для этого типа электро74

Кэ

I' и с . 3.9. Эквивалентная электрическая схема кожно-электрического сопротивления для резистивно-емкостного эледргр'ода

Р и с . 3.10. Эквивалентная электрическая схема кожно-электродного сопротивления для резистивиого электрода

дов приведена на рис. 3.9, а выражение для кожно-электродного импелинса имеет вид Z

=

^ н ^ """ l+RMCM)2 l+(coR,C3)2

j

2 coRк-э Ск-э , g)R2ЭCЭ l+(a)R M C M ) a l+(coR3C3)

Анализ частотных свойств импеданса для этого электрода уже представляет собой сложную задачу, а характер частотной зависимости модуля кожно-электродного импеданса (при Rk.3= 5 кОм, Ск.3 = 0,2 мкФ, К, = 900 кОм, С3 = 2000 пФ) характеризует кривая «б» на рис. 3.8. Видно, что в инфранизкочастотной области спектра модуль кожно-электродного сопротивления является практически постоянным, а, начиная с частот нескольких герц и более, резистивно-емкостные электроды по частотным свойствам приближаются к емкостным электродам. Известен еще один тип резистивиого электрода, для которого Z3=R3, го есть имеющего только активную часть импеданса (эквивалентная »лектрическая схема импеданса резистивиого электрода приведена на рис. 3.10). Анализ частотных свойств модуля кожно-электродного сопротивления для резистивиого электрода [5] показывает наличие значительных частотных искажений для диапазона частот, начиная с 1000 Гц и имше. Простота и технологичность этого типа электродов позволяет их рекомендовать для регистрации сигналов в частотном диапазоне от инфранизких частот до 1000 Гц. Так, эти электроды пригодны для регистрации электрокардиограмм или реограмм, однако они не удовлетворяют требования к частотной характеристике, например системы съема электроэнцефалограммы.

3.5. КОМБИНИРОВАННЫЙ МЕТОД ИССЛЕДОВАНИЯ ПОГРЕШНОСТЕЙ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКИХ МЕТОДОВ Анализ комплексного сопротивления кожно-электродного контакта и его влияния на точность передачи амплитуды сигнала не исчерпывает все проблемы, связанные с исследованием погрешностей съема электрофи75

экологической информации. Известно, что на точность регистрации сигналов и достоверность интерпретации результатов электрофизиологических исследований оказывают влияние многие факторы случайной природы. Однако среди них далеко не все можно контролировать и управлять их значениями. Представление о потенциальной точности регистрации и основных источниках погрешностей дает анализ методических составляющих, сопровождающих процесс регистрации, среди которых можно выделить несколько групп, характерных для электрофизиологических исследований в широком смысле: — погрешность импеданса — падение части электрофизиологического сигнала на импедансе системы «кожа—электрод»; — погрешность искажения — искажение регистрируемого сигнала за счет искажений электрического поля биообъекта, вносимых проводящим материалом электрода и входными токами электродного усилителя; — погрешность наложения — неточность наложения электрода на выбранную точку; — погрешности методики подготовки эксперимента—разброс формы и размеров электродов, различие в свойствах применяемых токопроводящих жидкостей и паст. При регистрации биопотенциалов приходится учитывать еще две группы методических погрешностей: — погрешность усреднения — невозможность измерения потенциала в теоретически заданной точке тела в силу конечных размеров электрода и, следовательно, усреднение его под электродом; — погрешность разбаланса — разбаланс суммирующих цепей нулевых электродов с учетом сопротивлений кожи и входного сопротивления усилителей биопотенциалов. Такое количество групп методических погрешностей затрудняет анализ их совместного влияния на точность регистрации электрофизиологических сигналов. Теоретическая оценка всех составляющих методических погрешностей затруднена сложностью и многообразием связей между параметрами комплексного сопротивления кожно-эЛектродного контакта, свойствами электрода, кожи и подкожных тканей, характеристиками внешних физических факторов, строго учесть которые не представляется возможным. Большие трудности возникают и при экспериментальной оценке отдельных составляющих методической погрешности вследствие невозможности управления и фиксирования на заданном уровне параметров организма. В технических приложениях для оценки погрешностей измерения параметров используют несколько подходов: 76

— разработка образцовой аппаратуры и поверка технических средств широкого использования по ней; — проведение специальных теоретических и экспериментальных исследований, в ходе которых кгожно получить оценки допустимых максимальных погрешностей, с которыми приходится считаться, если нет возможности улучшения метода измерения. В медико-биологической практике оба подхода могут быть использоЬаны, но надежного результата они дать не могут ввиду большого количества влияющих факторов, в особенности факторов, источником которых я иляется сам биологический объект. Выход из такой ситуации может дать 1ак называемый комбинированный метод исследования погрешностей измерения сигналов. Он включает две процедуры. 1. Выделение основных факторов—источников погрешностей. В качестве основных используются хорошо интерпретируемые параметры измерительной системы, через которые может проявляться влияние всех других факторов случайной природы. Эти основные факторы должны определяться количественно или для них должен быть известен закон.изменения. 2. Стабилизация значений основных факторов. При проведении исследований точности регистрации сигналов создают условия стабилизаI ши основных факторов либо на уровне их значений, либо опираясь на закон их изменения. Такими основными факторами для измерения электрофизиологических сигналов являются: — форма и геометрические размеры электродов; — место наложения каждого электрода (система отведений); — входной импеданс электродного усилителя; — импеданс кожно-электродного контакта; — удельное сопротивление подкожных тканей; — значение изменяемого сигнала. Для систем регистрации биопотенциалов вводятся еще несколько факторов: — распределение биопотенциалов на поверхности тела; — величины резисторов суммирующих цепей, если они есть; — методика отведения биопотенциалов. Относительно небольшое число основных факторов и возможность управления ими создают предпосылки для проведения соответствующих исследований по оценке точности регистрации электрофизиологических сигналов. Наиболее глубоко теоретически и экспериментально изучена погрешность импеданса. Оценка величины этой составляющей методической погрешности связана непосредственно с разработкой конструкций электродов. Некоторые подходы к анализу других составляющих можно найти в [5]. Однако эта проблема еще ждет своего разрешения. 77

Г л а в а

4

ФОТОМЕТРИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ В МЕДИКО-БИОЛОГИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЯХ

4.1. ОСОБЕННОСТИ ПРОВЕДЕНИЯ ФОТОМЕТРИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЙ БИОЛОГИЧЕСКОГО ОБЪЕКТА Фотометрические приборы и системы нашли применение для измерения количественных характеристик и параметров физических процессов в различных областях науки и.техники, методики проведения исследований с их помощью хорошо изучены и описаны в технической литературе (см., например, [22,23] и др.). Однако выполнение фотометрических исследований биологических объектов имеет ряд специфических особенностей как при проведении измерений, так и при интерпретации результатов, необходимость учета которых становится особенно важной при определенйи оптических характеристик тканей живого организма в условиях клинических и поликлинических лабораторий [6]. Остановимся на анализе этих особенностей подробнее. 1. При проведении фотометрических исследований живых систем, так же как и при использовании любых других методов, необходимо учитывать необычайную сложность биологических объектов, для которых характерна качественная морфологическая и функциональная неоднородность, разнообразие медико-биологических параметров и физиологических процессов, неоднозначно определяющих его состояние, вероятностный характер поведенческой реакции в ответ на одни и те же внешние воздействия, то есть весь комплекс свойств, описывающих этот объект как объект исследований. Все эти свойства проявляются и при фотометрических исследованиях, причем форма проявления специфична для этого класса методов. 2. Фотометрические приборы и системы предназначены для определения фотометрических параметров (ФМП) и медицинских показателей, связанных с ФМП функциональными (часто нелинейными) зависимостя78

ми и в итоге характеризующих жизнедеятельность организма. Поэтому и н тгой группе методов при оценке диагностической ценности фотометрической информации приходится считаться с непрерывно изменяющимся комплексом факторов, воздействующих на исследуемый объект. Среди них факторов особое значение имеют индивидуальный разброс фотометрических параметров, внутригрупповая изменчивость, генетические факторы, психофизиологические реакции и т. п. 3. Сложность выполнения фотометрических исследований связана и с тем, что измерительная информация в общем случае заключена в различных потоках излучения — отраженном, рассеянном, поглощенном, люминесцентном и т. п., одновременная фиксация которых невозможна. , Ыя каждого потока могут различаться спектральные диапазоны, в которых должны проводиться измерения. Диапазон изменения интенсивности регистрируемых потоков, как и диапазон возможных значений фотометрических параметров, очень широк при относительно высоком уровне шумов как за счет работы других подсистем организма (внутренние шумы), так и за счет наводимых из внешней среды (внешние шумы); частотный спектр выходных сигналов обычно достаточно широк — от области инфранизких частот до сотен герц и более. 4. Как уже было отмечено, фотометрические методы основаны на использовании малоинтенсивного электромагнитного излучения оптического диапазона спектра. Однако, несмотря на малые плотности энергии, •лектромагнитное излучение, падающее на объект, оказывает все же влииние на процессы, происходящие в нем (нагревание, фотохимические реакции и др.). Подобное влияние связано с поглощением энергии, причем 1акое поглощение в большинстве случаев избирательно. Поэтому при проведении исследований необходимо учитывать не только интенсивность падающего потока излучения, но и его спектральный состав, так как при разных спектрах излучения, даже при одинаковом лучистом потоке, эффект может быть разным. Особые методические приемы следует использовать при исследованиях, которым сопутствуют фотохимические н фотоэлектрические эффекты. 5. Эффект воздействия электромагнитного излучения на биологический объект зависит от общего потока энергии излучения, падающего на него со всех направлений. В связи с этим результат измерений зависит не только от потока, направленного на вещество, но и от рассеянного потока излучения, падающего на исследуемый объект от других источников и отражающих поверхностей, что заставляет использовать различные средства защиты от посторонней засветки. 6. При исследовании полидисперсных сред необходимо учитывать отличия в поглощающих свойствах разных дисперсных фаз, которые могут располагаться на пути распространения лучистого потока и изменять 79

спектральный состав излучения, падающего на разные слои среды. Некоторые среды обладают очень слабым поглощением электромагнитного излучения в видимой области. Поэтому в биологической практике широко используются специальные методы окрашивания (в том числе и прижизненного), когда краситель избирательно изменяет спектры поглощения веществ, содержащихся в биотканях. Это позволяет в дальнейшем использовать визуальные методы анализа и технические средства измерений, работающие в видимом диапазоне. На результаты анализа оказывают влияние технология окрашивания, а также тип и физические характеристики красителя. Так как состав поглотителей (пигментов) и соотношение между ними изменяются в широких пределах даже для одного типа биологического вещества, то необходимо тщательно анализировать результаты и условия проведения измерений и предусматривать все возможные источники погрешностей. 7. При исследовании живых организмов in vivo дополнительные трудности при получении объективных данных связаны с протеканием процессов жизнедеятельности в самом организме. Биологические ткани поглощают и рассеивают лучистую энергию, однако принять рассеяние диффузным можно с определенными допущениями. Для того чтобы рассмотреть динамику взаимодействия потока лучистой энергии с тканями тела, следует учитывать размеры, плотность упаковки и форму. Например, для эритроцитов (размеры эритроцитов много больше длины волны излучения), на поверхности которых в основном происходит рассеяние света, необходимо учитывать их движение, изменение коэффициента преломления как внутри самой структуры форменных элементов крови, так и коэффициент преломления различных структур ткани и целый ряд других факторов. До настоящего времени не получены решения уравнений, описывающих распространение как направленного, так и диффузного излучения через структуры подобной сложности. Поэтому при рассмотрении распространения потока излучения через биологические объекты принимают целый ряд допущений: структуру объекта считают однородной с некоторыми усредненными оптическими характеристиками, распределение эритроцитов в тканях равномерным, форма эритроцитов принимается за круглую, поток — неполяризованным, монохроматичным или имеющим достаточно узкий спектральный состав и т. д. 8. Фотометрические исследования биологических объектов целесообразно проводить в условиях их реального существования, без ограничения подвижности. В то же время требования повышения помехозащищенности исследований, стабилизации параметров внешних излучений, ограничения посторонних засветок, методики установки измерительных преобразователей и необходимость проводной связи с фотометрами не позволяют обеспечить такие условия. 80

23

9. Важнейшее значение для фотометрических измерений приобретает вопрос о единицах измерения. Как известно, система световых эффективных величин построена на основании кривой видности, отражающей среднюю относительную спектральную чувствительность глаза человека. Эта кривая получена экспериментально при изучении зрительного анализатора человека и принята за эталон Международной комиссией по освещенности (МКО). Однако эффекты взаимодействия с излучением в биологических средах, как правило, имеют спектральные характеристики, существенно отличающиеся от кривой видности. Поэтому использование световых единиц нельзя считать целесообразным. Введение же особых единиц, учитывающих особенности поглощения в каждом из объектов, также не оправдано. Таким образом, наиболее удобным является использование систем лучистых (энергетических) единиц измерения. Перечисленные особенности заставляют решать многочисленные проблемы организации фотометрических исследований как методического (при разработке практических методов и приемов исследования), так и технического характера (при разработке аппаратных средств). Сформулируем лишь некоторые из этих проблем, касающихся технической стороны проведения исследований: — разработка стандартных технологических процедур подготовки объектов к исследованию; — разработка специального оборудования, структурных схем и конструкций приборов, позволяющих выполнять измерения любых фотометрических параметров с высокой точностью в различных экспериментальных условиях; — разработка миниатюрных измерительных преобразователей, которые можно устанавливать на любые участки кожных и слизистых покровов, вводить внутрь организма; — анализ влияния различных источников погрешностей на результат измерений и разработка инженерных методов расчета характеристик фотометрических приборов и систем.

4.2. ХАРАКТЕРИСТИКА ФОТОМЕТРИЧЕСКИХ МЕТОДОВ ИССЛЕДОВАНИЙ В основу фотометрических методов исследования положены различные физические и физико-химические явления, возникающие при взаимодействии исследуемой среды с потоками электромагнитного излучения оптического диапазона. Рассмотрим эти явления подробнее. Поток лучистой энергии представляет собой электромагнитные волны, которые можно характеризовать амплитудами и пространственной ориентацией векторов напряженности электрического (Е) и магнитного

(Н) полей, частотой (v) изменения величин векторов Е и Н и соответствующей ей длиной волны (Я), направлением распространения v, начальной фазой колебаний (фо). Обычно поток излучений, падающий на объект,— полихроматический, то есть содержит набор электромагнитных волн разной интенсивности, разных длин волн и начальных фаз. Такой поток можно характеризовать как интегральными параметрами — лучистым потоком (Фо), силой излучения (I), излучательной способностью (R) и т. п., так и спектральными характеристиками, например спектральной характеристикой излучения Фо(Х) (для излучающих объектов), отражающей интенсивность излучения для каждой длины волны А, спектральной характеристикой поглощения Тп(А,) (для поглощающих излучение объектов и т. д.). Часто используются монохроматические потоки излучения с весьма узким диапазоном длин волн. В зависимости от ориентации векторов Е и Н и направления распространения волн ^различают неполяризованный (произвольное направление векторов Е, Н и v) и поляризованный (векторы Е, Н и v взаимно перпендикулярны) потоки излучения. Находят применение также когерентные излучения — монохроматический поток лучистой энергии, излучаемый в одной фазе со всех точек поверхности излучателя. При взаимодействии излучения с веществом объекта исследования в последнем возникают физические и физико-химические процессы, приводящие к изменению некоторых параметров падающего на объект потока лучистой энергии: уменьшается амплитуда волн, изменяются фаза и пространственная ориентация векторов Е, Н или v, уменьшается частота колебаний. Но воздействие оптического излучения на биологические среды может вызывать и другие—вторичные физические эффекты: механический —световое давление; тепловой, выражающийся в изменении температуры среды в результате интегрального или селективного поглощения лучистой энергии; оптические — интерференция, изменения поляризации, спектральных и пространственных характеристик излучения (фотолюминесценцию, дифракцию, релеевское и комбинаторное рассеяние), дисперсия электромагнитных волн, нелинейные оптические явле- ния (внутренний и внешний фотоэффекты, фотодиффузионный эффект Дембера); электрические, например, изменение диэлектрической проницаемости или электрического сопротивления под действием потока излучения и др. Многообразны вторичные химические, физико-химические и биологические эффекты: изменения агрегатного состояния, фотохимические реакции, фотоабсорбция, фотосинтез органических веществ в растительных и биологических клетках и т. п. Для разных компонентов сложных полидисперсных и гетерогенных биосубстратов эти измёнения различны, что позволяет судить о наличии определенных составляющих и 82

их концентрации путем измерения параметров потоков излучения после » шимодействия с биосубстратом. Специальные методы освещения исследуемых сред позволяют восстановить пространственное распределение дисперсных фаз, оценить параметры твердых включений, микроорганизмов и других фрагментов. В общем случае наблюдаются все виды взаимодействия потока излучения с веществом, но на практике некоторые из преобразованных потоков не учитывают ввиду их малости. Не все из перечисленных эффектов нашли на сегодня применение в медико-биологической практике, хотя существующие фотометрические приборы и системы весьма разнообразны по принципу действия. Их можно разбить на несколько групп с позиций регистрируемых особенностей взаимодействия излучения с веществом. Далее основное внимание будет уделено тем фотометрическим методам, которые нашли широкое применение в физиологических исследованиях.

4.2.1. Методы фотоабсорбциометрии Наиболее обширную группу составляют методы исследования оптических свойств биологических сред по их способности интегрально или избирательно поглощать излучение определенного спектрального состама — методы фотоабсорбциометрии. Процесс прохождения потока излучения через слой вещества характеризуется рядом коэффициентов (рис. 4.1): зеркального отражения р.1=Ф3/Фо, поглощения а =ФП/Ф0, рассеянного (диффузного) отражения рр=Ф,/Фо, рассеянного (диффузного) пропускания хр = Ф2/Ф0, направленного пропускания т =Ф4/Ф0. Здесь Ф0 — падающий на границу слоя поток излучения, а Ф[, Ф2, Фз, Ф4, —, Фп — различные потоки после взаимодействия со средой. Так как Ф0=Фi +Ф2+Фз+Ф4+-•• +ФП, то р3 + а + рр + + тр + -с = 1. Далеко не все составляющие играют существенную роль. Поэтому различают поглощающие среды, для которых Ф4=Ф2=0, и прозрачные среды, для которых ф,=ф 3 =0. Так как поглощение и рассеяние в большинстве случаев происходит селективно, то количественные характеристики определяются или при монохроматическом излучении или при строго фиксированном спектральном составе лучистого потока. Дифференциальная регистрация поглощения или рассеяния в нескольких узких спектральных диапазонах характерна для спектрофотометрии и фотоколориметрии. Регистрация интегрального поглощения по всему спектру излучения осуществляется методом абсорбционной фотометрии. 83

Методы фотоабсорбциометрии основаны на известном законе Бугера—Ламберта—Бера, описывающем ослабление монохроматического излучения длиной волны к при прохождении слоя поглощающей среды толщиной 1: Ф(Х) = ФоМе"****1,

(4.1)

Р и с . 4.1. Прохождение потока излучения через вещество

где С — концентрация поглощающего вещества; е(к) — удельный показатель поглощения или молекулярный коэффициент экстинкции (погашения). Если учесть отражение потока излучения на границах слоя, то выражение (4,1) уточняется: t Ф'(Х) = (1 - р)2 Ф(Я.) = (1 - р)2 Ф о М е ^ 1 ,

(4.2)

где р — коэффициент отражения. Известны и другие формы записи этих выражений In

Ф(к)

к(А.)1

или

lg

(4.3)

Ф(к)

где к(А.)' = Се(к) — коэффициент экстинкции, к(Х) = к'(Х)/2,303. Закон Бугера—Ламберта—Бера справедлив для нелюминесцирующих веществ, для которых показатели поглощения и отражения остаются постоянными при изменении освещенности. Биологические среды могут содержать фотолюминесцирующие пигменты; для таких сред этот закон нарушается. Оптические свойства среды оцениваются с помощью двух коэффициентов, определяемых с помощью одного из выражений (4.1), (4.3): коэффициента пропускания —

Ю-0^';

оптической плотности — D(A) = lg(l/x(X.)). Важным свойством последнего параметра является его ад дитивность — суммарная оптическая плотность Dn(A.) смеси п, химически не реагирующих между собой веществ, равна сумме оптических плотностей компонентов Dj(^): 84

(4.4) 1=1 При облучении слоя вещества полихроматическим излучением в диапазоне - Я.2 интенсивность падающего лучистого потока определяется как Ф0= | ф 0 ( № , где ФсД) — спектральная характеристика излучения источника. Интегральный коэффициент пропускания среды в этом случае можно рассчитать с помощью выражения: т = |ф 0 (Ь)т(Ь)с& /

|ф0(№

J/ U где т(А.) — спектральный коэффициент пропускания. Аналогично можно записать выражения для коэффициентов рассеяния Рр(А), отражения р3(Я.) и поглощения а(Х). Так как для разных веществ х(к), р(Х), а(к) различны, то, регистрируя эти спектральные распределения, можно оценивать наличие тех или иных веществ в среде. Наиболее простым способом фотометрических исследований можно считать однолучевой метод, при использовании которого оптические свойства биологической среды оцениваются по интегральному коэффициенту пропускания т=Ф/Фо=Ш, где U — амплитуда сигнала на выходе фотоэлектрического преобразователя (ФЭП); к — коэффициент пропорциональности (см. рис. 4.2, а). Для повышения точности измерений необходимо стабилизировать интенсивность потока Фо, тогда сигнал U будет пропорционален значению т. Добиться высокой точности с помощью однолучевого метода не удастся из-за влияния многих факторов случайной природы (внешняя засветка, способ подготовки объекта к исследованию, вариации свойств самого биологического объекта и т. д.) на результат эксперимента. На практике повышение точности можно получить за счет постоянного контроля интенсивности источника излучения и учета его изменений при определении т. Это достигается в двухлуЧевом методе фотоабсорбциометрии за счет подключения выходов фотоэлектрических преобразователей (их необходимо иметь уже два- один — для контроля Ф0, а другой — для измерен ия интенсивности потока Ф) (рис. 4.2, б) к схеме вычисления отношения 85

D=lg( 1 /Т)=СЕ(А,)1, 23

• де v.(X)—показатель поглощения — объективная характеристика поглоI и геля излучения, известная заранее. Для удобства пересчета выходного фотометрического параметра в шачение концентрации часто используется калибровочный график, а для повышения точности определения концентрации фотометрические измерения стараются выполнять в области максимального поглощения. Недос га точная монохроматичность излучения и ряд других причин могут нарушить закон прямой пропорциональности между оптической плотнос гью и концентрацией поглотителя. В таких случаях строят калибровочную кривую с помощью эталонных растворов заданной концентрации и с се помощью определяют концентрацию поглотителя в исследуемой сре-

де.

ФЭП1

д

Выход

Р и с . 4.2. Методы исследования оптических свойств вещества

двух сигналов (Д) — T*=k'Ui/U2, где Ut и U2 — выходные сигналы ФЭП, и ФЭПг, к'— коэффициент пропорциональности. В медико-биологической практике нашел применение и другой двухлучевой метод фотоабсорбциометрии, в котором также используются два фотоэлектрических преобразователя, однако один из них является измерительным для исследуемой среды, а другой — тоже измерительным, но для среды сравнения, для которой оптические свойства хорошо известны (рис. 4.2, в). Этот вариант компенсационной схемы измерений позволяет исключить влияние многих факторов, влияющих на точность фотометрических исследований [6, 10]. Оптические свойства исследуемой среды при этом оцениваются с помощью различных фотометрических параметров, например . к = ( Ф э - Ф к ) / Ф э и л и К=(Ф Э - Ф К )/(Ф Э + Ф к ),

где Фэ — эталонный поток, прошедший среду сравнения; Фк — поток, прошедший исследуемую среду. Для определения концентрации С поглощающего вещества в среде используется монохроматическое излучение. При этом удобно воспользоваться оценкой оптической плотности среды, так как 86

При анализе многокомпонентных сред наиболее выгодным представ'чстся случай, когда полосы поглощения отдельных компонентов не перекрываются. Анализ каждого компонента выполняют в области харакI ерного поглощения. Труднее осуществить анализ сложного раствора при перекрывающихся полосах поглощения. В этом случае приходится намерения проводить на нескольких длинах волн и решать соответствующую систему уравнений типа (4.4) [10]. Избежать подобной процедуры можно, например, с помощью дополнительных химических реакций, приводящих к образованию специфических хромофоров, для которых и проводятся фотометрические исследования. Для исследований пригодны не только среды, обладающие характерным спектром поглощения, но и вещества, которые в результате реакций с другими дают новые соединения со специфическими спектрами поглощения. Анализ спектра новых соединений позволяет установить количеi гпенные соотношения для исходных биосубстратов. Этот методический прием лежит в основе разработанных методов окрашивания исходного субстрата. Изменения спектрального распределения потока излучения зрительно соответствует появлению цветовых отличий. Цветовые оттенки понерхностей кожи, слоев биотканей, жидкостей, изменения окраски при различных реакциях являются характерными признаками многих биофишческих процессов, протекающих в организме. Визуальные оценки окраски субъективны, не дают количественных показателей, поэтому на практике используют инструментальные метоU.I измерения цвета, основанные на законах колориметрии. В методе фоюколориметрии используются несколько оптических фильтров (чаще неего два или три) с заданными спектральными характеристиками пропускания, а особенности спектров пропускания исследуемых сред оценива-

ются с помощью параметров — коэффициентов, характеризующих относительную долю энергии того или иного спектрального диапазона в результирующем излучении. Например, для двухфильтровой (двухцветной) фотоколориметрии оптические свойства среды оцениваются по любому из следующих соотношений: m=U,/(U,+U2); n=U2/(U,+U2); h=U,/U2; K=(U2 - U,)/(U,+U2), (4.5) где Ц; i=l,2 — амплитуды электрических сигналов на выходе ФЭП при установке на пути излучения одного из двух оптических фильтров со спектральной характеристикой пропускания Тф(Х), при этом амплитуда i-ro сигнала связана со спектральными характеристиками пропускания фильтра и исследуемой среды т(к) следующим образом: и ; = к }ф 0 (к)х ф1 (X)x(X)dX. h

(4 6)

'

Аналогичные соотношения легко получить и для трехфильтровой (трехцветной) фотоколориметрии. Как следует из выражения (4.6), значения амплитуд сигналов, а следовательно, и оценочных коэффициентов (выражения (4.5)) зависят от спектрального оостава потока источника излучения Фо(Х), поэтому для получения однозначности и сопоставимое! и результатов измерений его необходимо оговаривать. Фотоабсорбционный анализ проводится как в видимой области спектра, так и в других областях. Известны подобные исследования в области инфракрасного и ультрафиолетового излучений, а также исследования в широком диапазоне, охватывающем весь оптический диапазЬн электромагнитного излучения; для всех диапазонов возможны и спектрозональные («колориметрические») измерения. Все сказанное распространяется и на методы фотоабсорбциометрии, в основе которых используются потоки излучения, отражаемые исследуемой средой — методы денситометрии. Кроме рассмотренных широкое распространение в медико-биологи-> ческой практике получили и другие методы фотоабсорбциометрии, связанные с дополнительными процедурами воздействия на исследуемые; среды. Например, для атомно-абсорбционной спектрофотометрии необходим предварительный перевод исследуемой среды в атомарное состояние. Это исследование проводится уже не на самом организме, а в аналитических лабораториях на биопробе—веществе биосубстрата, взятого из внутренней среды организма. Для аналитических исследований известно большое разнообразие спектрофотометрических методов, так как на биопробу можно воздействовать разными способами и более детально изучать ее свойства. Оценка» 88

состава и концентрации компонентов в биологических средах с их помощью производится на основании анализа оптических спектров излучения, поглощения и рассеяния потоков лучистой энергии. Спектральный анализ делится на три вида: атомно-эмиссионная спекгрофотометрия, которая регистрирует спектр, характеризующий светящиеся пары вещества (сюда относится и метод пламенной фотометрии), абсорбционная спектрофотометр™, изучающая спектр поглощения излучения, спектральный анализ по спектрам комбинационного рассеяния (»ффект комбинационного рассеяния Рамана—Ландсберга—Мандельштама) и т. п. В практике клинических исследований спектральный анализ нашел отражение в методах витальной спектрофотометрии, испольмвание которого стало возможным в результате применения волоконной оптики, полупроводниковых светоизлучающих и фоточувствительных члементов, «Прижизненной» микроскопии. С этими методами можно познакомиться в специальной литературе по аналитическим исследованиям |24, 25].

4.2.2. Нефелометрический и турбидиметрический методы •«'• При выборе спектральных областей для фотоабсорбционного анализа необходимо считаться с возможностью ослабления излучения за счет свеюрассеяния. Фотоабсорбционные методы могут считаться вполне корректными только для биологических сред и спектральных областей, для которых не происходит заметного светорассеяния. В то же время биологическим средам присущи свойства не только поглощать, но и рассеивать падающее на них излучение, причем рассеяние увеличивается с увеличением размеров частиц в среде и уменьшением длины волны излучения. Многие биологические среды (например, биологические жидкости), содержащие клеточные включения и большое количество макромолекул, относятся к классу так называемых мутных сред и отличаются низкой и сильно варьируемой прозрачностью. Для частиц, диаметр которых соизмерим с длиной волны излучения, ноток рассеяния Фр, согласно уравнению Релея, увеличивается обратно пропорционально четвертой степени длины волны ФР = Фо

п, - п ? CV2 ,, ,„. (1+cos Р) 4_ 2 п, X г

(4-7)

где П| и п2 — коэффициенты преломления частиц и среды; С — концентрация рассеивающих частиц; V — объем частицы; г — расстояние до наолюдателя; р — угол между падающим и рассеянным потоками. 89

Количественный анализ, основанный на регистрации параметров рассеяния, осуществляется методами нефелометрии и турбидиметрии. Первый из них основан на измерении интенсивности лучистого потока, рассеянного частицами среды, а второй — регистрирует поток, прошедший среду, в которой содержатся поглощающие и рассеивающие частицы. При нефелометрических измерениях величины П|, n2, г и р остаются постоянными, поэтому выражение (4.7) можно записать в виде Фр=Ф0кСУ2/ X4, где к — коэффициент пропорциональности. Тогда для коэффициента рассеяния рр получаем рр=Фр/Ф0=кСУ2/ откуда легко рассчитать значение С. Данный метод позволяет определять небольшие концентрации взвешенных в исследуемой среде частиц, трудно поддающихся учету другими методами. Однако нефелометрическому методу присущи недостатки. Это прежде всего влияние на интенсивность рассеянного потока размеров, формы и пространственного угла положения (по отношению к направлению падения излучения) частиц. При турбидиметрических измерениях интенсивность прошедшего потока Ф2 может быть определена с помощью выражения Ф2 = Фс£~ж\ где ее — показатель ослабления (мутности), учитывающий как поглощение, так и рассеяние. Показатель ослабления к пропорционален концентрации взвешенных частиц, поэтому для определенных диапазонов концентраций оказывается справедливым выражение 1ё(Ф0/Ф2) = «1 = kCl =

lg(l/Tm),

4.2.3. Люминесцентная фотометрия Все большее признание в клинико-лабораторной практике занимает люминесцентная фотометрия, основанная на способности молекул ряда исществ, при определенных условиях, испускать электромагнитное излучение оптического диапазона спектра. Методы люминесцентной фотометрии отличает высокая чувствительность и специфичность, что позволяет регистрировать очень малые количества определенного вещества среди большого их разнообразия. Методики выполнения исследований относительно просты, позволяют быстро получить конечный результат, и ночтому люминесцентная фотометрия может использоваться в качестве •>кс пресс-метода. В практике медико-биологических исследований нашли применение два явления, сопровождающиеся люминесценцией: — хемолюминесценция — свечение вещества под влиянием энергии химических процессов; — фотолюминесценция — свечение под действием поглощенной жергии коротковолнового диапазона спектра (ближней ультрафиолетоиой или сине-фиолетовой областей). Физический смысл явления люминесценции состоит в излучении излишка энергии возбужденными молекулами вещества в виде преобразоианной лучистой энергии. Люминесценция характеризуется спектром излучения и интенсивностью, которые Зависят от энергии и длины волны по буждающего излучения, концентрации люминесцирующего вещества — флуорофора, температуры, наличия примесей и других факторов. Энергия свечения при хемолюминесценции черпается из запабов химической энергии реагирующих веществ. При фотолюминесценции используется энергия внешнего источника лучистой энергии. Преимущестном последнего варианта является независимость спектра люминесценции от длины волны Поглощенного излучения, что очень важно и удобно для аналитических целей (рис. 4.3, а). Зависимость спектра люминесценб)

где тт=Ф2/Ф0 — коэффициент мутности среды; к — удельный (молярный) показатель ослабления излучения. Практическое применение этих двух методов требует тщательной методической проработки вопросов подготовки исследуемых сред и обеспечения их устойчивости, способов подведения и отведения потоков лучистой энергии и т. п. На оптические свойства сред влияют соотношения между концентрациями дисперсных фаз, порядок и скорость их смешивания, стабильность дисперсных фаз, температура, наличие посторонних примесей и т. д. 90

Е

Ф

Ж

400

500

600 Х,мм

100

300

500 Х,мм

Р и с . 4.3. Спектральные характеристики поглощения П и люминесценции JI (а) и мшисимость выхода люминесценции от длины волны возбуждающего излучения (б) 91

ции от длины волны возбуждающего излучения появляется при наличии в исследуемой среде двух и более флуорофоров (рис. 4.3, б). Количественно процесс люминесценции описывается энергетическим Е и квантовым р выходами. Для количественного анализа результатов исследований используется значение энергетического выхода люминесценции Е, определяемого через отношение энергии люминесценции к энергии возбуждения, поглощенной в веществе Фл/Фп = Е = (Фл/Ф0)( 1 - тл),

(4.8)

где Фл — интенсивность люминесценции; Ф„ — интенсивность поглощенного излучения; Ф0 — интенсивность возбуждающего излучения; тп — коэффициент пропускания при люминесценции, а связь между р и Е устанавливается выражением E=pVv,„ где V,, — частота излучения люминесценции; v„ — частота поглощенного излучения. В области малых концентраций, представляющей непосредственный интерес для медико-биологических исследований, ( | - х л ) « 1 . Тогда из (4.8) следует, что Фп « Фо, поэтому при малых поглощениях спектр возбуждения по форме должен совпадать со спектром поглощения люминесцирующего вещества. Кроме того, для величины энергетического выхода становится справедливым выражение Е = т л С1 = Ф л (1—т л )/Ф 0 ,

(49)

где шл — удельный показатель люминесценции; С — концентрация фл уорофора; 1 — толщина слоя исследуемой среды. Выражение (4.9) позволяет проводить количественный анализ малых объемов флуорофора по данным регистрации энергетического выхода люминесценции. Некоторые соединения, образующиеся в результате хорошо изученных химических реакций, являются в то же время эффективными флуорофорами, использование которых позволяет во много раз повысить чувствительность определения ряда веществ. При концентрациях выше Ю-4 -ь 10~5 г/мл выход люминесценции начинает уменьшаться и затем падает до нуля. Этот эффект называют концентрационным гашением. Особо следует выделить методы оценки концентрации светящегося вещества путем титрования веществом-гасителем люминесценции, а также при реакциях нейтрализации с флуоресцирующими веществами, выступающими в качестве индикаторов. Получил также распространение 92

качественный люминесцентный анализ, при котором изучаются специфичность форм кривых и расположение максимумов в спектре люминесценции.

4.2.4. Рефрактометрия Основу рефрактометрического анализа составляет определение покачателя преломления исследуемой среды. Если сфокусированный поток шергии — луч — переходит границу двух сред, то вследствие эффекта преломления изменяется его направление. Отношение синуса угла падения (а) к синусу угла (Р) его преломления характеризует показатель (ко»ффициент) преломления: п = sina/sinp. Угол падения, при котором «ипа=1 (луч скользит по поверхности раздела), называется углом полного инутреннего отражения — а'. Для рефрактометрического анализа обычно объект исследования пе(кчюдится в жидкую фазу (чаще всего это растворы), а для количественного анализа используются различные физические явления. 1. Зависимость угла а ' от показателя преломления среды. Как следует изопределеиия п, при sinp=l a'=arcsin(l/n). Следовательно. зная а', легко определить величину показателя преломления п. Для п -1,3 ч- 1,9 точность его измерения достигает величины Ю-4. 2. Преломление луча в призме (спектрометрическая рефрактометрия). Призма выполняется из контролируемой среды, а для определения коэффициента преломления используется зависимость показателя от длины волны излучения. 3. Интерференция лучей. Используются две среды с разными коэффициентами преломления; одна из них является эталонной. Если два луча от одного источника пропустить через различные преломляющие среды одинаковой толщины с показателями преломления ni и п2, то после прохождения сред для разных лучей будет наблюдаться некоторая разность потенциалов. При одновременном наблюдении лучей можно получить интерференционную картину. причем 2А.=(П| - п2)1, где X — длина интерферирующей волны. При помещении на пути следования одного из лучей слоя исследуемой среды происходит сдвиг интерференционных полос, который пропорционален разности величин показателей преломления. Зтот метод позволяет фикi ировать очень небольшие (не более чем на 0,01) изменения или отличия и показателях преломления. 4. Зависимость отношения интенсивности отраженного и преломленного потоков на границе раздела сред от показателя преломления. 93

23

а)

б) Компонент В

Р и с . 4.4. Пример калибровочной кривой для рефрактометрического определения уровня сахара (а) и диаграмма для рефрактометрического анализа тройной системы (б) 95

Отношение потоков Фот (отраженного) и Ф„ (преломленного) на границе раздела сред ш = Ф0т/Фп = f(n), где п — показатель преломления контролируемой среды. При достаточной стабильности падающего потока можно регистрировать только отраженный поток, который будет нести информацию о физико-химических свойствах исследуемой среды. 5. Фокусирующее действие контролируемой среды. Если луч проходит из среды более преломляющей в среду менее преломляющую, то угол падения оказывается меньше угла преломления. Этот эффект используется в методе фокусирующей рефрактометрии, где в качестве фокусирующих устройств используются стеклянные камеры, наполненные контролируемой средой. Показатель преломления зависит от многих факторов — длины волны, температуры, давления. Поэтому, чтобы исследовать зависимость показателя преломления от состава вещества, используется величина молекулярной рефракции R = М(п2 - 1)/[о(п2 + 2)] , где М — молекулярная масса вещества; и — его плотность. Этот параметр зависит только от природы вещества. Важным свойством молекулярной рефракции является ее аддитивность — общая рефракция смеси веществ равна сумме рефракций компонентов. При непосредственных измерениях показателя преломления двойных систем (среды, содержащие только две компоненты, например раствор исследуемого вещества содержит растворитель и растворенное вещество) используются калибровочные графики (рис. 4.4, а), а при большем количестве компонентов (многокомпонентных систем) — диаграммы (рис. 4.4, б).

4.2.5. Методы изучения оптически активных веществ

Оптически активными веществами считаются те, которые при определенных условиях и в отсутствие внешних воздействий способны изменять плоскость поляризации излучения. Известен ряд физических явлений, которые могут вызывать такие изменения: — изменение плоскости поляризации при взаимодействии поляризованного монохроматического излучения со средой; — изменение плоскости поляризации для разных длин волны излучения; — изменение плоскости поляризации в присутствии внешнего магнитного поля (метод магнитного вращения); — изменение коэффициентов поглощения в исследуемой среде, помещенной в продольное магнитное поле, для лево- и правоциркулирующего излучения (эффект оптического кругового дихроизма); — изменение скорости распространения излучения, поляризованного по кругу вправо и влево (эффект кругового двулучепреломления) и т.д. Не все из этих эффектов нашли применение в клинической практике. 11аибольшее распространение (в аналитических лабораторных исследопаниях) получил поляриметрический метод, основанный на анализе опI нческой активности вещества исследуемой среды по изменениям вращения плоскости поляризации внешнего излучения. Угол поворота плоскости b является основным информативным показателем b = ©С1, где © — удельная вращательная способность вещества, зависящая от длины волны, на которой производится измерение; С — концентрация активной компоненты; 1—толщина среды. Так как параметр © зависит от природы иещества, типа растворителя, длины волны, температуры, то при измерениях тщательно оговариваются условия эксперимента. Для двухлучевой схемы измерений коэффициент оптической активности можно рассчишть с помощью следующего выражения: © = (Ф 1 -Ф 2 )/(Ф 1 + Ф2), . где Ф| и Фг—интенсивности соответствующих потоков излучения. Чувствительность метода достигает значений 0,001. В клинико-фишологических исследованиях этот метод, как и другие методы выявления оптически активных компонент веществ, еще не получил распространения ввиду отсутствия необходимого технического оснащения. Арсенал фотометрических методов исследования оптически активных веществ постоянно расширяется, совершенствуются известные мешды, создаются новые, в том числе использующие более сложные опти-

ческие эффекты, например регистрацию оптических спектров действия, связанных с регистрацией изменений физико-химических параметров среды — электропроводности, потенциала, парциального давления кислорода и т. п. под влиянием излучения; оптическую голографию, электро- и магнитооптические эффекты и др. Более детальный анализ физических основ перечисленных и других методов фотометрических исследований можно найти в известной литературе [10, 24, 26] и др.

4.3. ФОТОМЕТРИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ В КЛИНИКО-ДИАГНОСТИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЯХ Широкое распространение фотометрических методов в клинической и биологической практике объясняется тем, что они позволяют создавать как сложные системы для тончайшего анализа различных сред, так и простые, компактные и дешевые приборы, которые измеряют целый ряд важнейших медико-биологических показателей, характеризующих свойства, состав или концентрацию отдельных компонентов сложных биосубстратов и жидкостей [6, 26] и др. Особенно многочисленна группа фотометрических приборов и систем, используемая в аналитических лабораториях, где с их помощью удается провести анализ различных биосубстратов и определять концентрацию практически всех биологических веществ. Например, при анализе сыворотки крови методами фотоабсорбциометрии определяется содержание глюкозы, общего белка, холестерину, билирубина, щелочной фос-. фатазы, аламинаминтрансферазы и других веществ. Нефелометрические приборы находят применение для определения мутности воды при выбраковке лекарств и напитков, в пылемерах и счетчиках взвешенных частиц. Абсорбционная спектрофотометрия, относясь к так называемый «щадящим» аналитическим методам, позволяет изучать элементарные низко- и высокомолекулярные компоненты биожидкостей, выявлять спе~> цифические энергетические меж- и внутримолекулярные взаимодейст* вия. Методами количественного люминесцентного анализа успешна определяются концентрация катехоламинов, стероидов, эстрогенов, серотонина и фенилаланина в плазме крови и моче, витаминов В ( , В2, маг? ния и других элементов в различных биожидкостях. Использование специальных флуорохромов и люминесцирующих сывороток обеспечивает высокую чувствительность и специфичность люминесцентной фото мет* рии при цитологических и иммунологических исследованиях, в частности для диагностики злокачественных новообразований, туберкулеза и, других заболеваний, идентификации микроорганизмов, контроле вакциН и сывороток, загрязненности воды органикой, определении содержания щ 96

иоде клеток фито- и зоопланктона и др. Так как большое число органических соединений принадлежит к оптически активным веществам (напричер. стероиды, нуклеиновые кислоты, белки, полипептиды, углеводы, пи менты и др.), то предпосылки широкого использования имеют полярометрические методы. Более сложные методические проблемы приходится решать при выполнении клинико-физиологических исследований, когда изучение живого организма должно производиться в нормальных физиологических условиях для его функционирования или в условиях, максимально приближенных к ним. Кроме того, определение ряда параметров жизнедеятеи.ности организма возможно только такими методами, которые не нарушают целостности кожного или слизистого покрова. Фотометрические методы для подобных условий исследования имени существенные преимущества по сравнению с другими физическими и Ьичико-химическими методами. Измерение параметров кровообращения неличина и частота объемного пульса, давление крови и др.) и характеристик микроциркуляции крови, определение концентрации связанного углекислого газа в крови и степени насыщения крови кислородом, оценка ч-удистых реакций и обменных процессов, другие исследования могут "1.1 гь выполнены путем регистрации интенсивности потоков электромагнитного излучения оптического диапазона спектра после их взаимодействия с тканями живого организма. Однако, прежде чем рассматривать конкретные фотометрические меК1ды, нашедшие применение в клинической практике, остановимся на характеристике тех объектов, с которыми приходится иметь дело при их выполнении.

4.3.1. Биологические объекты фотометрических исследований Основные объекты фотометрических исследований в клинической практике связаны с изучением оптических свойств кожных и доступных слизистых покровов. Кожа и слизистые оболочки не только осуществляMtr барьерную функцию, отделяя организм от внешней среды, но и выполняют ряд других функций. Среди них — терморегуляционная, секреюрная, экскреторная, дыхательная. В этих оболочках протекают биохимические процессы, обеспечивающие обмен веществ, они являются органами чувств, обеспечивая болевую, тактильную, температурную чувствительность. Эти структуры не только реагируют на различные внешние фикторы, но и весьма чутко отзываются на изменения во всех органах и i истемах целостного организма, находясь в постоянной и динамической i вязи и с окружающей внешней средой, и с внутренними структурами ор97

ганизма. Последняя связь осуществляется нервной системой, кровообращением, функционированием желез внутренней секреции. Кожа и слизистые покровы активно участвуют в водном, белковом, углеводном, жировом, витаминном обменах. Поэтому, изучая их оптические характеристики, особенно в разных. спектральных диапазонах, можно получить важные для диагностики состояния организма показатели, характеризующие обмен веществ и другие процессы жизнедеятельности. Особенности взаимодействия кожи и слизистых оболочек с оптическими излучениями определяются структурой и свойствами этих объектов. Их структура достаточно сложная [6], содержит много образований, влияющих на оптические свойства. Например, анатомически в коже выделяют три слоя: верхний или наружный (эпидермис), собственно кожу (дерму) и подкожную жировую клетчатку (гиподерму), каждый из которых в свою очередь имеет сложное строение. Не останавливаясь подробно на описании структуры кожных и слизистых покровов, отметим лишь некоторые особенности, определяющие их оптические свойства. В верхних слоях кожи — эпидермисе — содержится ряд веществ с особыми оптическими свойствами: пигмент меланин отличается сильным поглощением ультрафиолетовой части спектра, белковое вещество элеидин сильно преломляет лучистый поток, да и остальные клетки и лимфа, содержащаяся в межклеточных щелях, не нейтральны к потоку лучистой энергии. Дерма содержит наибольшее количество разнообразных клеточных элементов (фибробласты, лимфоциты, пигментные клетки — меланофаги и др.), здесь же расположены корни волос, железы, мышцы, нервы и нервные окончания. Гипотерма (подкожная клетчатка) также разнообразна по клеточному содержанию: толстые пучки коллагеновых и эластических волокон, скопления- крупных жировых клеток, кожная фасция, состоящая из плотной соединительной ткани, и т. п. Значительное влияние на оптические свойства оказывают кровеносная и лимфатическая системы, пронизывающие слои кожи. Причем кровеносная система состоит из нескольких сетей кровеносных сосудов, а лимфатическая — образует поверхностную и глубинную сети. В покровах содержатся также сальные и потовые железы, содержащие разнообразные вещества (высшие и низшие жирные кислоты, липоиды, белковые продукты, фосфаты, хлориды и другие, в том числе и мало изученные экстрактивные вещества), различные виды рецепторов. Расположение всех этих образований неравномерно по покровам. Такое сложное строение из образований, имеющих разные оптические свойства, позволяет сделать вывод о весьма сложном характере взаимодействия этих структур с лучистым потоком. Поэтому оценить теоретически механизм взаимодействия практически не представляется возможным. В то же время можно предположить, что в результате много98

кратного рассеяния и поглощения лучистого потока распространение излучения будет подчиняться закону Бугера—Ламберта—Бэра (4.1). ' )то предположение подкреплено и экспериментальными исследованиями [6].

4.3.2. Практические методы клинической фотометрии Рассмотрим некоторые методы прижизненных исследований, нашедших распространение в клинико-физиологической практике. Во многих приложениях диагностический интерес в клинической практике представляют не сами оптические свойства биологических тканей, а изменения этих свойств при изменениях уровня кровенаполнения сосудов, в том числе пульсовых колебаний. По этим показателям определяются параметры, описывающие состояние сердечно-сосудистой системы, процессы периферического кровообращения, сосудистые реакции на разного рода воздействия внешними и внутренними факторами и т. п. 11ри этом желательно, чтобы измерения можно было бы проводить на любых участках кожного покрова и слизистой оболочки. Для этих целей разработан ряд фотометрических методов. Фотоплетизмография — метод регистрации изменений объема части гела (чаще всего конечностей), вызываемых пульсовыми, дыхательными или другими процессами. Это один из самых распространенных методов фотометрических исследований, работающий в проходящем лучистом потоке. С его помощью регистрируются изменения коэффициента пропускания исследуемой части тела в результате изменения кровенаполнения сосудов, при этом можно определить ряд параметров кровообращения, в гом числе и периферического: величину и частоту объемного пульса, тонус сосудов, давление крови и т. п. Менее распространенным, но весьма эффективным методом исследования кожных и слизистых покровов является нефелометрия. Нефелометрия — метод исследования уровня кровенаполнения сосудов, в основном кожи и подкожных тканей, основанный на регистрации рассеянного тканью лучистого потока Метод позволяет проводить диагностические исследования различных дерматитов — кожных заболеваний, контролировать физиологические процессы в подкожных тканях, оценивать токсические реакции, проявляющиеся на изменении периферического и поверхностного кровообращения и т. д. В качестве примера на рис. 4.5 приведены результаты регистрации пространственного распределения объемного пульса (фотопрограмма объемного пульса) на лице человека. Поскольку индивидуальные особенности каждого пациента влияют на величину пульсовых колебаний, что 99

а)

б) ' с, % 150 100 уt >к г 50

7 5 3 О 1 3' 5' 7' Р и с . 4.5. Места локализации (а) и фототелеграмма объемного пульса (б) для здоровой и больной кожи

затрудняет сопоставительный анализ данных, при обработке результатов использовались относительные значения осцилляции объемного пульса. В качестве опорной точки выбрана область максимальной пульсации; для 93 % всех записей такой областью была область кончика носа (нулевая -локализация на рис. 4.5, а). Результаты отображаются в виде графика (рис. 4.5, б), позволяющего сопоставить пульсации в разных точках. Графики позволяют проводить и диагностику состояния кожного покрова по контролю за интенсивностью пульса и симметрией его распределения. Метод нефелографии оказался эффективным при диагностике различных дерматитов (заболеваний кожи), при осуществлении рефлексотерапии, проведении ряда функциональных нагрузок и оценке реакции на них организма и т. п. [6]. Широкое применение в клинической практике получил метод фотооксигемометрии, позволяющий исследовать насыщение крови кислородом. Этот параметр является одним из важнейших для изучения кислородно-обменных процессов. При соединении кислорода с гемоглобином, содержащимся в эритроцитах, происходит реакция слабого ионного взаимодействия, продуктом которого является оксигемоглобин, который легко диссоциирует на мембранных структурах тканей. Количество кислорода, связанного с кровью после 100 %-ного насыщения гемоглобином, называется кислородной емкостью крови. В клинической практике определяется степень насыщения (у) артериальной крови кислородом, представляющая собой отношение содержания кислорода (В) к ее кислородной емкости (В0). По существу это отношение соответствует отношению количества окисленного к общему количеству гемоглобина. Кроме этой формы в крови присутствуют неокисленный восстановленный гемоглобин, метгемоглобин —г ней100

фапизованная форма гемоглоби1 на, не способная к связи с кисло- р ' родом, а также карбоксигемоглобин, связанный с карбоксильной группой. Разные формы (дереваты) гемоглобина различаются по спектральным характеристикам поглощения (или отражения) лучистой жергии. Разработаны методики, использующие одну, две, четыре Р и с . 4.6. Спектр поглощения и более рабочих длин волн в завигемоглобина и оксигемоглобина симости от того, наличие каких дериватов гемоглобина необходимо измерить. «Двухволновые» методики обеспечивают проведение одного измерения в одной из изобестических точек гемоглобина (чаще всего около 805 нм), в которой поглощение (отражение) окисленной и восстановленной форм одинаково, а другого—в точке максимальной разницы между поглощением (отражением) гемоглобина и оксигемоглобина (рис. 4.6). Благодаря этому точность определения степени оксигенации гемоглобина с помощью «двухцветных» методик выше, чем в случае «одноцветных». При регистрации прошедшего через кровь излучения используется соотношение В„р = а - br(X)i,2, где а и b—постоянные коэффициенты; т(Х)12 = Фпрф-гУФщАО—относительный коэффициент пропускания; Onp(^i), Фпр(Х2) — интенсивности пропущенных кровью потоков на длинах волн и Х2. Для рассеянного кровью излучения степень насыщения определяется с помощью другого соотношения Вр = а' - Ь'р(Х)[2, где р(Х)| 2 = ФоХХ2)/Фо/Х]) — относительный коэффициент отражения; ФотО-О и Ф<п(Х2) — интенсивности отраженных кровью потоков на длинах волн и Х2. «Четырехцветные» методики позволяют определять наряду со степенью насыщения гемоглобина кислородом концентрации мета- и карбоксигемоглобина. Несмотря на широкие диагностические возможности фотометрических методов, техническое обеспечение исследований живого организма разработано еще недостаточно. Совершенствование существующих и со101

здание новых методик, так необходимых для клинической практики, а также разработка новых дешевых приборов с высокими эксплуатационными характеристиками возможны только при условии эффективного использования новейших научно-технических достижений и в первую очередь оптоэлектроники и ее элементной базы, микроэлектроники и волоконно-оптической техники. Можно указать несколько перспективных направлений развития фотометрической техники для клинико-физиологических исследований. 1. Разработка упрощенных, недорогих и узкоспециализированных приборов для выполнения отдельных видов анализа. Это направление представлено большой группой гемоглобинометров, оксиметров, сахариметров, билирубиноскиров, коагулометров и др. При разработке таких приборов спектральный и динамический диапазон, чувствительность, точность и производительность выбираются с учетом специфики соответствующего исследования. 2. Разработка упрощенных многоцелевых приборов, рассчитанных на небольшое количество исследований или на работу в узком спектральном диапазоне. 3. Разработка спектральных анализаторов, отличающихся сложными оптическими системами (включающих различные монохроматоры, призмы, дифракционные решетки, поляризаторы и другое оптическое оборудование), широким выбором источников излучения в разных областях спектра, высококачественными системами регистрации информации. 4. Разработка общеаналитических приборов высокого класса на модульном принципе, позволяющих с помощью основного (базового) прибора и различных вспомогательных блоков проводить самые различные исследования и регистрировать конечный результат как в графической, так и в цифровой формах. Такие приборы могут быть многоканальными, то есть дают возможность проводить одновременно анализ нескольких проб, и многопрограммными, позволяющими осуществлять одновременно несколько анализов на одной пробе. 5. Разработка автоматических комплексных анализаторов, включающих оптические блоки в качестве внешних (интерфейсных) устройств, которые сопрягаются с ПЭВМ для комплексной обработки всей исследовательской информации.

Г л а в а

5

СТРУКТУРА ТЕХНИЧЕСКИХ СРЕДСТВ ДЛЯ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКОЙ И ФОТОМЕТРИЧЕСКОЙ АППАРАТУРЫ

5.1. ЦЕЛЕВЫЕ ФУНКЦИИ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКОЙ И ФОТОМЕТРИЧЕСКОЙ МЕДИЦИНСКОЙ ТЕХНИКИ При разработке обобщенной структурной схемы любого метода исследования, прибора, аппарата, информационно-измерительной или управляющей системы следует исходить из ее назначения — целевых функций. Четкое определение таких функций позволяет получить представление о том, какие преобразования с исходными данными — сигналами, поступающими от объекта исследования или управления, необходимо выполнить в соответствующем техническом средстве, чтобы удовлетворить заданным целевым функциям с требуемым качеством. Физическая форма исходных сигналов определяется видом «порождающего» поля [2], то есть того физического, поля, с помощью которого осуществляется непосредственное взаимодействие с объектом исследования или управления. В качестве порождающих могут использоваться >лектрические, магнитные, электромагнитные, оптические, тепловые и другие виды энергии. В параметрах этих полей должна содержаться вся информация, которая связана с объектом исследования (управления). Однако основной формой представления информации в технических средствах является электрический сигнал, поэтому устройства сопряжения технических средств с объектами исследования (или управления) должны содержать специальные преобразователи либо параметров порождающих полей в электрический сигнал (для информационно-измерительных систем), либо электрических сигналов в параметры порождающих полей (для управляющих систем). Последнее преобразование характерно, например, для терапевтических аппаратов, которые предназначены 103

для направленного управления состоянием организма человека путем воздействий на него физическими (то есть порождающими) полями с заданными параметрами. Информация о параметрах воздействий как раз и передается с помощью электрических управляющих сигналов, в соответствии с которыми затем формируются воздействующие физические поля. Содержательное значение параметров электрических сигналов, связанных с устройствами сопряжения и с объектами исследования, может быть разнообразным в зависимости от назначения технического средства. С этих позиций аппаратура физиологических исследований, к которой относится электрофизиологическая и фотометрическая медицинская техника, предназначена для получения диагностической информации о состоянии организма в целом или отдельных ее физиологических систем и органов. Для такой аппаратуры в качестве устройств сопряжения с биологическим объектом используются различные измерительные преобразователи, позволяющие преобразовать параметры порождающего поля в электрический сигнал. Порождающие поля несут информацию о физиологических процессах, связанных с различными проявлениями жизнедеятельности. Следовательно, эта же информация содержится и в параметрах электрических сигналов. Таким образом, последующий анализ параметров сигналов должен предоставить возможность получения этой информации в удобном для восприятия человека виде — графике, цифровом эквиваленте, изображении и т. д. Для электрофизиологической аппаратуры такими устройствами сопряжения с биологическим объектом служат электроды, так как порождающим полем является электрическое поле, и остается только зафиксировать его интенсивность в виде электрического сигнала. В фотометрических системах для преобразования параметров оптического излучения в электрический сигнал используются более сложные устройства сопряжения — оптико-электрические измерительные преобразователи (ОЭИП). При этом оптические свойства объекта исследования могут передаваться не одним, а несколькими одновременно регистрируемыми сигналами в зависимости от фотометрической сложности ОЭИП. Однако процессом формирования электрических сигналов как эквивалентов параметров некоторого порождающего поля не заканчивается процедура получения диагностической информации. Необходима дальнейшая обработка сигналов с тем, чтобы содержащаяся в них информация стала доступной для пользователя при ее предъявлении на устройствах отображения. Такая обработка осуществляется в специальных электронных блоках, совокупность и последовательность включения которых определяет структуру специальных технических средств — средств обработки сигналов. Совокупность устройств сопряжения с биообъектом, обработки сигналов и отображения информации определяет полную струк104

| \ ру соответствующего технического средства диагностического назнаи'НИЯ.

Алгоритм анализа сигналов, реализованный в устройстве обработки, выражается в виде некоторого оператора преобразований Q, отражающе• «> последовательность различных операций над сигналами, выполнение которых гарантирует получение диагностической информации в заданном виде. При этом при проектировании соответствующего технического средства необходимо учитывать, что для разных методов физиологических исследований способы извлечения информации из электрического сигнала (а для некоторых диагностических задач, не только относящихся к фотометрическим, информация может содержаться в нескольких одновременно регистрируемых сигналах), а также способы ее представления могут быть различными, что находит отражение в структуре устройств обработки. Определим целевые функции рассматриваемых видов медицинской чсхники. Целевой функцией для электрофизиологической аппаратуры следует считать получение либо отображений процессов, проявляющихся в изменении электрических параметров — пассивных электрических свойств или уровней биопотенциалов, либо числовых значений некоторых электрических свойств биотканей, однозначно связанных с протекающими в биообъекте процессами. Условно эту функцию можно записать н виде следующей условной схемы: {ФПЖ

>и{ФП}з(ЭП}^^

{МБП} J

{П}э U , (ЭС}э

(5-1)

I де {ФПЖ} — физиологические процессы, характеризующие жизнедеятельность организма и связанные с работой сердца, мозга, мышц и других органов; {МБП}—медико-биологические показатели, характеризующие п и процессы; {ФП} — физические процессы и параметры порождающих физических полей, отражающие процессы жизнедеятельности; {ЭП} — шектрические проявления этих процессов (они составляют только часть всех возможных проявлений, поэтому стоит знак з); {П}э — регистрируемые процессы (например, биопотенциалы, изменения электрического сопротивления во времени, изменения функциональной емкости и т. п.); {ЭС }, — числовые значения электрических свойств биотканей (амплитуда потенциала, значения сопротивления, диэлектрической проницаемости и др.); (ЗэфИ — оператор преобразования для электрофизиологического прибора; символ «э» отражает то, что эта информация представляется м форме электрических сигналов, а значок «Т4- » — взаимосвязь между разными множествами. 105

Естественно, что электрические проявления жизнедеятельности отражают процессы только в одном из возможных порождающих полей, поэтому они не могут быть единственными для оценки состояния организма. В то же время, как показано в части 1, электрофизиологические методы позволяют получать надежные результаты и в ряде случаев являются незаменимыми. Структура технических средств обработки сигналов для электрофизиологического прибора определяется оператором преобразования С?эфИ. При разработке обобщенной структуры необходимо учитывать, что в общем случае этот оператор может включать несколько этапов преобразования, среди которых: — отведение биопотенциалов с помощью электродов; — предварительное усиление полезного сигнала, подавление помех; — фильтрация электрических сигналов с целью повышения помехозащищенности средств съема сигналов; — первичная обработка сигналов для дальнейшего отображения процессов на графических регистраторах или измерения (оценки) величины параметров; — вторичная обработка (например, определение спектральных составляющих) с целью обобщения результатов исследований и их интерпретации; — отображение полученных результатов с помощью графических регистраторов или цифровых индикаторов. Аналогично можно сформулировать целевую функцию и выявить основные этапы преобразования сигналов для фотометрического прибора. При использовании фотометрических методов физиологические процессы и медико-биологические показатели оцениваются посредством регистрации и измерения параметров потоков электромагнитных излучений оптического диапазона спектра после их взаимодействия с объектом исследования. Как было показано в части 1, параметры потоков преобразуются в электрический сигнал с помощью фотоэлектрических преобразователей, содержащих чувствительные к лучистому потоку элементы. Однако результат измерений зависит не только от характеристик этих элементов, но определяется интенсивностью и спектральным составом исходного излучения от источника, параметрами оптического тракта, геометрией потока излучения и другими факторами. Поэтому специфическим для фотометрических приборов следует считать оптико-электрические измерительные преобразователи (ОЭИП), в состав которых должен включаться и объект исследования. ОЭИП формирует первичные измерительные сигналы, обработка которых позволяет получить оценки ис106

следуемых оптических свойств в виде фотометрических параметров или медицинских показателей. Таким образом, целевую функцию медицинского фотометра можно определить как преобразование оптических свойств объекта в совокупность эквивалентных выходных параметров, представляемых в форме электрических сигналов, что отражает следующая запись: {ФПЖ}] . _ ^ QVb |->{ФП}з{ОС}г {МБП}

{ФМП}Э U , {МП}

(5-2)

где введены новые обозначения: {ОС} —множество оптических свойств, характеризующих жизнедеятельность биологического объекта; {ФМП}Э — множество фотометрических параметров, описывающих эти свойства; {МП}Э — множество медицинских показателей, которые определяются через фотометрические параметры; Q<[1M„—оператор преобразования фотометра; э—электрическая форма представления параметров и показателей. Структура измерительной части фотометрической системы определяется оператором преобразования Q<|>Ml(. Однако выделять эту часть отдельно в виде самостоятельного узла нецелесообразно, так как известны такие структуры ОЭИП, которые позволяют на выходе блока ФЭП получать электрические сигналы, параметры которых пропорциональны фотометрическим параметрам объекта исследования [6]. Таким образом, при разработке обобщенной структуры фотометра необходимо учитывать все этапы преобразования — от формирования исходного потока лучистой энергии до получения оценки фотометрического параметра. К этим этапам относятся: — формирование исходного потока излучения источника; — воздействие исходного потока на объект; — преобразование оптических свойств объекта в параметры нового потока излучения, поступающего от объекта исследования—потока объекта; — преобразование параметров потока объекта в электрические сигналы; — определение фотометрических параметров потока объекта; — расчет (при необходимости) медицинских показателей по фотометрическим параметрам; — отображение выходных параметров или показателей. Полученные определения целевых функций позволяют построить обобщенные схемы соответствующих технических средств, необходимых для выполнения данных видов исследований. 107

5.2. ОБОБЩЕННЫЕ СХЕМЫ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКИХ И ФОТОМЕТРИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЙ Анализ различных методов выполнения электрофизиологических (в широком смысле) и фотометрических исследований показывает, что, несмотря на их разнообразие по мётодическим приемам подготовки объекта, анализируемым процессам, характеристикам регистрируемых сигналов и другим факторам, технические средства, необходимые для их выполнения, с точки зрения разработчика соответствующей электронной аппаратуры могут рассматриваться с общих позиций проектирования. Для выявления этих позиций целесообразно рассмотреть обобщенные схемы проведения соответствующих экспериментов. Электрофизиологические исследования. Как следует из анализа методов электрофизиологических исследований, для любого из них характерной является некоторая «система отведений» (СО). Она позволяет подключить биологический объект к техническому средству через систему. электродов (СЭ), привязанную, как правило, к определенным анатомическим точкам на теле человека и используемую для получения электрических сигналов {U}j, несущих информацию об исследуемых процессах в биологическом объекте (БО) (рис. 5.1). При этом способ получения информативного сигнала для разных групп электрофизиологических методов различен; различна и роль электродов в этом процессе. Так, при регистрации биопотенциалов электроды накладываются наточки тела, где электрическая активность максимальна или имеет особенности, регистрация которых позволяет осуществлять диагностику, поэтому они как бы «снимают» сигнал с биологического объекта, то есть являются измерительными (некоторые из них могут быть индифферентными). При импедансных и электроемкостных исследованиях с помощью измерительных электродов исследуемый участок тела включается в электрическую схему. Но при этих исследованиях электроды могут использоваться и в качестве подводящих внешнее поле к биологическому объекту — токовые электроды (см. § 2.3). При регистрации биопотенциалов измерительные электроды подключаются к устройствам первичной обработки (УПО), содержащим усилительную часть (УЧ) электрофизиологического прибора или комплекса, основные проблемы проектирования которой связаны с разработкой так называемых усилителей биопотенциалов (УБП). Схемотехническое решение этого узла зависит от характеристик регистрируемого сигнала, места наложения электрода и его взаимовлияния с другими электродами «отведения». Именно в обеспечении необходимого контакта биологического объекта с электродом, который является входным эле108

ЧД

в)

Р и с . 5.1. Обобщенные схемы электрофизйологических экспериментов

ментом усилителя, связаны многие технические проблемы проектирования входных цепей усилительных узлов этого вида медицинской аппарагуры. Например, для регистрации биопотенциалов сердца (электрокардиография) характерно использование дифференциальных каскадов усиления с большим входным сопротивлением, во многих случаях целесообразна гальваническая развязка в усилительной части, есть специфические требования к полосе частот, помехоустойчивости и т. п. До• жжение высокого входного сопротивления и высокой помехоустойчивости УБП является основным требованием к усилительным узлам и для чругих методов регистрации биопотенциалов (электроэнцефалографии, •лектромиографии, электроокулографии и т. д) (рис. 5.1, а). 109

Аналогичная задача ставится перед усилительными узлами устройств первичной обработки, предназначенных для обеспечения импедансных методов исследования (рис. 5.1, б). В ряде случаев для этой группы технических средств между измерительными электродами (ИЭ) и усилительным узлом дополнительно включаются измерительные преобразователи электрического параметра (ИПЭП), осуществляющие преобразование некоторого электрического параметра (ЭП) объекта исследования, связанного с происходящими в нем физиологическими процессами (например, активного сопротивления, полного импеданса, электрического заряда диэлектрической проницаемости и т. п.) в параметры электрического сигнала Lbn (чаще всего такое преобразование осуществляется в амплитуду сигнала), который подвергается дальнейшей обработке. Тип преобразователя определяется техническими приемами реализации соответствующего метода. Варианты таких преобразователей будут рассмотрены далее. И для этих методов требования высокого входного сопротивления и высокой помехоустойчивости усилительных узлов остаются главными. За усилительной частью часто следует частотный детектор (ЧД), позволяющий выделить модулирующий сигнал, в параметрах которого и содержится диагностическая информация. Для регистрации или анализа параметров этого сигнала его тоже необходимо усиливать с помощью вторичного усилителя сигнала (ВУс). Другая пара электродов — токовые электроды (ТЭ) — подключается к источнику электрического напряжения (ИН) заданного частотного диапазона. Для ТЭ нет необходимости в специальных электронных узлах, обеспечивающих их соединение с ИН. Для группы методов электроемкостной регистрации электроды сами образуют преобразователь (рис. 5.1, в) — измерительный преобразователь электрического параметра генераторного типа (ИПЭП-ГТ). Измерительные электроды в таком преобразователе используются как обкладки конденсатора Сп, включенного в колебательный контур (КК), который сам включен в генератор (Г) высокочастотного сигнала. Но и в этом случае сигнал с колебательного контура UKK должен быть усилен до соответствующего уровня с помощью полосовых усилителей (ПУ), имеющих заданную полосу пропускания для обеспечения высокой помехоустойчивости. Затем в структуру прибора обычно включается частотный детектор (ЧД), после чего снова подключается усилитель — вторичный усилитель сигнала (ВУС). Важной составляющей рассмотренных усилительных узлов являются узлы фильтрации сигналов (ФС), которые позволяют поднять отношение сигнал/шум и тем самым повысить помехоустойчивость систем съема сигналов. Дальнейшая структура технических средств электрофизиологических исследований — выходные устройства (ВУ) — может быть весьма 110

ВУ {U}, О С 2 ^ БФЭП»

ФМП|МП -»|упо

О Э И П

Р и с . 5.2. Обобщенная схема фотометрических измерений

разнообразной в зависимости от назначения проектируемого средства. Она может включать графический регистратор сигналов (ГРС) на какой-либо носитель информации (бумага, пленка и др.), устройства выделения (или вычисления) требуемого информативного параметра (устройства вторичной обработки УВО) с последующим отображением результата измерения на устройствах отображения (УО), интерфейс для связи с какими-либо внешними техническими средствами (ВТС) (накопители информации, компьютеры и др.) и т. п. Алгоритмы, по которым работают разные ВУ, определяются формой исходных сигналов и типом регистрируемых параметров. Фотометрические исследования. В отличие от электрофизиологических исследований для проведения фотометрических измерений в соответствии с целевой функцией (5.2) в структуру соответствующих технических средств необходимо включать узлы, обеспечивающие формирование внешних по отношению к объекту потоков лучистой энергии заданной интенсивности, спектрального состава, геометрии, поляризации и т. п. (рис. 5.2). Потоки {Я,}* формируются с помощью ряда узлов — источника излучения (ИИ), задающего интенсивность потоков, и оптических систем (ОС|) (оптических фильтров, зеркал, диафрагм и.т. п.), определяющих спектральный состав, геометрию и направленность каждого потока. Параметрами источника излучения управляет схема управления (СУ), которая поддерживает стабильными энергетические характеристики всех потоков. Эти потоки подводятся к объекту через внешнюю среду (ВС) распространения излучения, поэтому важно учитывать параметры этой среды, а также наличие в ней неконтролируемых внешних источников (ВИ) лучистой энергии. После взаимодействия потоков с объектом формируются новые потоки излучения {Х}'4, параметры которых уже несут информацию об оптических свойствах этого объекта. Потоки {X}' преобразуются в электрические сигналы {U}j в блоке фотоэлектрических преобразователей (БФЭП), включающем один или несколько (по числу пото111

ков) преобразователей. Оптическая система ОСг позволяет направить потоки излучения {А.}' на чувствительные элементы ФЭП, а также скорректировать отличия в спектральных характеристиках чувствительности разных ФЭП от расчетных. Далее в обобщенную структуру включены блоки первичной обработки сигналов {U}j, предназначенные для усиления и фильтрации сигналов (УС и ФС) и расчета (УПО) фотометрических параметров (ФМП) или медицинских показателей (МП). Дальнейшая структура фотометрических систем (внешние устройства ВУ) ничем не отличается от структуры электрофизиологических систем и может содержать в устройствах вторичной обработки (в зависимости от потребностей пользователя) графические регистраторы изменений выходного параметра во времени, индикаторы значений этих параметров или интерфейсы для связи с внешними по отношению к фотометру устройствами. Структуры реальных технических систем для электрофизиологическйх и фотометрических исследований могут отличаться от приведенных; некоторые блоки могут отсутствовать, а другие представлять собой весьма сложные устройства. Однако в их структурах практически всегда содержатся измерительный преобразователь (УБП, ИПЭП или ОЭИП), который обеспечивает сопряжение технических средств с биологическим объектом, устройство первичной обработки электрических сигналов (УПО), устройство вторичной обработки (УВО) и интерфейс (.И) для подключения к внешним по отношению к измерительным узлам системам. Все блоки, связанные с формированием первичных измерительных сигналов {U}j и их обработкой, являются специфическими для рассматриваемых методов исследований, а остальные узлы — общие с другими видами измерительной техники.

Г л а в а

6

УСТРОЙСТВА СОПРЯЖЕНИЯ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКОЙ АППАРАТУРЫ С ОРГАНИЗМОМ

6.1. ТИПОВЫЕ КОНСТРУКЦИИ ЭЛЕКТРОДОВ ДЛЯ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЙ Основным элементом сопряжения электрофизиологической аппаратуры с организмом человека является электрод. От его свойств зависят надежность и достоверность регистрируемых процессов, точность измерения диагностических показателей, наличие или отсутствие патологических явлений в области контакта с биотканью. Поэтому большое значение имеет правильный выбор типа и конструкции электрода с учетом особенностей того или иного метода электрофизиологических исследований. Однако теоретический расчет конструкции любого электрода (расчет формы и размеров, выбор способа обработки поверхности и т. п.) связан с преодолением значительных математических трудностей, так как для описания процесса измерения интенсивности поля на поверхности сложной формы, которую имеет тело человека, или какого-либо электрического свойства биоткани необходимо использовать аппарат теории электромагнитного или электрического поля. В то же время в ходе проведения электрофизиологических исследований накоплен большой опыт по разработке конструкций электродов для различных применений, пользуясь которым можно предложить некоторые рекомендации по использованию известных конструкций. Все накожнце (устанавливаемые на поверхность тела) электроды можно разделить на две группы — проводящие, то есть имеющие гальваническую связь с объектом, и непроводящие, не обладающие такой связью. В группе проводящих электродов основными (но не единственными) являются металлические электроды, причем тип металла играет важную роль в определении эксплуатационных характеристик электрода. Другим фактором, от которого зависят приэлектродные процессы и на113

дежность результатов исследований, следует считать токопроводящую жидкость (электролит), помещаемую в кожно-электродное пространство. Только совместный анализ характеристик системы «кожа—электролит—электрод» позволяет получить ясное представление о возможностях пары электрод—жидкость. Как показывает анализ приэлектродных процессов (см. главу 3), наиболее приемлемыми для биоэлектрических исследований являются обратимые электроды, например хлорсеребряный электрод и паста, содержащая хлорное серебро AgCl, либо цинковый электрод и паста, содержащая сернистый цинк ZnSO,». Однако цинковые электроды вредны для здоровья, а хлорсеребряные электроды — дороги. Кроме того, при работе с Ag-AgCl электродами необходимо учитывать следующее: —электроды Ag-AgCl должны работать в режиме малых токов (допустимые плотности тока не больше 10 мкА/см2), где сохраняются свойства обратимости электродов; —для нормальной работы электроды нуждаются в ионах О , которых в биообъектах достаточно; — если электроды работают на поверхности кожи, необходимо применять смачивающий раствор или пасту, содержащие ионы СГ; — хлористое серебро разлагается на свету, поэтому электроды Ag-AgCl хранят в темноте; их защищают от попадания прямого света; — хлористое серебро механически непрочно и вступает в реакцию с парами фосфора, находящимися в воздухе; — соединительные провода не должны находиться в контакте с электролитом, чтобы не вступить с ним в реакцию. В то же время хлорсеребряные электроды обладают важными достоинствами, заставляющими отдавать им предпочтение при выполнении сложных диагностических задач. Обратимость Ag-AgCl электродов после их стабилизации обеспечивает малые шумы и теоретически нулевой потенциал поляризации. Они вырабатывают стабильные электродные потенциалы, не превышающие 0,8 В. Собственные электродные потенциалы двух электродов под влиянием внешней температуры меняются неодинаково во времени, что приводит к дрейфу нулевой изолинии исследуемого процесса. Однако величина дрейфа незначительна, что позволяет регистрировать большую часть спектра биологических процессов. Появление для регистрации биопотенциалов емкостных электродов позволило уменьшить влияние артефактов, вызываемых движением пациента, и снизить помехи от контактных и поляризационных потенциалов благодаря отсутствию электрохимических реакций в зоне кожа—электролит—электрод. Однако эти электроды непригодны для регистрации инфранизкочастотной области спектра биопотенциалов (ниже 0,1 Гц) из-за больших значений их импеданса в этой области. Резистив114

но-емкостные и резистивные электроды (т.н. «плохопроводящие» электроды) отличаются от чисто емкостных наличием меньшей или большей проводимости в диэлектрике. Они способны передавать инфранизкочастотную часть спектра, но часть полезного сигнала при этом теряется на активной части импеданса электрода. К общим недостаткам непроводящих или плохопроводящих электродов по сравнению с проводящими следует отнести: — необходимость буферных электродных усилителей, примыкающих непосредственно к электродам для снижения сетевых и электростатических помех; — наличие нескольких проводов — сигнального, питания и заземления корпуса электрода; — пригодность только для биполярного включения, так как при монополярном отведении создаются помехи в цепи нулевого электрода. Реально наибольшее применение в электрофизиологических исследованиях нашли на сегодня металлические накожные электроды, несмотря на их недостатки как электродов первой группы по электрическим свойствам. Обычно эти электроды вырубаются из листового металла (нержавеющая сталь, латунь, платина и др.), а затем им придается соответствующая форма. Электрод не всегда плоский, он выгибается в соответствии с профилем участка тела, на который накладывается. При изготовлении таких электродов применяется и пленочная технология, когда слой металла толщиной несколько мкм напыляется в вакууме на гибкую пластмассовую подложку, а затем весь электрод подвергается специальной обработке, которая укрепляет верхний слой. Такие электроды очень гигиеничны, легко стерилизуются; по этой технологии можно сделать и дешевые одноразовые электроды. Рассмотрим подробнее типовые конструкции электродов, применяемые для электрофизиологических методов, которые связаны с регистрацией биопотенциалов — электрокардиографии, электроэнцефалографии, шектромиографии w др. Превращение электрокардиографического метода в один из ведущих для мониторных систем палат интенсивной терапии, повышение роли этого метода для оценки общего состояния человека в различных условиях его жизнедеятельности, простота и доступность метода при высокой диагностической ценности результатов исследований привели к тому, что резко ужесточились требования к электрокардиографическим электродам. При этом на первое место вышли требования высокой стабильности параметров электродной системы во времени и минимизация помех внутреннего и внешнего происхождения. Выполнение этих требований твисит прежде всего от величины и стабильности переходного сопротивления участка контакта электрода с биообъектом. 115

Существует несколько путей снижения переходного сопро! тивления: 10 — механическая обработка ^2 кожи с целью снижения сопроК)' тивления эпидермиса (верхнего кг— 10' ороговевшего слоя кожи); — применение токопроводяК)" 12 16 S,CMJ щих паст, состав и свойства коа) торых способствуют стабилизаZH=ZO6»/S (ОМ/см2) 7. „ ,Ом/см ции характеристик электродов; R — увеличение площади V электродов. -Д Последний способ неприго^ 1 Nч ден, так как при увеличении разN мера электрода становятся существенными другие источники погрешностей регистрации био0 40 80 120 160 S.CM» потенциалов (см. гл. 3). Для илб) люстрации других способов на •• Р и с . 6.1. Зависимости переходного рис. 6.1, а приведены зависимосопротивления накожного электрода от площади электрода при различных методах сти активной части переходного сопротивления накожного элекобработки кожи: активной части переходного сопротивления (а) и свойств трода от площади электрода при токопроводящей среды (б) различных методах обработки кожи (на примере электрокардиографических электродов): без обработки (1); с обработкой (2); с обработкой кожи и при применений пасты (3). Рис. 6.1, б иллюстрирует влияние свойств токопроводящей среды на нормированную величину ZH при различной площади электрода: для воды (1); физиологического раствора (2) и специальной пасты (3). При этом Z„ = Zo6ll/S, где Zo6W — модуль комплексного сопротивления, S — площадь электрода. Хорошо видно, что применение обработки кожи и специальных паст позволяет значительно снизить переходное сопротивление. Это обстоятельство привело, например, к разработке металлических электродов с абразивной поверхностью (при их установке путем вращения электрода можно разрушить верхний слой кожи) и токопроводящих паст, обеспечивающих хороший контакт электрода с кожей и защищающей ее от токсических реакций. Например, известны данные по измерению сопротивлений кожи на постоянном токе в зоне биологически активных точек (БАТ) различными электродами: от прибора типа ПЭП-1; от прибора «Дерматометр»; жидкостными хлорсеребряными неR.kOm

\ —

116

2

\

поляризующимися электродами. Активный электрод помещается в зону 1»Л"Г, индифферентный — на поверхность ладони руки. Данные измерения получены на токах 1,5 и 10 мкА. Для электродов от прибора типа IПП-1 получены колебания величины активного сопротивления БАТ составляют 700—1000 кОм, для электродов от прибора «Дерматометр» — Ю0—600 кОм, для неполяризующихся жидкостных хлорсеребряиых •хиоктродов — 100—500 кОм [15]. Переходное сопротивление зависит также и от взаимного расположения электродов для разных пациентов. Например, специальные исследо-нания показывают, что при расположении пары электродов прямоугольной формы площадью 5,85 см2 на большой грудной мышце активное сопротивление составляет около 20 кОм, но при расположении их на прямой мышце бедра—около 50 кОм (при токе 1,13 м А на частотах до 100 кГц) [18]. Все эти данные показывают, что при выборе электродов необходимо у читывать большое число факторов, существенно влияющих на точность н надежность получаемых результатов. Существенно различные конструктивные требования предъявляются к электродам в зависимости от длительности, места и целей регистрации ' )КГ. Так, при массовых обследованиях важно снизить затраты и продолжительность процедуры подготовки электродов и наложения их на анатомические точки в соответствии с системой отведений. Электроды должны легко и быстро накладываться, быть дешевыми, но надежными. Для отведения ЭКГ от конечностей применяют (рис. 6.2, а): пластинчатые электроды (обычно посеребренная латунь); электроды с прищепками или браслетами, ленточные эластичные электроды на гибкой непроводящей основе (поролон, резина и др.) с токосъемной поверхностью из фо•Н.ГИ различных материалов или из нержавеющей стали и серебряных порошков. Для грудных отведений используются электроды-присоски с «окосьемной частью из серебра, латуни или нержавеющей стали, электродные пояса, электроды одноразового пользования. Электроды-присоски различаются материалом токосъемной части (латунь, сталь, серебро), сс конструкцией (пластинка, сетка, диск), формой (груша, колокол) (рис. 6.2, б) и материалом баллончика, с помощью которого обеспечивается надежный контакт с телом (резина, пластмасса), а также методом «ведения электропроводящей пасты (пастой заполняется электрод или она вводится отдельно непосредственно на поверхность кожи). Основными недостатками этих электродов являются быстрая потеря герметичности и плохая фиксация на коже с волосяным покровом. Электродные пояса представляют собой конструкции в виде эластичных лент, скрепленных между собой с учетом расположения электродов в 117

Or

a) Корпус

Углубление для пасты

6)

Выход

Электрод

Бумажное кольцо

Соединительный , контакт Д

Электрод Прокладка с пастой

Двустороннее клеящее кольцо с защитной пленкой в)

4

Защитная пленка г)

Р и с . 6.2. Варианты конструкций металлических электродов

соответствующей системе отведений, в заданных местах которой расположены электроды. Пояс накладывается так, чтобы электроды заняли положенные им места на теле; сам пояс закрепляется с помощью специальных застежек. Электродные пояса для электрокардиографии более удобны, особенно для грудных отведений, когда все шесть грудных электродов расположены на растягивающейся основе. Такой пояс можно устанавливать на грудную клетку любого размера и гарантировать правильное положение электродов. Электроды одноразового применения представляют собой металлическую пластинку или пластинку из пластмассы, покрытой слоем металла, по краям которой нанесен липкий слой, позволяющий закрепить электрод на теле (рис. 6.2, в). Эти весьма совершенные и удобные в работе конструкции стерильны, легки и эластичны, имеют большую клеящую поверхность, исключающую смещение электрода. Разность потенциалов двух электродов системы электрод—паста—электрод не превышает 3— 5 мВ, межэлектродное сопротивление — 500 Ом, а скорость изменения разности потенциалов — 2 мкВ/с. Напряжение шума электродов не превышает 30 мкВ. В мониторных системах, в условиях реанимации и палат интенсивной терапии, на первый план выступают требования временной стабильности параметров и нетоксичности электродов (рис. 6.2, г). Поэтому, несмотря на свои недостатки, для таких задач разработаны неполяризующиеся хлорсеребряные электроды с пастой — так называемые «плавающие» 118

•лектроды. В этих электродах удается устранить артефакты движения, так как в них отсутI I иует прямой контакт токосъемной части элекфода с кожей. Это достигается специальной конструкцией электрода. Один из таких электродов — монитрод (рнс. 6.3) — имеет чаше- или тарелкообразную конструкцию корпуса 1, выполненного из Р и с . 6.3. Плавающий электрод — моиитрод пластмассы. Внутри располагается чувствитен.ный элемент 2 в виде сетки из хлористого серебра 8. Липкая полочка 3 внутренней стороной приклеивается к корпуi у, а внешней — к телу пациента. Полочка 4 служит для защиты липкого i лоя 3 до использования электрода. Электрический контакт 5 защищен i наем 6, который служит также для крепления элемента 2 к корпусу 1. Инутреннюю полость электрода заполняют токопроводящей пастой 7. 11ри наложении электрода на поверхность тела с него снимается защитный слой 4, электрод заполняется пастой, а затем приклеивается по торцу к коже. При длительной эксплуатации электродов различные химические, механические и другие причины, источником которых являются электропроводящая паста и клеящий слой, могут привести к повреждениям кожных покровов. Для предотвращения отрицательных реакций желательно переклеивать электроды хотя бы каждые сутки на соседние участки тела. В мониторных системах нашли применение также игольчатые электроды и так называемые субтроды, с которыми можно подробно ознакомиться в [17]. Особую группу электродов для ЭКГ представляют электроды для скорой помощи. Это электроды, напоминающие обычные инъекционные иглы, электродные комплексы и многоточечные электроды. Электродные комплексы выполняются в виде единой конструкции, где в углах равностороннего треугольника жестко или в прорезях закреплены три металлические таблетки-электрода (рис. 6.4).

£

± 1

ш

Р и с . 6.4. Электроды для скорой помощи .

Поверхностные электроды для снятия ЭЭГ обычно представляют собой небольшие диски с площадью контакта, не превышающей 1,1 — 1,5 см2, или маленькие гранулы (шарики) припоя, которые закрепляются на обезжиренной поверхности кожи 119

1

головы с помощью эластичного бандажа или шлема, а пространство под каждым электродом заполняется р электролитической пастой. При .наложении электро65 Цилиндрический Д°в здесь также целесообразна механическая обраэлектрод для ЭЭГ ботка кожи для уменьшения переходного сопротивления. Известны и цилиндрические электроды, заполненные пастой (рис. 6.5). Для отведения биопотенциалов мышц (ЭМГ) используют два основных типа электродов: подкожных (игольчатых) и накожных. Подкожные электроды (рис. 6.6, а) имеют коаксиальную или концентрическую форму (варианты форм иглы приведены на рис. 6.6, б—д, контактные площадки заштрихованы), их диаметр d — от 1,1 мм до 0,5 мм и длина рабочей части 1 — от 20 до 90 мм [11], а размеры контактных площадок определяют,исходя из решаемой задачи. Они позволяют регистрировать потенциалы непосредственно с мышечных волокон (большей или меньшей группы) и исключить сопротивление кожи и покрывающих мышцу соединительных оболочек. Игольчатые электроды обычно выполняются из меди или платины. Иногда игольчатые электроды состоят из тонких изолированных проволочек, располагаемых так, что их оголенные концы контактируют с мышцей, нервным волокном или другой тканью, на которой проводятся измерения. Эти проволочки либо хирургически имплантируются, либо вводятся с помощью иглы для подкожных впрыскиваний, которая затем извлекается, а электроды остаются в нужном месте. С помощью игольчатых подкожных электродов имеется возможность исследовать электрическую активность глубоко расположенных мышечных групп и различных участков одной и той же мышцы, вплоть до отдельных двигательных единиц. Однако подкожные электроды при прокалывании кожи могут вызывать значительные болевые ощущения. Накожные электроды для длительной регистрации ЭМГ похожи на накожные электроды, применяемые в других методах регистрации биопотенциалов. Они выполняются в виде серебряных или графитовых дисков и чашечек, оправленных в изолированный корпус, с выводом из гиба)CZD— K-f-w^dj б) > 0 0 в) 1

«ь

г) л) Р и с ' . 6.6. Электроды дня электромиографии 120"

Р и с . 6.7. Варианты микроэлектродов

кого многожильного экранироR, R2 ванного кабеля. Крепление элекО1—II—' ]с2 _1с„ К усилителю I родов осуществляется с поc мощью резиновых лент или лейi -р конластыря. Для кратковременной регистрации ЭМГ применяР и с . 6.8. Эквивалентная схема ю г электроды из пищевого олова микроэлектродной цепи или нержавеющей стали. Для электрофизиологических исследований нашли применение и микроэлектроды, особенно для чадач нейрофизиологии. Микроэлектроды образуют две основные группы — металлические и стеклянные (рис. 6.7) электроды. Металлические микроэлектроды (рис. 6.7, а, б) представляют собой проволочку 1 в виде иглы, имеющей малый диаметр кончика 2. Весь электрод, кроме активного кончика, покрыт изоляцией 3. Кончик электрода должен быть тщательно обработан, например, с помощью электролитического метода. В некоюрых исследованиях большое значение придается форме кончика, так как от нее зависит точность фиксации количества нервных клеток, находящихся в контакте с электродом. Разработаны специальные технологии «вытягивания» электродов для этих исследований. Микроэлектроды изготавливаются из нержавеющей стали, вольфрама или платино-иридиевого сплава. Наиболее употребительным в микроэлектрофизиологии является стеклянный электрод (рис. 6.7, в), представляющий собой наполненную шектролитом стеклянную пипетку — капилляр 1. Капилляр изготавливается из боросиликатного стекла (типа пирекс), обладающего высокой механической прочностью, большим удельным и поверхностным сопротивлением. Канал 2 капилляра заполняется электролитом (водный раствор КС1); капилляр закрывается пробкой 3, через которую пропускается проводник 4 для подключения электрода к усилителю. Со стеклянным микроэлектродом трудно работать, необходимо тщательно выполнять все условия хранения, заполнения, промывки электродов. Стеклянные микроэлектроды обладают присущими только им характеристиками, для исследования которых также разработаны специальные методы и технические средства [11]. Приближенная эквивалентная схема микроэлектродиой цепи приведена на рис. 6.8. Здесь С!— емкость между клеточной жидкостью или внешним электролитом и кончиком электрода; Ri — сопротивление кончика электрода; С2 — емкость между стволом электрода и внешним электролитом; R2—сопротивление канала ствола; С„ — параш гная емкость входной цепи усилителя. При подключении к усилителю микроэлектроды ведут себя как фильтры нижних частот, что хорошо видно из рис. 6.8, в то время как металлические оказываются фильтрами вер121

хних частот. Стеклянным микроэлектродам присуща большая шунтирующая (проходная) емкость С| и высокое последовательное сопротивление R]. Это заставляет разрабатывать специальные усилители для микроэлектродных отведений с компенсацией входной емкости. Подробное описание конструкций и характеристик микроэлектродов для электрофизиологических исследований и вопросы проектирования микроэлектродных усилителей можно найти в специальной технической литературе и журнальных публикациях.

6.2. СХЕМЫ ПОВЕРКИ ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕКТРОДОВ Учитывая большое число факторов, влияющих на погрешности регистрации биоэлектрических потенциалов, и основную роль электрода как источника погрешностей, становится понятным, что метрологические характеристики измерительных систем, включающих электроды, могут быть обеспечены лишь при наличии методик и аппаратуры поверки электрических параметров электродов. Для оценки метрологических характеристик электродов используются различные стенды и аппаратура На рис. 6.9 изображена структурная схема стенда для комплексной оценки электрических характеристик электродов. Испытуемые электроды 10 располагаются в электродной ячейке 1, заполненной электролитом такого состава, который по своим электрическим свойствам близок к реальным условиям работы электродов. Электролитическая среда возбуждается сигналами, по структуре близкими к реальным, с помощью генератора 7. Электроды располагаются внутри или на поверхности электролитической среды, а электродная ячейка заключается в экран и термостатируется с помощью термостата 9. С целью повышения точности измерения малых напряжений поляризации электродная ячейка разделена на две части 1 и 2, соединяющиеся через электролитический мостик 8. Во второй части находится образцовый электрод сравнения. Если в качестве образцового электрода использовать хлорсеребряный электрод ОС-01, то потенциал поляризации относительно образцового электрода при применении компенсационного метода можно измерить с точностью, близкой к ± 1 %. В качестве измерительного устройства для определения электродных потенциалов рекомендуется использовать цифровой электрометрический вольтметр 4 с диапазоном измерений от микровольт до 1 ООО мВ с точностью + 5 % (например, цифровой электрометр В7-29), при входном токе смещения не более Ю-9 А. Термостатирование лучше всего гфово122

дить с помощью водяного термостата, сделав электродную ячейку с водяной рубашкой. Разность электродных потенциалов вычисляется по формуле • 6U = (U,-U 2 ) + UP, где U| и U2 — наибольшее и наименьшее значения электродного потенциала, без учета времени готовности, получен- Р и с . 6.9. Стенд для комплексной проверки электрических характеристик электродов ного для испытуемой партии •лсктродов при отсутствии поляризующего тока; и р — напряжение поляризации электродов при токе поляризации Ю-7А. Таким образом, разность электродных потенциалов фактически определяется суммой электродного равновесного потенциала и напряжения поляризации, которая может рассматриваться как составляющая помехи от электрохимических процессов. Рассмотренный стенд удовлетворяет требованиям ГОСТа и позволяет проводить не только испытания различных типов электродов, но и проводить исследования по разработке новых высокоточных типов электродов. Известны и более простые способы исследования отдельных параметров электродов. Например, измерение напряжения поляризации рекомендуется производить по схеме, приведенной на рис. 6.10. Здесь А—испытуемая пара электродов; Б—прокладка, пропитанная электролитом заданного состава (например, 20 %-ный раствор NaCl или КС1); П — переключатель поляризующего тока; 1 — система термостатирования и экранирования электродов; 2 — источник тест-сигнала или поляризующего тока (1р = U/Rj, U — не менее 10 В, Ri — не менее 10 кОм); 3 — измеритель напряжения поляризации с диапазоном 0—1000 мкВ. Вначале электроды вводятся в контакт с электродным веществом, и производится измерение разноР и с . 6.10. Стенд для измерения сти электродных потенциалов 8Uj напряжения поляризации 123

до тех пор, пока не происходит стабилизация уровня 6Ui, затем включается ток поляризации и измеряется установившееся значение электродных потенциалов 6U2, после чего рассчитывается напряжение поляризации U

p

=

6 U

2

- U j .

Этот стенд позволяет также измерять величину напряжения дрейфа и л и напряжения шума Um. Измерение импеданса электродной Р и с . .6.11. Схема измерения системы производится по схеме, привеимпеданса электродной системы денной на рис. 6.11. В ней используются те же элементы, что и на рис. 6.10, с той лишь разницей, что здесь используется генератор переменного напряжения 2 с выходным напряжением 0—10 В. Величина импеданса Zee Zee =

Uz/I,

где I = U ~ /R; — переменный ток, протекающий через электродную пару, соединенную через электродное вещество, под действием напряжения источника, Ц, — падение напряжения на электродной ячейке. Измерения рекомендуется проводить на границах частот, на которых планируется использование электродов. Например, для ЭКГ-электродов эта частоты составляют 0,05 и 75 Гц. За величину Z^ принимают половину полученного значения импеданса электродной системы. Сделав несложные преобразования схемы, можно с ее помощью измерить величину импеданса электролит-электрод (рис. 6.12). Здесь 2 — генератор переменного напряжения (звуковой генератор), R = 10 кОм. Перед измерениями электроды 1 соединяют друг с другом через слой электропроводящего геля 3. Измерения проводятся при напряжении Ui = 1 В на частоте 20 Гц, что соответствует току 0,1 мА при положении переключателя П в положении в. Затем переключатель переводят в положение а и измеряют напряжение U2. Перед измерением электроды соединяют друг с другом через слой электропроводящего геля. Величина переходного импеданса (электрод-электролит) определяется как Z

145

=

U, R. и,-и,

I* и с . 6.12. Схема измерения импеданса электрод-электролит

Р и с . 6.13. Схема измерения параметров электромеханического шума

Результат считается удовлетворительным, если значение Z не превышает величины 200 Ом. Измерение параметров электромеханического шума рекомендуется производить по другой схеме (рис. 6.13). Здесь .1 — электродная ячейка, Л — испытуемый электрод, Б — вспомогательный электрод, токосъемная поверхность которого не подвергается механическим воздействиям, В — электролитная матрица из пористого эластичного материала, заполненная электродным контактным веществом, 2 — измерительный вольтметр с пределом измерения 0:—1000 мкВ. Измерения рекомендуется производить при смещениях по касательной к поверхности электролитной матрицы на 3 ± 0,3 мм в прямом и обратном направлениях, а также изменением давления электрода на матрицу от 5 до 10 кПа и с 10 вновь до 5 кПа. Время касательного смещения — не более 0,1 с с интервалом 30 р; количество смещений — не менее 4-х. Измерения рекомендуют производить не ранее чем через час после приложения электрода к матрице. Для измерения уровня шумов следует использовать селективные усилители с необходимой полосой пропускания н фоторегистраторы с чувствительностью 1 лк/мкВ в диапазоне частот от 0.05 до 300 Гц. В ходе Эксперимента регистрируется величина напряжения, создаваемого механическими перемещениями, определяемая как U = —, К I де As—отклонение на записи, вызванное напряжением электромеханического шума, мм; К — чувствительность измерителя. Результаты испытаний считаются положительными, если в течение 1 ч, начиная от времени готовности, максимальные величины не превышают оговоренных в стандарте. 125

6.3. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УСТРОЙСТВ РЕГИСТРАЦИИ БИОПОТЕНЦИАЛОВ При регистрации биопотенциалов их источником служат живые объекты, которые могут быть представлены эквивалентными электрическими генераторами. Хорошо известно, что свойства любого электрического генератора определяются характером изменения регистрируемого сигнала во времени и его внутренним сопротивлением. Уровень потенциалов столь слабый, что для обеспечения возможности их регистрации или анализа необходим усилитель, который известен как усилитель биопотенциалов (УБП). Усилители биопотенциалов являются наиболее распространенными узлами современной диагностической аппаратуры. В то же время, несмотря на быстрое развитие электроники и, в частности, усилительной техники, вопрос о создании УБП, отвечающих современным требованиям, остается нерешенным. Причина этого заключается в том, что в отводимом с помощью электродов сигнале вместе с полезной составляющей порядка 1 мВ (и ниже) присутствуют инфранизкочастотная составляющая (до 300 мВ) и синусоидальная помеха (до 10—20 В) частотой 50 Гц от силовой и осветительной сети. Кроме того, источником шума может выступать сам усилитель как устройство, обладающее высокой чувствительностью и содержащее на входе активные элементы. Борьба с помехами от силовой сети облегчается тем, что вследствие относительно хорошей электропроводности биологических структур потенциал помехи практически одинаков (синфазен) во всех точках объекта, и его можно подавить (значительно ослабить) путем дифференциального съема полезного сигнала. Задачи подавления других помех и обеспечение низкого уровня собственных шумов усилителя биопотенциалов являются наиболее специфическими и важными при проектировании УБП. Решение отмеченных задач осложняется тем, что к входным зажимам УБП могут быть подключены дополнительные устройства, обеспечивающие его нормальное функционирование в различных вариантах его применения. В общем случае к этим устройствам относятся: кабель отведений, подавитель синфазных помех, переключатель отведений, калибратор амплитуды, детектор плохого контакта в системе отведений, буферные электродные усилители. При необходимости ко входу УБП (например, для электрокардиографии) могут подключаться схема защиты от воздействия импульсов дефибриллятора или выделитель артефакта стимулирующего импульса и т. п. Поэтому важнейшим становится вопрос обеспечения согласования входной цепи УБП с источником возбуждения — эквивалентным генератором. 126

Отмеченные особенности ставят перед разработчиками устройств согласования биологического объекта и технических средств съема и регистрации биопотенциалов ряд проблем, которые и будут рассмотрены ниже.

6.3.1. Характеристика источников биопотенциалов Электрограмма при различных методах регистрации биопотенциалов измеряется с помощью электродов, расположенных определенным обраюм на поверхности тела (или введенных внутрь организма) в соответствии с некоторой системой отведений. Источники возбуждения для разных методов различны, разнообразна форма и параметры регистрируемых потенциалов, различны параметры сигналов, передающих диагносжческую информацию о состоянии организма. Опыт проведения исследований позволяет установить, что двойные амплитуды потенциалов живых объектов лежат в пределах от 5 мкВ до 120 мВ, диапазон часют— от 10"4 до 103 Гц и выше. При клинических наблюдениях, контроле in состоянием и в ряде исследований эти диапазоны ограничиваются значениями параметров некоторых биологических сигналов, приведенными в габл. 3.1 (раздел 3.1). Однако есть ряд общих особенностей этих источников возбуждения, которые и определяют специфику регистрации биопотенциалов. Основной особенностью биологических источников электрических потенциалов является нестабильность межэлектродного сопротивления, включающего переходные сопротивления систем «кожа—электролит—электрод», которые соответствуют внутреннему сопротивлению источника возбуждения Rj>r. В процессе длительного исследования сопротивление Rj гможет изменяться в пределах 103 +10 6 Ом, что определяет минимально допустимое значение входного сопротивления усилителя. При оценке особенностей источника биопотенциалов необходимо также учитывать: — нестабильность внутреннего сопротивления за счет изменения сопротивлений переходов кожа—электрод; при этом приходится считаться с большими значениями межэлектродных сопротивлений, их разбалансом в определенной системе отведений; — образование на переходах кожа—электрод напряжений поляризации, создающих на входе УБП напряжения смещения, которые могут достигать величин 300 мВ; такое напряжение может вызвать насыщение усилителя; — медленный дрейф напряжения поляризации и резкие его изменения при смещениях электродов, вызванных движениями пациента; скачки напряжений создают трудноустранимые электрические помехи; 127

— наличие напряжений помех, попадающих на входы УБП синфазно и противофазно; помехи могут быть биологического (биопотенциалы других.не исследуемых в конкретный момент органов и мышц) и физического (наведенные на объект напряжения от неэкранированных участков сетевой проводки, сетевых шнуров и других приборов) происхождения; — наличие импульсных помех при воздействии на объект терапевтических аппаратов, как, например, в электрокардиографических исследованиях при использовании кардиостимуляторов или дефибрилляторов. Перечисленные особенности источника возбуждения в значительной степени определяют построение УБП, особенно их входных цепей. На входных зажимах УБП не допускается наличие напряжения, которое через электроды может оказаться подведенным к объекту исследования, так как оно может вызвать появление неконтролируемых микро- и макротоков. Кроме того, необходимо подавлять паразитный сигнал среднего уровня (синфазный сигнал, источником которого являются наводки от питающей сети), который по величине во много раз может превысить полезный разностный (дифференциальный) сигнал. В качестве меры подавления синфазного сигнала на входе усилителя применяются дифференциальные каскады. Устройства регистрации биопотенциалов должны содержать схемы калибровки, позволяющие быстро и точно определять значение исследуемого входного напряжения. Рассмотрим подробнее параметры усилителей биопотенциалов.

6.3.2. Параметры усилителей биопотенциалов Для усилителя биопотенциалов следует различать сигнал среднего уровня и разностный. В общем случае на входные клеммы 1 и 2 дифференциального усилителя (ДУ) (рис. 6.14) подается сигнал L/'BX и U"x, содержащий составляющую среднего уровня иВХ;У и разностную составляющую UBXJ): U' + U" U' - U" вх . | т -w вх вх Us= вх — — — , UBxp ~~ • • 2

-

При асимметрии плеч сигнал li„,.1X/V может быть вызван как входным сигналом среднего у ровня UBX у так и входным разностным сигналом UBX)P. В первом случае обозначим его UBwxy>y, во втором — U,вых,у,р- Аналогично сигнал U,вых,р» вызванный вход- Р и с . 6.14. Дифференциальный усилитель иым разностным сигналом и входным сигналом среднего уровня, обозначим соответственно ивых>р>р и I ^вы Х ,р,у

Введем ряд коэффициентов передачи: Кр р — отношение разностного выходного сигнала к разностному входному сигналу; Ку>р — отношение выходного сигнала среднего уровня к разностному входному сигналу; Kv у—отношение выходного сигнала среднего уровня к входному сигналу среднего уровня; Кр>у — отношение выходного разностного сигнала к входному сигналу среднего уровня: Кр.р UBbIX>PiP/U|ВХ,р 5

Ку у UBblX,y,yAJBXjy , К

У)Р

Iвх.р »

= и вых,р . у / и » , , .

Важным параметром ДУ является коэффициент режекции Н, определяемый как отношение входного напряжения среднего уровня UBX-y (напряжения помехи на входе) к входному разностному напряжению UBxp (напряжение полезного сигнала на входе), при котором на выходе усилителя образуется одинаковый по величине разностный сигнал: UBX,y

н = Uexy и.

^ вых,р,у

^ вх,р,р

^вых.р.р

^ вх,р ^ вх,р,у

к.

Коэффициент режекции характеризует влияние асимметрии плеч ДУ; при идеальной симметрии Н =оо. Еслц известны входное разностное напряжение и входное напряжение среднего уровня и требуется обеспечить получение отношения сигнал/шум на выходе усилителя

2

V

При этом и'„ = ивх,у + ивх,р и 1 Г = ивх,у — IVp.

Ку,р = ив1 х.у

—

ЦСИГН.ВЫХ /И„,вых

ИВЫХ)Р>Р /UBB|X p y ~ V|/B ,

где —допустимое отношение сигнал/шум, то коэффициент режекции II следует определить из соотношения

Аналогично определяются составляющие выходного сигнала W вых + U' - U" . —U' BLV I 1 U"В BЫ LV IХ1. И *'"'вIIТ ВЫХу. ых.р ~ 111 IV HIV

128

и. t

>д е ктроф» пнол or и н еская и фотометрическая медицинская технология

145

Например, если UBx p = 1 мВ, U„x,y = 1 В и \уд = 100, то Н = 105. Значение коэффициента режекции ДУ лежит обычно в пределах 103-г- 106. Отношение коэффициентов передачи разностного сигнала Кр>р и сигнала среднего уровня Ку>у называется коэффициентом дискриминации F F = Крр/Куу

Когда сигнал с выхода дифференциальной схемы снимается только с одного активного выхода (например, при переходе от дифференциальной схемы к однополюсной), то для оценки уровня подавления синфазной помехи используют еще один показатель — коэффициент подавления синфазной помехи Кпсп, определяемый как отношение коэффициента передачи разностного полезного сигнала к коэффициенту преобразования синфазного сигнала помехи в выходной однофазный сигнал. В зарубежной литературе он обозначается как параметр CMRR, который нормируется для УБП. Часто его выражают через отношение отношения сигнал/шум на выходе УБП—х|/вых к отношению сигнал/шум на входе—у вх : v^МТСП=

V.1

Рассматривая усилитель как линейную систему и пользуясь принципом суперпозиции, для разностного сигнала на выходе второго каскада ' '»ых,р.р2> вызванного входным разностным сигналом UBX>pi, получаем ивых,р,р2 = (Кр,р1 • Кр,р2 + Ку р! • Ку_р2) • UBX pi.

Для разностного сигнала на выходе того же каскада от входного сигнала среднего уровня имеем UBblx,p,y2 = (Кр,у, • Крр2 + Ky yi • Ку_р2) • UBX)yi. При ивых,р,р2 = ивых,р1У2 с учетом H t = Кр^/Кр^ и Н2 = Крр2/Кр>У2 нахо1ИМ II

'Ъкв,2

К

-

Р Р ' • КР.Р2

+

К

:

K

p,yl " Кр.р2 +

У , Р ' l• К У . Р 2 _

K

y,yl '

К

Н

у.р2

2

+ КУР, • К ^ ,

2

—

К

+

/ С , - Н

Н, "

у.у1 ' Кр,у1

1 +

Н

те Gi — Kppi/KypiТак как обычно Hi • Нг

>:>

2

1 F , H

2

Kypi • К РУ |, то

Полученные вьфажения показывают, что коэффициент режекции тухкаскадного усилителя не может быть больше коэффициента режек|||и первого каскада. Коэффициент дискриминации двухкаскадного усилителя можно записать в виде р

Г пкв1.

К

К

р Р,Р,р2 _ У.У2

К

р .р.р 1 • К р , р 2 +

К

К

У,У 1 • У , 2 +

к

К

у.р.'

1 +

у,Р2 _

К

р.у. ' р.у2

У ^

1

F3KB^ ~

/ G , р2

-Н

+

2

• G

2

Н, F2

или 1

^»bixj>,y2 ^вых,р,р2

К

ie G2 - KPiP2/Ky>P2. Так как 1 / ( G , - H 2 ) « 1, то

1

130

—

V»

Например, пусть сигнал на входе составляет 1 мВ, размах синфазной помехи — 200 мВ, а требуемое отношение сигнал/шум на выходе — 50. тогда нетрудно определить требуемый коэффициент подавления синфазной помехи Кпсп = 104. При расчетах дифференциальных схем и определении требований к отдельным блокам УБП удобнее пользоваться коэффициентами Н и F. Часто необходимо определить коэффициенты режекции и дискриминации для многокаскадных ДУ. Следует иметь в виду, что при последовательном соединении дифференциальных каскадов коэффициенты подавления синфазных помех не перемножаются, а имеет место функциональная связь между коэффициентом подавления синфазных помех много. . „кадного усилителя и коэффициентами режекции и дискриминации каждой из последовательно соединенных дифференциальных схем. Определим коэффициенты режекции и дискриминации для двухкаскадного дифференциального усилителя. Для двухкаскадного усилителя коэффициент режекции Нэкв,2 может быть выражен через коэффициенты режекции и коэффициенты передачи отдельных каскадов. По определению опэкв,2 = ^«.У

Н, •Н

lh

F„

H,G2

+-

1

F,-F2 131

положении электродов относительно источника наводки (рис. 6.15,6), иная точки 2 и 3 совпавшими, имеем

Обычно

Следовательно, коэффициент дискриминации двухкаскадного усилителя F3ICBi2 больше коэффициента режекции первого каскада Н i, а значит, и больше коэффициента режекции двухкаскадного усилителя Нэкв2. Таким образом, при выполнении последнего неравенства результирующий коэффициент режекции не может быть выше результирующего коэффициента дискриминации. Рассматривая двухкаскадный усилитель как однокаскадный, можно распространить полученные результаты для расчетов на трех- и более каскадные усилители. Для УБП следует различать входное сопротивление для сигнала среднего уровня ZBxy и для разностного сигнала ZBX р. Входные сопротивления лежат в пределах от единиц до сотен мегаомов. Кроме рассмотренных параметров, УБП, как и любой другой усилитель, характеризуется линейными и нелинейными искажениями, динамическим диапазоном, выходными параметрами.

6.3.3. Эквивалентные схемы входной цепи усилителей биопотенциалов Живой объект с наложенными электродами схематически можно представить в виде, изображенном на рис 6.15. Через паразитные емкости С„| и Сп2 на объект наводятся помехи от силовой (осветительной) сети с напряжением U~. Напряжение помех в точке 1 выражается как и LL

,

у

/Л-с\

/А-г.

Сеть

и»,

7. j-j-Cn? Un,

U«2

а)

б)

Р и с . 6.IS. Схематическое изображение биообъекта с наложенными на него электродами 132

п 1

= _ — и ~ ,

z,+z2+z0

где Zo—сопротивление биоткани между точками 1 и 3; Ъ\ и Z 2 —сопротивления паразитных емкостей C„i и Сп2Если сопротивление межд\ точками 2 и 3 также равно 7,. (рис. 6.15, а), то напряжение по мехи в трчке 2 будет соответство вать напряжению помехи в точко 1: U„j = и„г. При несимметричном

Z,+Z2+Z0 Ц*-

v

Z,+Z2+Z0

-U~.

Так как сопротивление ткани живого объекта Zo во много раз меньше сопротивления Z2, то, пренебрегая им по сравнению с Z2, получаем одинпковое синфазное напряжение помех в точках 1 и 2 наложения электродов и„,=ип2= - Ь — - и ~ . Z,+Z 2 11апример, при U~ = 220 В; Zj = 2 • 108 Ом; Z2 = 107 Ом напряжение помех U„i = Un2 = 10,5 В. Если напряжения помех U„i и Un2 неодинаковы, то это вызывает появление на входе усилителя разностного сигнала: Un,p = (Unl - Un2)/2. Такую разностную помеху невозможно отделить от полезного разно1 гного сигнала, если частотные спектры перекрываются. Для ослабления • и 1 ряжения помех используется нейтральный специальный электрод, с •мощью которого пациента соединяют с заземляющим проводом. Считая > онротивление между кожей и нейтральным электродом Z2=5 • 104 Ом, при • нмметричном расположении электродов относительно источника навоюк получаем напряжение помех U„i = U n 2 = 52,5 мВ. Биообъект, являющийся источником возбуждения усилителя, можно усматривать как эквивалентный генератор напряжения Uc, включенный последовательно с сопротивлением R;, состоящим из внутреннего ниротивления самого генератора и сопротивления тканей, расположениях между генератором и участком кожи, к которому приложен электч1д. На рис. 6.16, a RK и Ск—сопротивление и емкость кожи между элек. |Х)дом и прилегающими внутренними тканями; R3 и Сэ—сопротивление I емкость электродов; Яэл — сопротивление электролита, наносимого на • 1сктрод; Z', Z" и Z | 2—сопротивления входной цепи усилителя. Поляримцнонные потенциалы, возникающие на границе «эдектрод—кожа», •('«означены через Е' и Е". Для практических расчетов схему можно упро. ин ь (рис. 6.16, б). 133

4

^

4

3

4

Введем понятие коэффициента режекции входной цепи Нвх, определив его следующим образом: U'

_ и.У Н 8Х 'AU'

•Х.У

Это оправдывается тем, что AU'BM, можно рассматривать как разно/1 ный (противофазный) сигнал на входе усилителя, вызванный сигналом . реднего уровня U'ix_y при изменении сопротивления R'c на величину • AR'C. Тогда Н Пвх -

Z

"-v U v • — •• •—•• • К +z Bxy Z^U;AR' c

—К— ' AR;

,

Знак минус означает, что с увеличением R'c уменьшается входное напряжение U'ixy. Опуская знак минус и считая ZBX.y » R'c, получаем

б) Р и с . 6.16. Эквивалентная схема ахода усилителя биопотенциалов

Сопротивление эквивалентных генераторов возбуждения Rc, учитывающее сопротивление биоткани, электродов и кожи, под воздействием ряда факторов (изменения кровенаполнения, сопротивления системы «кожа—электрод» и др.) может существенно меняться в процессе исследований и лежит, как правило, в пределах 103 106 Ом. Разность сопротивлений ARC= R'c - R " может достигать десятков и сотен килоом, что обусловливает довольно жесткие требования ко входной цепи усилителя. Изменение сопротивления R'c на величину AR'C вызывает изменение входного напряжения среднего уровня U'BXJr на величину AU'BXJr. Так как 1

,вху

=

Z ^ U'v - f(R'с c), то R' + Z_... у

dU' (R'c +ZB*.v)2

dR',

•и:.

и после перехода к конечным приращениям получаем Z.ВХзУ - U' • AR'. ди'_.. вх,у = ( R 'c 134

+Z

BX.V) 2

Z. H.v — •«.у AR ' Коэффициент режекции входной цепи Н^ должен быть больше коэффициента режекции всего усилителя. Входное сопротивление для сигнаta среднего уровня ZBX.y определяется как ZBX.y = HBXARC.

(6.2)

Например, если Нвх = 104 и ARC = 5 • 104, то ZBX>y = 5 • 108 Ом. Необхошмость в таком большом входном сопротивлении обусловлена необхошмостью подавления помех, вызываемых изменениями внутренне.го соиротивления эквивалентного источника возбуждения усилителя. Это •собенно важно при длительных исследованиях и для миографии. Есте. I пенно, что внутреннее сопротивление эквивалентного генератора не может изменяться с большой частотой. Поэтому большое входное сопрошвление должно быть обеспечено для области низких частот порядка •миниц Гц и менее. Это весьма существенно, так как, например, входная емкость ЮпФпри частоте 1 ООО Гц обладает сопротивлением всего If» МОм. Аналогичные расчеты можно провести и для разностных сигналов:

или, опуская знак минус и считая Z , ^ » Rc, 131

ли.

ARc

а

Too' где а—относительное изменение входного напряжения в процентах, вызванное изменением внутреннего сопротивления эквивалентного источника возбуждения. Для входного сопротивления по разностному сигналу получаем AR (6.3) 100.

Z ex ,p

Например, если а = 1 % и ARc = 5 • 105, то ZBx p = 5 • 107. Недостаточно входное сопротивление усилителя по сигналу среднего уровня и разно стному сигналу во многих случаях является источником неустойчивых результатов, которые ошибочно приписываются особенностям живого организма.

6.3.4. Экранирование входа усилителей биопотенциалов Напряжение помех Un может наводиться и на линии, связывающе . биологический объект с электрофизиологическим прибором, — кабели отведений, которые обычно представляют собой высокоомные линии связи, очень чувствительные к емкостным наводкам. Для таких линий велика опасность больших наводок от осветительной сети (рис. 6.17 > -.Обозначив сопротивление паразитной емкости СП| между сетью проводом 1 через ZJ, его сопротивление по отношению к общей точке через Z'2, где Z'2 = R'C||Z'BX, для напряжения помех на этом проводе пол\ чим Z'

z; +z 2 и.

4

•Сеть R'c

R"

СдгЦ общ

Р и с . 6.17. Схема возникновения помех на линиях связи биообъекта с усилителем 136

Аналогично для провода 2 получаем Z" U„2 = - 2 • ik z;+z'2 При большом входном сопротивлении усилителя сопротивления Z 2 и Z 2 определяются в основном сопротивлениями R'c и Ь ' входных концов линии. Для осла-о-

,1ения наводок на провода линии сопротивления R'c и R" следует уменьшить, что ослабляет также электромагнитные наводки на линию, которые при больших сопротивлениях R'c и R" могут полностью подавить полезный сигнал. Магнитные разностные наводки при сближении проводов 1 и 2 ослабляются, так как при этом уменьшается площадь замкнутого контура, образуемого этими проводами, через который проходит переменное магннтное поле, вызывающее разностные наводки. Одним из выходов для уменьшения наводок является помещение кабелей отведений в экран, однако при этом увеличиваются емкости отвочящих проводов. При механических перемещениях кабеля паразитные емкости проводов могут, хотя и в малых пределах, изменяться, приводя к появлению шумов экранирования, которые при малых амплитудах исследуемого сигнала начинают играть существенную роль. Так, при напряжении наводки 10 В и изменении емкости на 0,01 % скачки напряжения шумов достигают 1 мВ. Несмотря на экранировку, кабель играет роль антенны, а при значительной длине он будет вносить основной вклад в величины емкостей С п | и С„2. Вообще говоря, защита усилителя биосигналов от наводок путем экранирования кабеля отведений — не простая задача [11, 17]. Эта защита буДет эффективнее, если следовать нескольким простым принципам: — все проводники, несущие относительно слабый полезный сигнал, должны быть помещены в экран; — проводник заземления экрана должен быть подключен к нулевому проводу источника возбуждения только один раз; — при экранировании низкочастотных шумов в ближней зоне излучения, при защите от радиопомех это соединение следует подбирать экспериментально; — экран и нулевой провод сигнала должны быть заземлены у источника питания в одной точке; — заземление, по которому течет ток нагрузки к источнику питания, должно осуществляться отдельным проводом, а не объединятьЯисп экран ся с нулевым проводом сигнала; Cv-LT — желательно, чтобы кабель отведений был минимальной члины и при укладке занимал небольшую площадь. RHCT2 экран В некоторых случаях исполь- Р и с . 6.18. Схема коррекции иаводок на ювания усилителей биопотенци- вход усилителя путем подачи синфазного сигнала на экран алов эффективным могут оказа131

6.3.5. Электродные усилители как входные узлы усилителей биопотенциалов

Р и с . 6.19. Схема защиты входной цепи с помощью буферного усилителя

ться схемотехнические приемы уменьшения напряжения наводок на входные цепи усилителей. Например, если на экран подать напряжение, равное синфазному (рис. 6.18), то синфазное напряжение не будет затухать под влиянием входных цепей. Это приведет в свою очередь к тому, что не будет разных затуханий по линиям связи, что улучшит эффект подавления синфазных помех. Однако такое присоединение экрана может привести к недопустимой нагрузке источника входного сигнала. Этот недостаток может быть устранен в схеме, изображенной на рис. 6.19. Резисторы R подобраны так, что не нагружают входы усилителей ОУ | и ОУ2, напряжение в точке соединения этих резисторов приблизительно равно синфазному напряжению. Повторитель ОУ4 работает как буферная схема между усилителем (ОУз) и экраном. Если емкость экрана невелика, можно обойтись без буферного каскада, а экран подсоединить к средней точке резисторов R. Еще один вариант подключения усилителя биопотенциалов к источнику возбуждения и источнику питания иллюстрирует рис. 6.20. Схема предназначена в качестве входной цепи усилителя электрокардиосигналов для мониторных систем [17]. Влияние кабеля отведений на входной импеданс УБП уменьшается, а коэффициент дискриминации входной цепи повышается за счет применения на входе кабеля буферных усилителей ОУ| и ОУ2, что позволяет согласовать линию связи, и усилителя ОУч — подавителя синфазных сигналов. Подавление происходит благодаря отрицательной обратной связи (ОС) по синфазному сигналу на электрод, подключаемый к правой ноге (Пн). Отрицательная ОС поддерживает близким к нулю синфазное напряжение между входом ДУ и изолированным общим проводом. 138

Во входной цепи, выполненной по схеме на рис. 6.20, предусмотрены меры по согласованию линии связи биологического объекта и усилителя оиопотенциалов. Для этого использованы дополнительные электродные \силители для каждого электрода, расположенные в непосредственной ц.шзости от электродов и объединенные с ними конструктивно. Такие >;|ектродные усилители должны обладать высоким входным сопротивлением, удовлетворяющим полученным условиям (6.2) и (6.3), и выходным . опротивлением порядка десятков ом. Значение коэффициента передачи напряжения этих усилителей может быть близким к единице. Экраны ка| юлсй отведений при использовании буферных электродных усилителей подключаются к выходам повторителей напряжения. Использование электродных усилителей открывает широкие возможности по регистрации биопотенциалов от объектов, удаленных на достаI очно большие расстояния от УБП. Основным назначением электродного усилителя является передача напряжения, снимаемого накожным электродом, к входу основного усилителя биопотенциалов. Так как электроПП.1Й усилитель передает напряжение электрода относительно общей | нейтральной) точки, он не может быть выполнен в виде дифференциального каскада. Исключение составляют случаи съема биопотенциалов с п«ух близко расположенных электродов. Естественно, что электродные енлители, одинаково усиливающие, и разностные сигналы двух электродов, и сигналы среднего уровня не должны превращать входные сигнап.| среднего уровня в разностные сигналы на входе последующего дифференциального усилителя. Для этого коэффициенты передачи напряже-

-•- Bxi * кДУ

1

Пн(Ы)

1 Обший провод

Экран Р и с . 6.20. Входная цепь усилителя электрокардиосигиала для мониторной К

правая рука; L — левая рука; N — правая нога; ДУ — дифференциальный усилитель 139

ния электродными усилителями должны быть идентичными с очень высокой степенью точности. Допустимые вариации значений коэффициентов передачи К электродных усилителей можно определить следующим образом. Разностный сигнал на выходе двух электродных усилителей ивых,р с коэффициентами передачи Ki и К2, вызванный входным сигналом среднего уровня UBX,y, определяется выражением ,,

*-"вых,р

-и»*.У-(к,-к2)

_ 2

>•

коэффициент передачи от сигнала среднего уровня на входе к разностному сигналу на выходе электродных усилителей Кр>у—выражением V РУ

^ ^"blx.y _ К, - К2 U вх,у 2~"

Если К| и К2 близки к единице (повторители напряжения), то К рр = К уу = 1 и коэффициент режекции Н эу пары электродных усилителей имеет вид _ Н э.у ~

К.Р.Р Кру

К, - К2

Так как коэффициент режекции электродных усилителей должен быть больше коэффициента режекции Н всего усилительного канала (см. выражение (6.1)), то 2 = 2-UBM, ДК = К , - К 2 < — Н a-U^ Например, при UBXiP= 1 мВ,иах>у= 1 В и а= 100 получаем АК < 2 • 10 5. При использовании нейтрального электрода, с помощью которого пациент соединен с корпусом (заземлен), можно считать ивХ)У « 50 мВ. Тогда АК < 4 • Ю-4. Такие высокие требования к идентичности коэффициентов передачи электродных усилителей и необходимость получения очень больших входных сопротивлений не могут быть обеспечены применением простых истоковых или эмиттерных повторителей. Требуется использование более сложных схем, в частности операционных усилителей с большим входным и низким выходным сопротивлением. 140

6.4. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ БИОПОТЕНЦИАЛОВ При проектировании усилителей биопотенциалов наиболее сложными этапами являются: составление функциональной схемы устройства, шализ требований к отдельным блокам, согласование входной цепи и , мечет первых каскадов усиления. Идеальным для регистрации биопое'ициалов был бы усилитель, который обладает бесконечно большим юлиым входным сопротивлением, полностью подавляет помехиют сило<оИ сети, нечувствителен к потенциалам поляризации электродов и разностным помехам, лежащим за пределами полосы частот полезного сигнала, не имеет собственных шумов, способен сохранять свои характеришки при воздействии на него значительных кратковременных перегручж, а также не вносит частотных и нелинейных искажений в полосе iiicTOT и в динамическом диапазоне полезного сигнала. Однако постро1гь такой усилитель практически невозможно, поэтому при разработке v'lill стремятся реализовать ряд требований к ним. 1. Входное сопротивление усилителя должно быть по возможности не ниже сопротивления биообъекта с учетом сопротивления перехода коки—электрода тем чтобы не нагружать источник возбуждения, которым шляется биологический объект. Например, для съема потенциалов с биологически активных точек рекомендуется соблюдать выполнение соотношения RBX> l/6Rimax, где К,* — входное сопротивление усилителя; б — максимально допустимая погрешность измерения; Rimax — максимальное внутреннее сопротивление источника биопотенциалов, за которое принимают результат измерения сопротивления цепи системы «электрод—кожа—электрод». При • том учитывается, что нагрузка на биологически активные точки может ущественно влиять на точность измерений, изменяя свойства каналов, низанных с этими точками. Для других измерительных систем эти услоК1Я могут быть менее жесткими. Для частот исследуемых сигналов до сотен килогерц (например, при > 1сктроемкостных или импедансных исследованиях) можно учитывать юлько активные составляющие входных сопротивлений УБП. Иногда при расчете допустимого значения входного сопротивления усилителя используют представление о допустимом отношении сигмил/шум. В этом случае расчетное соотношение имеет следующий вид: | z

"

l > 2

l f c ' Vc„ 141

где Zyr — паразитное сопротивление приэлектродной зоны (электрод—ткань); tj/cn — заданная величина отношения сигнал/помеха. 2. Коэффициент передачи и полоса частот УБП выбираются с таким расчетом, чтобы при максимальном размахе полезного сигнала суммарные полезный сигнал и сигналы всех видов помех не вышли за пределы линейного участка УБП с целью минимизации искажений величины сигнала. Искажения, вносимые любыми усилительными устройствами, делятся на линейные и нелинейные. Линейные искажения возникают вследствие зависимости коэффициента передачи устройства от частоты сигнала. Эти искажения не изменяются при изменении амплитуды сигнала. Нелинейные искажения зависят от амплитуды, но не зависят от частоты; они связаны с нелинейностью амплитудной характеристики передачи усилителя. При регистрации биопотенциалов с помощью самопишущих приборов возникают дополнительно динамические искажения. Они появляются тогда, когда скорость изменения амплитуды сигнала на входе выше времени переходных процессов в устройстве регистрации. Такие искажения связаны с ограничениями быстродействия схем, то есть с ограничениями в области верхних частот. Регистрация неискаженной формы и спектра сигнала позволяет сохранить максимальную диагностическую информацию в полезном сигнале, особенно в тех случаях, когда заранее не известны информативные признаки сигнала. Однако сохранение такого сигнала создает и ряд серьезных трудностей для его регистрации и последующего анализа. На практике регистрация сигналов в полном объеме не всегда целесообразна, особенно когда известны информативные параметры. В этих случаях возможны значительные искажения сигналов, но при условии, чтобы они не вносили искажения в измеряемый параметр. Так, например, в исследовательских целях регистрация электрокардиосигнала производится в диапазоне частот от 0,05 до 800 Гц, для клинических целей — в пределах от 0,1 до 100 Гц, а при регистрации частоты сердечных сокращений — от 1 до 16 Гц. Нелинейные искажения в первом случае стремятся сделать менее 1 %, во втором — 5 %, а в третьем — искажения допустимы до 50 %, лишь бы они не вызывали ошибки пропусков лишних срабатываний выходного формирующего устройства. 3. Входные каскады усилителя биопотенциалов строятся с таким расчетом, чтобы обеспечить подавление наиболее существенных помех и минимальный уровень собственных шумов при достаточно простых схемотехнических решениях. Под помехами понимают сравнимые с величиной полезного сигнала напряжения, присутствующие в отводимых с помощью электродов потенциалах. Помехи по их виду, происхождению и влиянию на параметры 142

полезного сигнала можно разделить на аддитивные и мультипликативные. Аддитивные помехи складываются с сигналом; они вносят наибольшую погрешность и с ними труднее всего бороться. Они делятся на синфазные (сигнал среднего уровня) и разностные (см. § 6.3.2). На поверхности тела относительно земли присутствует напряжение синфазной помехи частотой 50 Гц, амплитуду и фазу которой можно считать практически одинаковой во всех точках. Инфранизкочастотные синфазные помехи создаются средним уровнем поляризационных потенциалов электродов, а среднечастотные — средним уровнем биоэлектрической активности соседних органов и кожно-гальваническим рефлексом (КГР). Эти же причины могут привести к возникновению разностных помех, мгновенные значения которых на входах усилителя равны по величине и противоположны по знаку (см. § 6.3.2). Разностную помеху могут создавать магнитные поля, пронизывающие контур, образованные проводами, которые соединяют электроды с усилителем биопотенциалов, а также сильные магнитные поля, воздействующие непосредственно на усилитель. Мультипликативные помехи изменяют параметр одного из элементов контура передачи сигнала (например, сопротивления системы «кожа—электролит—электрод» при высыхании электролита или при движениях пациента), меняют коэффициент передачи полезного сигнала, вызывая появление модуляции полезного сигнала помехой. Значительный вклад в уровень помех вносят электроды, причем не только за счет поляризационных эффектов. От конструкции электродов и используемых материалов зависят собственные шумовые свойства электродов и интенсивность ряда процессов, происходящих в зоне контакта электрода с объектом исследования, которые могут явиться причиной интенсивных помех (см. гл. 3). Еще одна группа помех связана со свойствами усилителя биопотенциалов. Поскольку в современных усилителях чаще всего используются схемы на операционных усилителях (ОУ), то составляющими этой группы являются погрешности работы ОУ. К ним относят погрешности, возникающие из-за: нестабильности источников питания и ип ; температурноI о дрейфа идр; неточности установки операционных сопротивлений Ur; конечности величины коэффициента усиления; конечных значений входных и выходных сопротивлений ОУ и др. Подробнее эта группа погрешностей будет рассмотрена в литературе, посвященной описанию операционных усилителей. Уровень собственных шумов УБП определяется путем деления величины выходного шумового напряжения при подключении ко входу УБП вместо источника биопотенциалов резистора, равного по величине вы143

ходному сопротивлению реального источника сигнала, на коэффициент передачи усилителя для полезного сигнала. Основной вклад в шумы УБП вкладывают первые каскады усиления, поэтому иногда их выполняют на навесных элементах, используя полевые транзисторы или транзисторы в микрорежиме их работы [19].

6.5. ОБОБЩЕННЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ БИОПОТЕНЦИАЛОВ Поскольку требования по полосе частот полезного сигнала, динамическому диапазону, коэффициенту усиления и другим параметрам, характер помех и шумов при отведении биопотенциалов с помощью накожных электродов сходны, то можно предложить обобщенную функциональную схему усилителя биопотенциалов, пригодную для построения усилительных каналов аппаратуры, предназначенной для большинства методов исследования биоэлектрической активности. Как правило, это усилители «прямого усиления». На рис. 6.21 приведена обобщенная схема усилительного канала, построенная исходя из функций, которые должны быть выполнены для обеспечения высокого качества передачи полезного сигнала. В частных случаях реализации УБП некоторые блоки могут быть совмещены, но при проектировании любого высококачественного УБП должны быть учтены функции всех блоков, включенных в эту схему. Здесь используются следующие обозначения: Э — электроды (1,2 — активные, 0 — индифферентный), ВЦ — входная цепь, СЗП:— схема защиты от перегрузки, ЭУ—электродные усилители, ПУБП — предварител ьный усилитель биопотенциалов, ФВЧ — фильтр верхних частот, ФНЧ — фильтр нижних частот, СУ—схема успокоения, ПрУ—промежуточный усилитель, СОП—схема определения перегрузки, ОУ—оконечный усилитель с регулировкой положения нулевой линии (Н), а — выходные клеммы усилительного канала. СОП Э1

СЗП

ЭУ1 ВЦ

S - 0 ЭО

ЭУ2

СЗП

-

ПУБП

ФВЧ ФНЧ

СУ

ПрУ

^EHZ

1 Р и с . 6.21. Обобщенная схема усилительного канала биопотенциалов

144

>а •al

11аиболее специфичными для любых усилителей биопотенциалов яв1нются входные цепи и предварительные каскады усиления, которые •иределяют подавление синфазных помех, шумовые характеристики кагала в целом, чувствительность УБП к постоянным разностным помехам I флуктуациям сопротивлений источника возбуждения. После каскадов предварительного усиления осуществляется фильтрация разностных помех и усиление мощности сигнала. В предварительных усилителях часто используют дифференциальные каскады, однако разностные помехи с их помощью не отделимы от тлезного сигнала. Их фильтрация производится частотным (с помощью фильтров) и (значительно реже) временным способами. После ФНЧ начинается оконечная часть УБП; она может строиться • лк по дифференциальной, так и по обычной схемам. Методы расчета • I ой части УБП не отличаются от расчета усилителей общего назначения, I;I исключением схемы ручного или автоматического успокоения. При движениях пациента, отрыве одного из электродов разностный н гнал может в тысячу раз превышать сигнал в нормальных условиях. 11ри этом происходит нелинейный ускоренный заряд переходных конюпсаторов и перегрузка усилительного канала по амплитуде. Для восста•овления работоспособности и возвращения нулевой линии усилителя в 1>.|бочее положение требуется недопустимо большое время. В простейшем случае при ручном успокоении используется кнопка, с помощью котрой закорачивается переходная цепь. При автоматическом успокоении и случае превышения усилителем заданных уровней срабатывает двусто(>онний компаратор, выходной импульс которого вызывает срабатывание реле. При этом замыкаются контакты, закорачивающие переходные емкости, что приводит к сокращению времени восстановления. Иногда схему на рис. 6.21 дополняют так называемым «подавляющим усилителем, с помощью которого выделенный в первых каскадах v нгнал среднего уровня подается на правую ногу пациента через индифферентный электрод (на рис. 6.21 показан пунктиром). Один из вариант е такого подключения источника возбуждения к УБП был рассмотрен иыше и иллюстрируется схемой на рис. 6.20. Поиски радикальных мер повышения электробезопасности пациента при проведении электрофизиологических исследований привели к созданию УБП, в которых предварительный усилитель сигналов гальванически развязан от оконечной его части, — усилители с «плавающим входом». Принципиальным отличием УБП этого типа (рис. 6.22) следует I-читать введение блоков прямого (ППС) и обратного (ОПС) преобразования сигналов и гальванической развязкой как цепи сигнала (ГРС), так и цепи питания (ГРП) предварительных каскадов усиления. 145

Г л а в а

7

УСТРОЙСТВА СОПРЯЖЕНИЯ ФОТОМЕТРИЧЕСКИХ СИСТЕМ С ОРГАНИЗМОМ Р и с . 6.22. Обобщенная схема усилителя с «плавающим входом»

Наиболее сложными узлами каналов с гальванической развязкой, в значительной степени определяющими характеристики канала в целом, являются блоки гальванической развязки, в качестве которых могут использоваться: — высокочастотные трансформаторы; — конденсаторы специальной конструкции; — оптроны (устройства, содержащие светодиоды и фотодиоды и представляющие собой по существу электрооптико-электрические преобразователи). Проводимость между изолированной частью и выходными блоками канала носит емкостный характер, а активной составляющей, определяемой качеством изоляции, как правило, можно пренебречь. С точки зрения подавления синфазных помех введение гальванической развязки эквивалентно увеличению входного сопротивления для сигнала среднего уровня.

7.1. ОПТИКО-ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ Методы исследования оптических свойств различных сред по их способности поглощать излучение определенного спектрального состава разделяют не только по виду регистрируемого после взаимодействия лучевого потока (в проходящем, отраженном или рассеянном потоках), но и но числу спектральных диапазонов (одноволновые, двухволновые, колориметрические, спектральные), по способу канализации лучистой энергии от источника к исследуемому участку ткани и от него к фотоэлектрическому преобразователю, по числу потоков энергии (однолучевые и лвухлучевые). Эти характеристики методов и определяют выбор схемы измерений. На рис. 7.1 приведены примеры некоторых типовых структур одноиолновых фотометров. Главным их отличительным признаком, определяющим вид измеряемого выходного параметра, а следовательно, и схему устройства обработки сигналов ФЭП, следует считать количество различных по характеристикам потоков излучения (лучей), которые используются при оценке исследуемого оптического свойства объекта. Количество лучей 0 определяет «фотометрическую сложность» структуры фотометра. При 0 = 1 используется один поток излучения — однолучевой фотметр (рис. 7.1, а); для таких фотометров оптическое свойство от ражается непосредственно в одном из параметров электрического сигмала ФЭП — чаще всего в амплитуде. При 0 = 2 (двухлучевой фотометр) поз можно несколько вариантов использования лучей в зависимости от назначения фотометра (рис. 7.1, б, в, г). В технике фотометрии известны фотометры при 0 = 3 и более, используемые, например, при специальных фотометрических исследованиях [23, 27]. 147

В) ПС

Об

Ок 77777$, ФПУ

sffflfl

УПО

УОИ

М

Микроскоп

Г1 Р и с . 7.1. Типовые структуры одноволновых фотометров

Приведенные примеры иллюстрируют и различные конструктивные исполнения оптических схем фотометров. Так, в схеме рис. 7.1, а используются только две спектрально-избирательные системы (ОС] и ОСг), в схеме рис. 7.1, б в оптической части для разделения потоков излучения применяется зеркало 3, в схеме рис. 7.1, в в оптическую часть включены две призмы (П[ и Пз), четыре зеркала (Зм), диафрагма (Д) и модулятор лучистого потока (М) (диск с отверстиями для пропускания потока из пучения), а в схему рис 7.1, г включен оптический микроскоп, содержащий две диафрагмы (Д1>2), конденсор (К), предметный столик (ПС), объектив (О) и модулятор (М). Однако независимо от конструктивного оформления «фотометрическая сложность» этих фотометров одинакова—G = 2. В некоторых вариантах фотометров при оценке оптических свойств используются несколько оптических каналов N, каждый из которых может иметь различную «фотометрическую сложность». К такому виду фотометров относятся, например, двухволновые фотометры. Для фотометрических исследований, где используются такие фотометры, характерно, что оценка оптических свойств выполняется с помощью потоков излуче148

ОС2 ння разных спектральных i нойств. В этих фотомет- ИИ ^ ФПУ; ОБ^ мх формируются два или •клее потоков излучения ж различными спектральФПУ1 УПО УОИ ными, геометрическими и i ругими характеристикаin. При этом канал фора) шрования каждого пото.1 может быть выполнен <> 0 = 1,2 или более. Прич-ры фотометров для ре• шзации двухволновых io годов приведены на не. 7.2. Эти примеры также | ыюстрируют различие структуры выполнепя фотометров. Так, в фуктуру фотометра на не. 7.2, а для выделения упоЬЧЩ мух спектральных облассй излучения включено сркало 3, спектральные •лрактеристики отражеВ) ния и пропускания котоР и с . 7.2. Примеры типовых структур I >го подобраны так, что с двухволновых фотометров | о помощью удается вы1-лить требуемые обласн спектра излучения. В фотометре на рис. 7.2, б тоже используется один | сгочник излучения ИИ. Поток излучения прерывается модулятором, кочрый представляет собой диск со встроенными в него двумя оптически•II спектрально-избирательными системами (фильтрами) OCj и ОСг- При ращении диска (мотор М) фильтры последовательно пересекают исходный поток X, формируя требуемые по спектру потоки {Х|} и {>.2}.СинхiiiiHo с вращением диска работает устройство первичной обработки I V| Ю) сигналов с ФПУ. Возможны варианты фотометров с двумя источниками излучения, спектральные характеристики которых удовлетворямн требованиям решаемой фотометрической задачи. Например, фоточегр, представленный на рис. 7.2, в, содержит два источника ИИ1 и ИИ2 и кютаточно сложную оптическую систему для управления соответствующими потоками излучений (четыре зеркала Зм, две призмы Пр1_2). Ниже будут 149

ОС

{?и>ОСз

ос,-ж:

ФПУ|НРПУ2ПУП0

«УОИ

Р и с . 7.3. Оптическая схема трехканального однолучевого фотометра

предложены новые варианты подобных фотометров, рассчитанные на применение полупроводниковых светоизлучающих и фоточувствительных элементов. Другим широко известным фотометром, предназначенным для оценки цвета объектов, является колориметр, в котором используются три канала, каждый из которых имеет «фотометрическую сложность» 0 = 1 (рис. 7.3). Для разделения спектральных зон в ОЭИП использованы два зеркала 3|д, специально подобранные по спектральным характеристикам пропускания и отражения, три оптические корректирующие системы ОС 1.1 и три фотоприемных устройства ФПУ|.3.

7.1.1. Преобразователи однолучевых фотометров Оптико-электрический измерительный преобразователь (ОЭИП) любого фотометра может содержать один или несколько фотоэлектрических преобразователей, чувствительных к лучистому потоку. Но на точность преобразования оказывают влияние не только фотоэлектрический преобразователь, но и источник излучения, устройства формирования лучистого потока по спектральному составу, поляризации, направленности и геометрии, устройства управления интенсивностью излучения источника во времени, оптические свойства внешней среды. Существенное влияние на достоверность измерений оказывает сам биологический объект в силу своих специфических особенностей функционирования. Однако определяющим для выбора структуры фотометра, предназначенного для решения конкретной практической задачи, является его фотометрическая сложность Q. Чтобы подтвердить целесообразность перехода при выполнении фотометрических исследований биологических объектов к структурам более высокого порядка, рассмотрим источники погрешностей, сопровождающие исследования при однолучевой схеме фотометра. В однолучевом фотометре с исследуемой средой (объектом исследования Об) взаимодействует только один поток излучения (см. рис. 7.1, а), поэтому оптические свойства Об можно оценить по параметрам этого по150

юка после взаимодействия с ним. Поток излучения Фо от источника ИИ, проходя через оптическую систему ОС ь формируется в соответствии с требованиями методики. После взаимодействия с объектом поток через оптическую систему ОС2 подается на фотоэлектрический преобразова1ель ФЭП, входящий в состав ФПУ. Сигнал на выходе ФПУ определяется как и = БткФо = Ь*т,

(7.1)

где S — чувствительность ФЭП; т — коэффициент пропускания исследуемой среды; к—коэффициент преобразования, учитывающий потери лучистой энергии в оптическом тракте; b — коэффициент преобразования фотометра. Чтобы сигнал и был пропорционален т, необходимо поддерживать постоянными величины Ф0, S и к. Линейность энергетической характерисгнки ФЭП зависит от типа фоточувствительного элемента, способа' июночения ФЭП и внешних условий его работы, особенно температуры; Для стабилизации Фо применяют специальные источники питания, обеспечивающие хорошую стабилизацию напряжения питания излучателя. ()днако добиться высокой точности измерений не удается. Кроме нестабильности Фо и S точность измерений снижают такие факторы, как изменения параметров внешней по отношению к исследуемому объекту среU.I, различия характеристик оптических систем, посторонние засветки и др., которые приводят к изменениям коэффициента преобразования. Например, если коэффициент пропускания внешней среды То, а исследуемого объекта — то6, то т = т0тОб- Для уменьшения этой ошибки измерения проводят в два этапа: отдельно определяют т0 и х, а затем вычисляют т,ц, = т/т0. Такая процедура увеличивает время измерения, но, кроме того, се не всегда возможно выполнить. Уменьшить влияние изменений Ф0 можно с помощью однолучевого (ПИП с двумя ФЭП (см. рис. 7.1, б). В этой схеме исходный поток Ф0 с помощью оптического разделителя (зеркало 3) делится на две части. Пусть одна часть — кР|Ф0 — падает на исследуемый объект и после взаимодействия с ним на ФПУ], а вторая часть — кр2Фо—поступает на ФПУ2 (рис. 7.1, б). Сигналы на выходах ФПУ| и ФПУ2: ui = к|8|ТкР|Ф0; и2 = к282ткр2Фо, где S| и S2 — чувствительности соответствующих ФЭП; к] и к2 — коэффициенты преобразования для соответствующих потоков излучения. В устройстве первичной обработки (УПО) целесообразно использовать схему измерения отношения сигналов ФПУ, поэтому сигнал на выходе УПО 151

= k*ui/u2 = b*x, (7.2) где к* — коэффициент преобразования схемы, которая измеряет отношения амплитуд сигналов, b = k*kikpiSi/(k*k2kp2S2) — коэффициент преобразования фотометра. Из выражения (7.2) следуег, что отношение выходных сигналов не зависит от флуктуаций потока Фо- Следовательно, путем контроля интенсивности излучения источника удается исключить влияние колебаний потока Ф0 на результат измерений. ОЭИП в подобных фотометрах уже можно отнести к варианту двухлучевых, фотомегрическая сложность которых 8 = 2. Второй луч, регистрируя колебания излучения источника, позволяет схемотехническими методами скомпенсировать влияние этих колебаний в основном — измерительном — канале. Для определения оптической плотности ^участка среды толщиной 1 с точностью до постоянного коэффициента b достаточно провести соответствующие вычисления Uyno

D, = lg(l/x) = lg (u2/ui) = el, где x определяется по выражению (7.2). Здесь индекс «1» у обозначения D характеризует фотометрическую сложность фотометра, хотя в нем уже используются два луча. В клинической практике редко используются фотометры 0 = 1 из-за их низкой точности и повышенных требований к стабильности параметров потока излучения и характеристик внешней среды. Лучшие результаты удается получить при использовании компенсационных схем измерения, примером которых являегся рассмотренная выше структура, с разнесенными в пространстве и во времени компенсационным и измерительным потоками. При введении в структуру фотомегра дополнительного фотометрического канала, связанного только с контролем параметров источника излучения, и использовании его в качестве эталонного для основного канала, связанного с объектом исследования, удается исключить влияние нестабильности источника и несколько уменьшить влияние вариаций параметров внешней среды. По такому принципу .построены и серийно выпускаются двухлучевые фотометры для клинических исследований. Проектирование таких ОЭИП после выбора структуры сводится к расчету двух фотометрических каналов и схем расчета фотомегрических параметров, которые можно выполнить хорошо известными в литературе методами [22,23,27,39]. Ряд соображений по проектированию отдельных узлов таких ОЭИП для двухлучевых фотометров будет приведен и в данной книге. В то же время использование типовых двухлучевых ОЭИП в клинической практике показало [6, 26], что кроме характеристик источника излу152

чсния необходимо компенсировать ряд специфических источников поt решности, характерных именно для физиологических исследований и < низанных с особенностями строения и функционирования биотканей. I кшытки предложить более совершенные принципы построения фотометров для клинических применений привели к разработке новых струкI) р ОЭИП, обеспечивающих значительно меньшие погрешности измерений, большую чувствительность, высокие эксплуатационные характери' пки, а также более широкую область применения в медико-биологичем>й практике. Основные отличия этих вариантов ОЭИП связаны со с I руктурой взаимосвязей его элементов, схемотехническое проектирование которых можно выполнять известными методами. Ниже основное нннмание будег уделено анализу различных вариантов двухлучевых i фуктур ОЭИП.

7.1.2. Преобразователи с разнесенными и совмещенными потоками Как показывает опыт разработки фотометрических систем, в фотометрах, предназначенных для оценки оптических свойств исследуемой • реды в некотором спектральном диапазоне («одноволновые» фотометры), целесообразно применение ОЭИП, фотометрическая сложность ко| орого 0 = 2. Такой ОЭИП используег два луча—потока лучистой энер> пи, каждый из которых выполняет заданную функцию. Чаще всего один m потоков является опорным, эталонным (назовем его компенсационным), а другой — измерительным. Параметры измерительного потока изменяются в процессе взаимодействия со средой, однако оценка этих параме I ров поизводится по отношению к параметрам компенсационного по| ока. Обычно компенсационный поток проходит вне исследуемой среды. Определим такой преобразователь как оптико-электрический измеритем.иый преобразователь с разнесенными потоками—ОЭИП-РП. Этот тип II |>еобразователя нашел широкое применение особенно в кюветных фотометрах, используемых для исследования проб биожидкостей (кровь, моча, растворы лекарственных препаратов и т. п.). Для физиологических исследований ОЭИП-РП мало пригоден, его v ложно приспособить к организму, конструктивно обеспечивая нормальное функционирование обоих потоков. Более приемлемым может быть преобразователь, в котором оба потока проходят через исследуемую среду, но длина хода лучей различна. Такой преобразователь определяется как оптико-электрический преобразователь с совмещенными потоками — ОЭИП-СП [6,29]. Так как в ОЭИП-СП оба потока взаимодействуют с исследуемой средой, то оба являются измерительными. Поэтому то153

лько разность в длине хода лучей в толще исследуемой среды позволяет оценивать ее оптические свойства: Для выполнения физиологических исследований, связанных с оценкой параметров жизнедеятельности, необходим оптический контакт ОЭИП (непосредственно или через устройство канализации излучения, например, с помощью волоконной оптики) с поверхностью кожного или слизистого покрова. В таких условиях основное внимание уделяется уменьшению ошибок измерения, вызываемых различиями в толщине биоткани, неидентичностью и временными изменениями свойств контакта, пигментацией кожи, волосяным покровом и смещениями преобразователя в результате мышечной активности. Влияние этих факторов на результат измерений можно свести к минимуму при использовании ОЭИП-СП. Если жестко зафиксировать положение фотоэлектрических преобразователей относительно источника излучения, то флуктуации потоков, вызываемые перечисленными причинами, будут примерно одинаковыми. Это и создает предпосылки для компенсации ряда погрешностей, сопровождающих исследование оптических характеристик живых организмов. Известны подобные преобразователи, работающие в проходящем и отраженном излучении [6]. В ОЭИП-СП с проходящими потоками (рис. 7.4) источник излучения и оба ФПУ располагаются с разных сторон исследуемой среды. Пусть слой среды толщиной Н характеризуется показателем ослабления лучистого потока источник излучения интенсивностью Фо расположен в точке А, а ФПУ[ и ФПУ2, обладающие чувствительностью Si и S2, — в точках В и С соответственно. Расстояние между ФЭП, входящих в состав ФПУ 1,2, равно d — база блока ФПУ. При условии, что размеры источника и ФПУ значительно меньше Н и d, их можно считать точечными, поэтому длина хода лучей до ФПУ1 равна 1 ь а до ФПУ2 — 12. Выходной сигнал устройства первичной обработки, выполненного по схеме вычисления отношения (с учетом, что u2 < Uj), будет определяться следующим выражением:

D2 = eli - el2 = e(li - 12), где расстояние (li -1 2 ) характеризует разность хода лучей в измерительном преобразователе; индекс «2» при D указывает на двухлучевой ОЭИП. Анализ погрешности измерения оптической плотности с помощью двухлучевого ОЭИП-СП [6] показывает, что применение этого преобраювателя позволяет в 1,5 и более раз уменьшить погрешности, связанные с непостоянством свойств контакта с поверхностью исследуемой среды, по сравнению с погрешностью таких же измерений, но выполненных с помощью однолучевого ОЭИП или двухлучевого ОЭИП-РП. Рассмотренный вариант ОЭИП-СП оказался эффективным при исследованиях периферического кровообращения, микроциркуляции крови в поверхностных подкожных слоях биоткани, при измерении параметров объемного кровотока и других физиологических исследованиях (см. раздел 12.2). Двухлучевой ОЭИП-СП можно использовать и для измерения рассеянных исследуемой средой потоков, например при изучении кровообращения и регистрации ряда важнейших показателей жизнедеятельности организма на непрозрачных участках поверхности кожи. Одна из возможных структур такого ОЭИП состоит из связанных жестким основанием источника излучения и двух ФПУ, фотоэлектрические преобразователи которых расположены на разном расстоянии от источника (рис. 7.5). Выходной сигнал УПО в этом случае определяется соотношением uyno = k*u2/ui = b\p 2 /pi, где b*r — коэффициент преобразования фотометра, работающего в отраженном потоке.

СУ

УПО

УОИ

UYNO = K*U2/U] = К'ФОБГХГКГ/ФОБ^К! = Ь*Т2/Т] ,

где xj и т2 — коэффициенты пропускания участков среды по пути lj и 12 следования соответствующих лучей; kj и к2 — коэффициенты преобразований для соответствующих потоков; b — коэффициент преобразования фотометра. С помощью полученного соотношения можно оценить оптическую плотность с точностью до постоянного коэффициента b : 154

Р и с . 7.4. Оптическая схема двухлучевого фотометра с совмещенными потоками для проходящего потока

Р и с . 7.5. Оптическая схема двухлучевого фотометра с совмещенными потоками-для отраженного потока 155

7.1.3. Преобразователи с амплитудной шкалой преобразования i В известных вариантах ОЭИП-РП одним из обязательных условий достижения высокой точности измерения выходных параметров является постоянство во времени интенсивности излучения от источника. Для этого предусматриваются специальные меры стабилизации потока путем введения контура электрической или оптической обратной связи. Другим условием выступает высокое качество выполнения устройства первичной обработки сигналов ОЭИП. Однако эти меры — не единственный путь повышения точности фотометрических исследований. Для любых типов биологических сред можно указать диапазон измерения интенсивности лучистого потока, при взаимодействии с которым их оптические свойства постоянны. Следовательно, внутри этого диапазона интенсивность излучения можно регулировать по любому закону. При линейной энергетической характеристике ФЭП вид шкалы преобразования интенсивности излучения в амплитуду сигнала определяется законом изменения этой интенсивности. Пусть интенсивность опорного потока излучения изменяется по линейному закону Ф0(0 = a,],t (устройство управления потоком содержит генератор пилообразного напряжения), где Эф—крутизна изменения потока энергии. Тогда сигналы ФПУ также будут изменяться по линейному закону: U| = a(t и u2 = a2t, но крутизна этих сигналов может быть разной — ai * а2. Если ФПУ2 включен в компенсационный канал и крутизна а2 - const, a ai = a((as'), где ае' — некоторый обобщенный параметр, отражающий оптические свойства исследуемой среды, то нетрудно установить связь отношения сигналов ui и и2 с параметром h: h = u|/u2= ai(ae')/a2 Однако определять крутизну нарастания сигнала технически неудобно. Определим отношение интервалов времени t| и t2, за которые напряжения U] и и2 достигают некоторого опорного уровня напряжения Uo. Путем простых преобразований получим h = ai(ae')/a2 = t2/t. Аналогичное выражение для г имеет вид г = t2/(t, + t2) Соотношения для расчета других фотометрических параметров приведены в табл. 7.1. 156

Таблица Параметр Расчетное соотношение

т. р, тртт

т

t2/t,

T,/t2

Тл,

а.

Ря

t.yt2,x

к

t.-t2/t,

7.1

R

D

t - Ч

t12

lg(t|/t2)

t, + t 2

t, + t 2

К, о

Преобразователи, в которых используется изменение интенсивности потока излучения источника по линейному закону, известны как ОЭИП с амплитудной шкалой преобразований — ОЭИП-АШ [6]. Один из вариантов фотометра, работающего в проходящем потоке излучения и измеряющего параметр h, с ОЭИП-АШ приведен на рис. 7.6. На выходах ФПУ включены пороговые схемы (ПС) с общим пороговым уровнем срабатывания — Uo, преобразователи (Пр) временного интервала в число импульсов (ГСИ — генератор счетных импульсов) и делитель (Д) для расчета фотометрического параметра. Другие варианты фотометров можно найти в [6]. Источниками погрешностей измерений выходных параметров для этого типа ОЭИП могут быть шумовые флуктуации сигналов, нелинейность характеристик излучателя и ФЭП, смещение максимума спектра излучения источника при регулировке интенсивности и ряд других. Анализ влияния этих погрешностей можно проводить известными методами. Например, влияние систематических погрешностей измерения сигналов ФПУ на величину h определяется следующим образом. В общем случае реальное значение сигнала ФПУ можно записать в виде

Ui(t) = [1 + Sj(t)]Uj(t) + Aur, i = 1,2, где 8j(t) и Дщ — мультипликативная и аддитивная составляющие погрешности измерения сигнала Ui(t). Тогда At- А". • t* _ Au2 2 ' v(5,+l)' а2(62+1)' откуда

*

»Uo ПС, < ' • n o ,

+ h

, _ h AU2 -(1+8 2 ) Au, • (1 +5,)

В измерительных аналого-цифровых преобразователях широко используется метод компенсации аддитивной составляющей с помощью использования двух опорных уровней:

lip,

+

ГГИ

«

1

УПО Д

•

П р

2

вьЩД|*

Р и с . 7.6. Структура фотометра проходящего потока с ОЭИП-АШ 157

U'o = Uo + AU и U" = U0 - AU. Включение двух пороговых уровней в каждом пороговом устройстве приводит к тому, что измеряются два (для каждого сигнала) временных интервала и рассчитывается их разность At'=t'2-t;«

1

.М .И

.И

а, (1+8.)

I а2-0+82)

иду = К д (и Б п -

h'=h.1+8' 1+8,

Ф0 =

а относительная погрешность определения h Ah h

=

8,-8, 1+8,

.

(7.3)

7.1.4. Преобразователи с оптико-электрическим контуром обратной связи В ОЭИП-СП один из потоков излучения является опорным. Однако сделать его интенсивность постоянной невозможно, так как в этом типе ОЭИП оба потока являются измерительными и проходят через исследуемую среду. Поэтому оптические свойства среды оказывают влияние на интенсивность обоих потоков, и известные схемы управления интенсивностью с помощью контура отрицательной обратной связи по потоку становятся непригодными. Для стабилизации излучения в ОЭИП-СП эффективным оказывается применение оптико-электрического контура отрицательной обратной связи, в который включен оптический канал формирования опорного потока [6]. В этом случае стабилизируется уже не интенсивность источника излучения, а интенсивность потока, Падающего на ФЭП, включенный в состав этого контура. Измерительная информация об оптических свойствах исследуемой среды будет содержаться в другом потоке, который измеряется любым известным способом. Один из возможных вариантов фотометра с ОЭИП-СП и контуром обратной связи рассмотР и с . 7.7. Структура ре нного типа приведен на рис. 7.7. фотометра с ОЭИП-СП и г _ _ оптико-электрическим Особенностью схемы управления в этой контуром обратной связи структуре является включение в нее дифферен158

и2),

где и2 = К2Ф282; КД — коэффициенты усиления соответствующих усилителей; S2 — чувствительность ФЭП2, на который падает лучистый поток Ф2. Тогда поток излучения источника можно определить как

откуда

e О L = h

циального усилителя (ДУ), на один вход которого поступает управляющий сигнал um (БП—блок питания источника излучения), а на другой— сигнал и2 с согласующего усилителя У2, подключенного к выходу ФПУ2. Сигнал иду с выхода дифференциального усилителя

идуфи =

ФиКдиБП/(1

+(pHKflK2T2S2),

где фи—коэффициент преобразования источника, отражающий функциональную зависимость между потоком излучения и величиной управляющего напряжения; т2 — коэффициент пропускания участка среды между источником излучения и ФЭП2. Если выбрать К 2 К д ф и т 2 8 2 » 1 , то: Oo = uBn/(T2S2K2); Ф2 = т2Ф0 = uEn/(K2S2).

(7.4)

Так как все величины, входящие в (7.4), постоянные, то интенсивность потока Фо остается неизменной и не зависит ни от оптических свойств исследуемого участка среды, ни от. коэффициента фИ. Сигнал на выходе ФПУ Ь включенного в измерительный канал, ui = t ^ 0 S , K , = 9H^u E nSiK,T,/(l + фИКд82К2т2), где ti — коэффициент пропускания участка биоткани между источником и ФПУ2; Si — чувствительность ФЭП1 (в составе ФПУ1); Ki—коэффициент усиления усилителя Уь При выполнении полученного выше условия выбора коэффициентов усиления получим ui=k Ti/x2 = k/h, где k = UETISIKI/S2K2 — постоянный коэффициент, не зависящий от оптических свойств исследуемой ткани. Если усилитель У1 сделать логарифмирующим, то сигнал на устройство отображения информации будет пропорционален оптической плотности исследуемой среды. Коэффициент к задает масштаб измерения h; 011 зависит от величины иБП, которая определяет также и помехоустойчивость фотометра. 159

7.1.5. Преобразователи с функциональным управлением интенсивностью излучения

Определим относительную погрешность формирования сигнала U| в виде _

и . — U,

1

и;

1 + Ф„К 2 К д 8 2 Т 2

5и, = —

-=

,

откуда нетрудно определить, что К д = (1/8и-1У(Кат,82«ри).

Сомножитель 52фи определим как коэффициент передачи [6]; ei можно оценить, если известны характеристики и геометрия элементов ОЭИП. При использовании в качестве излучателей и ФЭП полупроводниковых свето- и фотодиодов значение 82фи (при согласовании спектральных характеристик) достигает значений 0,01 и более, а при использовании фототранзисторов — 82фИ = 0,07. Но даже приняв 8 2 ф И = 0,005 и К2 = 500 для относительной погрешности 8ui < 5 % , получим Кд £ 76 д.п Тз = 0,1 или К д > 380 для т2 = 0,05. Такие коэффициенты усиления легко могут быть достигнуты с помощью операционных усилителей широког < применения. При выборе элементов ОЭИП следует обращать внимание не тольк на согласование спектральных характеристик, но и на геометрические размеры источника излучения и ФЭП, а также на расстояние между ними. Важным условием является также требование к линейности энергетиче ской характеристики фототока ФЭП, так как на него попадает лучистый поток, зависящий от оптических свойств исследуемого участка. Для ФПУ2, включенного в контур обратной связи, требование к линейности энергетической характеристики может не выполняться — на него всегда воздействует постоянный поток. В состав контура обратной связи можно включить и ФПУ) —- ближний к источнику излучения, тогда дальний ФПУ включается в измерите льный канал. В этом случае сигнал и2 определяется следующим выражением: u, « uEnS2K2T2/(S |К | т I) = k'h, где k' = uEnS2K2/(K|Si), и.следовательно, выходной сигнал фотометра будет пропорционален параметру h для исследуемой среды. 160

Выше был рассмотрен оптико-электрический измерительный преобразователь с амплитудной шкалой преобразования (ОЭИП-АШ), в котором интенсивность излучения источника лучистой энергии ИИ изменяется во времени по определенному закону. Известные излучатели лучистоI о потока обычно имеют небольшую область линейной зависимости инI снсивности излучения от величины питающего напряжения [40]. Компенсацию нелинейности можно осуществить с помощью формирования управляющих сигналов специальной формы, однако такой путь мало •ффективен, так как необходима подстройка формы сигналов при смене образца излучателя. Учитывая, что многие типы ФЭП имеют линейную •нергетическую характеристику преобразования в широком диапазоне изменения интенсивности излучения, высокое быстродействие и стабильность других характеристик, для коррекции нелинейности характеристики преобразования источника излучения становится возможным использование оптико-электрического контура отрицательной обратной связи, который охватывает один из потоков двухлучевого ОЭИП-АШ. Оценим влияние этого контура на точность измерения ФП на примере анализа работы двухлучевого фотометра, изображенного на рис. 7.8. Для упрощения описания работы фотометра выделим в нем две струк|уры: контур обратной связи: — система управления СУ интенсивностью исходного излучения, и которую входят усилитель У|, на входе которого включен ФПУ], функциональный генератор ФГ, дифференциальный усилитель ДУ, суммаюр С и источник излучения ИИ; измерительный контур: — устройство первичной обработки УПО, включающее усилитель V,. вход которого подключен к ФПУ2, пороговое устройство ПУ, схему совпадений СС, генератор счетных импульсов ГСИ и счетчик Сч, выход коР и с . 7.8. Структура фотометра с трого подключен к устройству ото- ОЭИП-АШ и оптико-электрическим контуром обратной связи оражения информации. '.

Чдектрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

161

Пусть излучатель формирует поток излучения ФоО) =
(7.5)

u2(t) = к2Ф00)82т2.

(7.6)

Напряжение u,{t), формируемое генератором ФГ, поступает на вход сумматора и один из входов дифференциального усилителя, поэтому сигнал на входе ДУ и д у « = К д [u«
(7.7)

где К|,КД—коэффициенты усиления усилителей У1 и ДУ. Сигнал на выходе сумматора uc(t) = К,[(1 + Кд)иг(1) - КдК,и,(1)], где Кс — коэффициент передачи сумматора. Подставляя в это выражение соотношение для определения U i ( t ) , получим uc(t) = Кс[(1 + Кд)ц,<0 - K,K a k,S l T^ 0 (t)].

(7.8)

После ряда преобразований из выражения (7.8) можно получить соотношение для определения ФоО) 0 + К д )-ф и Кс U r (t) (7.9) ф , 0 1 + к 1 .ф и .К 1 -К с -К д -8 1 -т 1 Обычно легко обеспечить К д » 1 и K i K c » l , поэтому можно считать, что kitp„KiKcK.flSiTi » 1 , поскольку k,9„S,T(> О.В этом случае выражение (7.9) упростится ФоО) « Ur(t)/KiSiXik].

(7.10)

Из выражения (7.10) следует, что крутизна изменения Ф 0 (0 за счет действия контура обратной связи отличается от крутизны сигнала u,
соответствует крутизне u^t). Это соответствие сохраняется независимо от значений Si, т, и вида функции cp„. Рассмотрим работу измерительного контура—ФПУ2 и УПО. Сигнал на выходе усилителя У2 можно определить с учетом (7.6) и (7.10) u2(t) = u,(t)k2K2S2T2/k,K,S,T, = ur(t)K • h,

(7.11)

где K=k2K2S2/k!KiSi—коэффициент преобразования фотометра. При выводе выражений (7.10) и (7.11) никаких особых требований к ФоО) поставлено не было, а конечный результат вообще не зависит от функции преобразования излучателя сри. Закон изменения выходного сигнала ФПУ1 во времени полностью определяется управляющим сигналом u,(t), поступающим с.функционального генератора, и значением параметра h. На выходе У2 включено пороговое устройство с опорным уровнем V0, поэтому для определения длительности выходного импульса^ получим следующее выражение: Uo = khur(to).. (7.12) Импульс с выхода ПУ поступает на схему совпадений СС и открывает ее. Через эту схему проходят счетные импульсы, фиксируемые в счетчике Сч; результат, накопленный в счетчике Сч, представляет собой цифровой эквивалент измеряемого фотометрического параметра, который отображается в УОИ. Форма напряжения Ur(t) определяется типом измеряемого ФП. Пусть ur(t) = a„t, где аи = Ur(T)/T — крутизна нарастания пилообразного напряжения; Ur(T) — амплитуда; Т — длительность одного цикла преобразования. Определим интервал времени to из (7.12) t0 = U0T/kUr(T)h. Число импульсов, фиксируемое счетчиком за время to, NC4 = foto, где fo — частота счетных импульсов, поэтому NC4 = f0U0T/Ur(T)kh = kC4/h,

(7.13)

где kC4= foUoT/Ur(T)k — постоянный коэффициент. В этом случае, когда в структуру обратной связи включен ФПУ2, а в измерительный контур — ФПУЬ легко показать, что NC4 = k'C4h, где k'C4=kf0U0T/Ur(T). Таким образом, если функциональный генератор формирует пилообразное напряжение, рассматриваемый фотометр позволяет измерять ФП, которые определяются отношением двух сигналов. Если необходимо оценить другой параметр, связанный с отношением u]/u2 функциональной зависимостью, то вместо схемы совпадения требуется включить функциональный преобразователь или использовать генератор счетных 163

импульсов, для которого частота следования импульсов в пределах одного цикла измерения изменяется по определенному закону. Однако измерять другие фотометрические параметры с помощью этого фотометра можно, изменив вид функции ur(t) [30, 35]. Пусть функциональный генератор формирует импульсы экспоненциальной формы, т. е. u,
^ lg—= b"D. lg[U0/(kUJ] *h

(ПЛАЛ

(7-И)

Следовательно, подбирая закон управления излучением источника, также можно вычислять любой фотометрический параметр. Закон управления должен выражаться обратной функцией по отношению к функции, связывающей параметр h с другими. * Рассмотренная структура фотометра может не удовлетворять разработчика из-за необходимости формирования значительных интенсивностей излучения. Это связано с тем, что здесь используется метод времяимпульсного преобразования, и для достижения высокой точности измерений необходимо сформировать достаточное число счетных импульсов, поэтому длительность импульса для источника должна быть не менее десятых долей миллисекунды. За это время происходит разогревание излучающего элемента (например, кристалла светоизлучающего диода), что вызывает изменения эксплуатационных характеристик излучателя — интенсивности и спектрального состава излучения, то есть должна быть ограничена максимальная интенсивность излучения, что приводит к снижению чувствительности фотометра и т. д. Реализовать ОЭИП-АШ можно по несколько иному принципу, отнеся функцию формирования счетных импульсов в цепь управления интенсивностью исходного излучения (рис. 7.9). Функциональный генератор, как и прежде, формирует сигнал u r (t), в соответствии с которым должна изменяться во времени интенсивность излучения источника Этот сигнал служит опорным для оптико-электрического контура отрицательной обратной связи, в который кроме функционального генератора (ФГ) входят дифференциальный усилитель (ДУ), генератор импульсов (ГИ), ключ (Кл), источник излучения и фотоприемное устройство ФПУ2. Генератор импульсов формирует счетные 164

импульсы с частотой fo, которыСУ ФГ ми управляется состояние клюДУ 1 ча. Когда ключ замкнут, благо[УйГ УПО" даря воздействию контура об'Выход V Кл ПУ Сч 4 • ратной связи устанавливается такая интенсивность исходного излучения, которая соответствует амплитуде сигнала на выходе ФГ1У2, равной значению сигнала функционального генератора в конкретный момент цикла измеР и с . 7.9. Структура фотометра с рения. Таким образом, осущестимпульсной модуляцией интенсивности вляется амплитудная модуляция излучения источника и контуром о б р а т а о й высокочастотных импульсов связи сигналом с функционального генератора. Вследствие этой модуляции источник излучает импульсы лучистой энергии с изменяющейся интенсивностью. Импульсный лучистый поток источника в измерительном контуре преобразуется фотоприемным устройством ФПУ] в серию импульсов с изменяющейся амплитудой, которые поступают на пороговое устройство. Последнее срабатывает при достижении очередных импульсов пороювого уровня; выходные импульсы с этого устройства поступают на счетчик. Число счетных импульсов может быть определено в соответствии с выражениями (7.12) или (7.13). В данном варианте фотометра режим работы источника излучения облегчен, поскольку формируется не непрерывное излучение в течение одного цикла измерения, а импульсы лучистой энергии с изменяющейся интенсивностью в течение того же времени; это позволяет улучшить отмеченные ранее эксплуатационные характеристики прибора. Включение генератора счетных импульсов в цепь управления интенсивностью излучения источника позволяет также упростить и процесс времяимпульсного преобразования, так как в данном варианте фотометра сокращается число операций, необходимое для формирования цифрового'эквивалента фотометрического параметра по сравнению, например, с фотометром, схема которого показана на рис. 7.8. Так, например, для определения в цифровом виде оптической плотности среды необходимо выполнить следующие операции: сформировать определенным образом (во времени, пространстве, по когерентности, поляризации и т. д.) лучистый поток; обеспечить условия взаимодействия лучистого потока с объектом исследования; преобразовать лучистый поток после взаимодействия с объектом в электрический сигнал; рассчитать отношение выходных сигналов ФПУ; сформировать импульс, длительность которого будет пропорциональна логарифму отношения 16S

сигналов; преобразовать длительность этого импульса в цифровой эквивалент путем его заполнения счетными импульсами; зафиксировать цифровой эквивалент оптической плотности в счетчике и индицировать его в устройстве отображения результатов. В варианте фотометра по схеме на рис. 7.9 благодаря организации работы излучателя в режиме импульсной модуляции исключаются четвертая, пятая и шестая операции. В заключение отметим, что в двухлучевых фотометрах, использующих ОЭИП с совмещенными потоками и оптико-электрической отрицательной обратной связью, точность измерения повышается в результате сокращения числа математических операций, выполняемых с электрическими сигналами; исключения влияния нелинейности функции преобразования электрического сигнала в лучистый поток; уменьшения влияния состояния, структуры и качества контакта ОЭИП с исследуемой средой; уменьшения влияния дрейфа параметров электронных элементов и элементов ОЭИП; представления результата измерения в цифровом виде, что также облегчает ввод и обработку информации с помощью ЭВМ. В таких фотометрах погрешность измерения может возникнуть, если ФЭП, включенный в состав ФПУ контура обратной связи, имеет нелинейную энергетическую характеристику передачи. Однако и в этом случае динамический диапазон работы ФПУ существенно ограничен вследствие действия указанного контура. Особых требований к линейности энергетической характеристики второго ФПУ (второго ФЭП) не предъявляется, поскольку всегда используется только одна точка этой характеристики, соответствующая формированию сигнала, при котором срабатывает пороговое устройство.

7.1.6. Двухволновые преобразователи В двухволновых фотометрах выходной фотометрический параметр также функционально связан с двумя сигналами, но эти сигналы — и(?ч) и и(А.г), формируемые на выходе блока ФПУ, характеризуют пропускание (или отражение) лучистой энергии двух длин волн ?ц и А-г или излучения двух спектральных диапазонов, то есть характеризуют оптические свойства исследуемой среды по отношению к двум разным источникам лучистой энергии. Поэтому фотометр, измеряющий это отношение, правильнее рассматривать как двухканальный, в котором в каждый канал включен оптико-электрический преобразователь, выполненный по однолучевой схеме (рис. 7.10, а). Методика исследования по существу предусматривает определение поглощательной (или отражательной, рассеивающей) способности исследуемой среды в каждом из спектральных диапа166

а)

б)

Р и с . 7.10. Структуры двухволновых ОЭИП

зонов, то есть оценку двух фотометрических параметров, которые измеряются с помощью двух однолучевых фотометров. В качестве параметра, оценивающего отличия в оптических свойствах среды в этих диапазонах, чаще всего используется отношение u(X.j) к и(А.г), по форме совпадающее с выражением для параметра h. Вычисление отношения выходных сигналов однолучевых фотометров есть не что иное, как расчет некоторого комплексного показателя для характеристики оптического свойства среды (на рис. 7.10, а для этого предусмотрено устройство вторичной обработки — УВО). i Поскольку двухлучевые фотометрические устройства имеют лучшие метрологические характеристики по сравнению с однолучевыми, то в ОЭИП каждого измерительного канала в двухволновых фотометрах также целесообразно строить по двухлучевой оптической схеме (рис. 7.10, б). Здесь используются два источника излучения (ИИ1) и (ИИг), а лучистый поток каждого спектрального диапазона, прошедший объект исследования, падает на два ФЭП для каждого двухлучевого ОЭИП (ФПУц, ФПУ12 и ФПУ2ь ФПУ22 на рис. 7.10, б). Затем выходные сигналы ФЭП поступают на устройства первичной обработки, выходы которых подключены к устройству вторичной обработки, вычисляющему комплексный показатель. При этом оптические свойства исследуемой среды в каждом спектральном диапазоне в общем случае можно характеризовать с помощью любого параметра, который известен для двухлучевых фотометров (см. табл. 7.1), а в качестве комплексного показателя могут использоваться различные функциональные зависимости от фотометрических параметров. Например, если оптические свойства в каждом спектральном диапазоне характеризовать параметром h, то есть в измерительных каналах определять h(X1) = Ul(^l)/U2(Xl) и h(X2)=U1(^2)/U2(X2), 167

то в качестве комплексного показателя можно выбрать отношение ц, = h(fc,)/h(ta). Здесь UI(A-I); U 2 ( ^ I ) ; U 1(^-2) И U2(X2) — электрические сигналы на выходах блоков ФПУ соответствующих двухлучевых ОЭИП. Показатель jii не единственно возможный комплексный показатель. В качестве него можно выбрать и другое отношение ц2 = Ь(А1)/[Ь(А1)+Ь(А.2)]. Если оптические свойства среды оценить с помощью параметра г, то есть определять гС^О = U(X,)/[UI(^I)+U2(?„)]

И r ( ^ 2 ) = U1(A2)/[U1(A2)+U2(X2)],

то комплексные показатели jj.i и ц2 принимают вид р, = г(А.,)/Г(А2), Ц2 = rC^O/frC^iHK^)]Несложно построить и другие варианты двухволновых фотометров, отличающихся как видом выбранных для оценки оптических свойств среды фотометрических параметров, так и типом выходного комплексного показателя. Применение двухлучевых ОЭИП в двухволновых фотометрах значительно усложняет структуру как оптического тракта фотометра, так и устройства обработки сигналов ФПУ. Кроме того, построение таких фотометров связано с преодолением определенных трудностей по достижению требуемой точности измерений, которые обусловлены отличием в интенсивности излучения источников лучистой энергии в разных спектральных диапазонах, различной спектральной чувствительностью фотоприемников и другими факторами. Многие результаты могут быть использованы и для анализа точности измерений двухволновых фотометров. Двойное преобразование с выходными сигналами двух двухлучевых ОЭИП необходимо для нахождения значения комплексного показателя, измеряемого с помощью двухволнового фотометра Например, относительная погрешность 5) измерения показателя pi в соответствии с выражением (7.3) рассчитывается как &

бы-бь, 1+8и

где 5ы и 5ii2 — относительные погрешности измерения параметров hi и h2, каждая из которых рассчитывается с помощью выражения в виде 168

5

6

1+SA)

'

"2

_8 u ,(^ 2 )-8 l f l (X 2 ) l+6 lfl (X 2 ) '

где Sui(A,i); 6u2(A.i); 5и|(Я.2); 6u2(X.2) — относительные погрешности измерения каждого из сигналов ui(A-i); u2(A.|); ui(A,2); u2(A.2). Для выходного параметра двухволнового фотометра также A|i]B > Api", а функция плотности распределения показателя pj при наличии случайных флуктуаций в сигналах ОЭИП имеет еще более выраженный асимметричный вид. Все сказанное справедливо и при выборе другого комплексного показателя, например ц2, при этом для расчетов погрешности его измерения нужно воспользоваться выражениями для расчета погрешностей параметра г. Детальный анализ аналитических подходов к исследованию характеристик двухволновых фотометров выходит за рамки данной книги, поэтому далее рассмотрим некоторые возможности оптимизации структуры этого класса фотометров. Реализация этих возможностей позволяет упростить фотометры, повысить точность измерения комплексного показателя и снизить требования к эксплуатационным характеристикам ряда узлов таких фотометров. Покажем эти возможности на примере двухволнового фотометра, в котором в качестве фотометрических параметров используется h, а в качестве комплексного показателя — ць Нетрудно убедиться, что _ h, _ u,(A.,)/ U2(A.,) _ u,(A.,)u2(A.2) h 2 u,(A.2)/u2(A,2) U 2 ( A , ) U , ( A . 2 ) ' то есть pi вычисляется путем определения двойного отношения сигналов. Упростить задачу определения двойного отношения можно было бы, например, если в фотометре создать условия, при которых u2(A.|)ui(A.2) = const. Тогда р.| будет определяться значением произведения сигналов Ui(A.i)u2(A,2). Еще большее упрощение достигается при выполнении следующих условий: u2(A-i) = const, a ui(A-i) = UI(A. 2 ), тогда pi определяется только значением и2(А.2). Обеспечить эти условия позволяет применение оптико-электрического контура отрицательной обратной связи, в который входит один из оптических каналов, и автоматического управления интенсивностью излучения в обоих спектральных диапазонах (рис. 7.11). 169

Источник излучения фотометра может излучать поток энергии в двух спектральных диапазонах. Для изменения этих диапазонов источник имеет два входа для управляющих сигналов, которые формируются в схеме управления (СУ), содержащей источник постоянного опорного напряжения (ИОН), устройство выборки и хранения (УВХ), дифференциальный усилитель (ДУ) и сумматор (С). Схема управления содержит также генератор тактов (ГТ), связанный с переключателем П, в котором преР и с . 7.11. Структуры двухволновых дусмотрены четыре пары контактов. фотометров с разнесенными Один цикл измерения показателя и совмещенными потоками pi содержит два такта. В первом такте источник излучает поток энергии в спектральном диапазоне {Xi}, а во втором — в диапазоне {Х2}. Пусть pi(Xi) и р2(Х0—коэффициенты обратного рассеяния участков среды между источником и ФПУ] и источником и ФПУ2 для диапазона {А.|}, a pi(X2) и р2(Х.2):— такие же коэффициенты для диапазона {Х2}, причем pi(Xi) * p2(Xi) и pi(X2) * р2(Х2), так как ФПУ1 и ФПУ2 расположены на разном расстоянии от источника излучения. Выходные сигналы ФПУ для разных диапазонов определяются как иКХО^к^^Ор^ОФоФО;

через контакт 2 подключен к источнику излучения. Таким образом, в первом такте образуется оптико-электрический контур отрицательной обратной связи, в который входят ИИ, участок среды ИИ-ФПУ2, ФПУ2, ДУ и С. При достаточно большом коэффициенте усиления ДУ благодаря действию контура обратной связи можно считать, что U2(A,I) = Uo (Uo—опорное напряжение источника ИОН), поэтому Фо(Х,) = U0/[k|S2(X.|)p2(X.i)];

(7.15)

u,(A,) = S ^ O p ^ O U o / t S ^ M X , ) ] . Сигнал ui(Xi) через контакт 6 переключателя поступает на вход УВХ и запоминается в нем. Во втором такте переключатель переводится сигналом с ГТ во второе положение, при котором на входы дифференциального усилителя поступают сигнал Ui(X2) с ФПУ] (через контакт 5) и напряжение Un с УВХ (через контакт 7). Выход сумматора подключается ко второму управляющему входу источника излучения (через контакт 1). Благодаря действию контура обратной связи во втором такте уже включен ФПУь поэтому U|(X 2 )=U N , а ФО(А,2) И сигнал И 2 (Х 2 ) определяются как Фофа) = U„ / [k2Si(X2)pi(A,2)];

(7.16)

u2(X2) = S2(X2)p2(X2)Un / [S,(X2)Pl(X2)J. Так как Un = k„ui(A.i) (k„ — коэффициент преобразования устройства выборки и хранения), то выражение (7.16) с учетом (7.15) можно записать в виде

и2(Х,) = к,82(Х1)р2(Х1)Ф0(Х1); S ^ y p & f o ^ y p ,(Х2)

и2(к2) = k2S2(Xi )р2(Х2)Фо(Л,2),

где k = knUoSi(X1)S2(X2)/[S2(^i)Si(Xi)] — коэффициент преобразования двухволнового фотометра. Сигнал и2(Х2), поступающий во втором такте на устройство отображения информации (УОИ), как следует из выражения (7.17), пропорционален комплексному показателю Ць Масштаб представления показателя щ зависит от выбора значений кп и Uo. Отличия в спектральной чувствите-. льности ФПУ, температурные изменения чувствительности практически не влияют на работу фотометра, поскольку, как показано в [6], они в значительной степени компенсируются, так как входят в сомножители числителя и знаменателя коэффициента к. Основное требование к ФПУ — линейность их энергетических характеристик.

где Ф0(А.,), Фо(А.2) — интенсивности исходного излучения в соответствующих диапазонах; Si(A-i), S2(Xi)—чувствительности ФПУ] и ФПУ2 в первом диапазоне; Si(X2),S2(^2) — чувствительности этих ФПУ во втором диапазоне; ki и к2 — коэффициенты преобразования для соответствующих потоков. В первом такте переключатель с помощью генератора тактов устанавливается в положение, при котором сигнал с ФПУ2 — u2(Xi) — через контакт 4 и усилитель (У) поступает на вход дифференциального усилителя. На второй вход последнего через контакт 7 поступает опорное напряжение с (ИОН). Это же напряжение поступает на сумматор, выход которого 170

(7-17)

и,(Х2) = к28,(Х1)р1(Х2)Ф0(Х2);

h2

171

Рассмотренная структура формирования сигналов управления источника излучения не является единственно возможной, но в любом варианте эффективным средством упрощения структуры двухлучевого фотометра является введение оптико-электрического контура отрицательной обратной связи, обхватывающего оптический канал двухлучевых ОЭИП.

7.2. УЗЛЫ И ЭЛЕМЕНТЫ ОПТИКО-ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ Эффективное использований возможностей описанных выше структур ОЭИП в значительной степени определяется качеством входящих в них узлов и элементов: типом излучателей и фотоэлектрических преобразователей, характеристиками оптических узлов, используемых для формирования отдельных лучей и управления спектральным составом лучистого потока, схем вычисления фотометрических параметров и расчета медицинских показателей. Радиоэлектронная промышленность постоянно предлагает все новые светоизлучающие и фоточувствительные элементы, а также оптические и оптоэлектронные узлы и изделия микроэлектроники, которые позволяют1 совершенствовать конструкцию и эксплуатационные показатели фотометров. Перед разработчиками технических систем всегда стоят проблемы выбора тех или иных элементов и узлов из имеющегося набора, что не всегда легко сделать. Для осознанного выбора необходимо знать назначение и характеристики узла или элемента, возможности согласования его характеристик с характеристиками других узлов. Ниже будут рассмотрены основные типы оптических систем, излучателей лучистой энергии и фотоэлектрических преобразователей для использования их в фотометрических системах, а также методы решения проблемы согласования характеристик этих элементов, объединяемых, как показано в гл. 5, в два специфических для фотометрических исследований устройства: устройство формирования излучения (УФИ) и фотоприемное устройство (ФПУ). Расчету электрических схем этих устройств будут посвящены материалы следующего раздела. Сведения о механических конструкциях оптических трактов фотометров изложены в специальной литературе по оптическим приборам и в руководствах по применению фотометров [10, 23, 27] и другие. 172

7.2.1. Оптические элементы фотометров От выбора элементов в оптических системах (ОС), включенных в структуру оптико-электрических измерительных преобразователей, в значительной степени зависит точность формирования потоков излучения, интенсивность которых определяет величины электрических сигналов на выходе блока ФПУ. Оптические системы могут включаться как со стороны источника излучения, так и со стороны блока ФПУ (см. рис. 7.1). Остановимся подробнее на характеристике оптических элементов, предназначенных для управления спектральным составом потоков и канализации энергии излучения. Для формирования заданного спектрального состава излучения или выделения потоков лучистой энергии относительно узкого спектрального диапазона из исходного полихроматического излучения применяются оптические фильтры и монохроматоры. Более просты по устройству и широко доступны на практике оптические фильтры. Система фильтров позволяет согласовывать спектральные характеристики излучения источника и спектральные характеристики чувствительности блока ФЭП со спектральными характеристиками пропускания (отражения) исследуемой среды. Оптические фильтры делятся на абсорбционные и интерференционные. Действие абсорбционных фильтров основано на избирательном поглощении излучения; они изготавливаются на твердых, жидких и газообразных избирательно-поглощательных средах. Примерами абсорбционных фильтров могут служить цветные стекла, окрашенные пленки желатина и пластмассы, пленки германия и кремния, щелочно-галоидные слои и другие материалы. Процесс поглощения абсорбционным фильтром лучистого потока описывается выражением (4.1) (см. параграф 4.2.1), а основными его показателями являются (рис. 7.12): спектральная характеристика пропускания Тф(Я,); длина волны ^ nax , на которой коэффициент пропускания имеет максимальное значение т тах ; ширина полосы пропускания к = Хг - A-ь где Я.) и Я.2 (к2 > А.0 — длины волн, для которых Тф (Я.|) = Тф (fa) = т тах /2. Если на пути излучения со спектральной характеристикой Фо(А) установить фильтр со спектральной характеристикой пропускания Тф (А,), то результирующее излучение будет обладать спектральной характеристикой Фо(к) Тф (А.). Поток излучения после взаимодействия с образцом, имеющим спектральную характеристику пропускания т(Х), будет обладать уже спектральной характеристикой Фо(А,)тф(А,)т(А,). 173

I] X, (X), 1Ш) К м ] х,(Х) TRIM/2

у м

где Tj(A.) — спектральная характеристика i-ro фильтра из набора. Иногда в практике фотометрических исследований возникает необходимость пространственной коррекции спектральной характеристики излучения. Для этого также целесообразно использовать набор оптических фильтров, но расположенных в одной плоскости, например, так, как показано на рис. 7.13, б. Если площадь каждого фильтра Sj, то интегральный коэффициент пропускания набора из п фильтров п х'и = S , T , / S 0 + S 2 T 2 /S 0 +...+S N X N / S 0 = £ S I T I / S - 1 ,

Р и с . 7.12. Параметры абсорбционных оптических фильтров

Р и с . 7.13. Параллельные (а) и последовательные (б) соединения оптических фильтров

Как отмечалось в гл. 4, оценить состав и концентрацию веществ в исследуемом образце среды можно путем выбора оптимальной формы спектральной характеристики Тф(Х). Но возможности такого анализа ограничены, и прежде всего это связано с трудностями подбора оптимальной характеристики фильтра Тф>опт которая определяется линейной комбинацией спектральных характеристик всех компонентов исследуемой среды [10]. При большом числе компонентов поиск Тф0ГГТ(А.) значительно усложняется. Кроме того, возникают затруднения при изготовлении фильтров с требуемыми характеристиками, а при использовании узкополосных фильтров ухудшаются технические характеристики приборов. В практике фотометрических исследований нашли применение оптические фильтры с относительно широкой спектральной характеристикой пропускания. Обычно влиянием лучистого потока, проходящего через фильтр за пределами полосы пропускания X, пренебрегают. Однако для ряда фотометрических методов принципиальным может оказаться наличие в спектральной характеристике Тф (X) спектральных окон в далеких от X областях спектра, влияние которых будет проявляться в изменении интенсивности регистрируемых потоков излучения, а следовательно, приведет к ошибкам в измерении фотометрических параметров. Для исключения влияния таких эффектов используют наборы оптических фильтров, расположенных друг за другом и обеспечивающих поглощение лучистого потока вне полосы пропускания основного фильтра (рис. 7.13, а). Если расположить друг за другом п фильтров, то общая спектральная характеристика набора т„(Я.) определяется выражением т н (Л) = т,(Л)т 2 (Х)...т к (Х) = П т i ( X ) , 174

H

где So — суммарная площадь составного фильтра; т,- — интегральный коэффициент пропускания i-ro фильтра. Спектральная характеристика пропускания такого набора уже становится функцией пространственных координат х и у: т„'(^, х, у). Точность коррекции определяется количеством фильтров в наборе и точностью подбора спектральных характеристик отдельных фильтров. Возможны и более сложные системы фильтров, хотя практическое их применение ограничено. Более широкие возможности по созданию оптических фильтров с почти произвольными спектральными характеристиками дает использование эффекта интерференции потоков излучения, многократно отражающихся и проходящих через тонкие слои прозрачных материалов. Один слой фильтра состоит из тонкой пленки прозрачного диэлектрика, покрытой с обеих сторон полуотражающими металлическими слоями. Излучение, попадая в фильтр, при многократном отражении от металлических слоев образует систему прошедших и отраженных лучей, интерферирующих между собой. Спектральная характеристика интерференционного фильтра зависит от показателей преломления, толщины и числа слоев. Изменяя их толщину, можно изготовить фильтр для любого заданного участка спектра. Однако ширина полосы пропускания такого простейшего фильтра будет довольно большой. Применяются многослойные интерференционные фильтры, которые могут состоять из 10,20 и более отдельных слоев. Теория и способы изготовления оптических фильтров этого типа являются самостоятельными разделами физической оптики. При использовании интерференционных фильтров при фотометрических исследованиях приходится считаться с тем, что специфика явления интерференции нередко приводит к возникновению дополнительных областей пропускания («окон») вне основной полосы пропускания фильтра. В некоторых случаях эти области удается устранить при комбинировании интерференционного фильтра с абсорбционным. Другой особенностью интерференционного фильтра является зависимость спектральной харак175

теристики пропускания от угла падения потока на его поверхность, поэтому такие фильтры рекомендуется использовать в условиях, когда угол между осью пучка и его краевыми лучами не превышает нескольких угловых градусов. Р и с . 7.14. Характеристики нейтральных Рассмотренные типы фильоптических фильтров тров позволяют формировать необходимые спектральные характеристики излучения. Кроме них в оптических каналах ОЭИП используются фильтры, предназначенные для равномерного ослабления лучистого потока по всему спектру,—так называемые нейтральные оптические фильтры (рис. 7.14). Основное требование к ним — равномерность спектральной характеристики фильтра Тф(А,) в диапазоне спектральной характеристики излучения источника Ф0(Х), поэтому поглощающее вещество не должно иметь спектральных полос поглощения в рабочей области фильтра. В качестве поглощающих материалов для нейтральных фильтров чаще всего используют тонкие пленки титана, платины, хрома, никеля, палладия. Эти материалы обеспечивают достаточно равномерное поглощение излучения в области спектра от 400 до 1200 нм. Излучение в узком спектральном диапазоне можно получить с помощью монохроматоров, в которых спектральное разложение излучения производится с помощью дисперсионной призмы или дифракционной решетки (поэтому монохроматоры делятся на призменные и дифракционные), а для подведения излучения к диспергирующему элементу и выделения монохроматического пучка используются щелевые диафрагмы. Для фотометрических систем, используемых при проведении физиологических исследований, монохроматоры не нашли применение. Другим, не менее ответственным оптическим элементом ОЭИП является оптический узел, определяющий геометрические параметры потока излучения. Описанию зеркал, призм, линз и их наборов, объединенных в окуляры, объективы, конденсоры и т. п., которые используются для сбора лучистой энергии, изменения направления потока, уделено значительное внимание в технических справочниках и литературе по оптическим приборам. Весьма перспективными для применения в ОЭИП, предназначенных для клинических исследований, являются элементы волоконной оптики. Из волоконных элементов изготавливают пластины, диски, линзы, жесткие световоды, гибкие жгуты и т. д. Световод представляет собой тонкий стеклянный стержень, чаще всего круглого или прямоугольного сечения, состоящий из сердцевины с показателем преломления пс и оболочки с по176

лированными торцами, характеризующейся показателем преломления По < Пс. От внутренней поверхности оболочки происходит полное отражение потока внутрь световода по законам геометрической оптики. Спектральные характеристики световодов определяются материалом сердцевины и охватывают область от ультрафиолетового до инфракрасного диапазонов спектра. Световоды диаметром менее 100 мкм называют оптическим волокном, группируя которые образуют световолоконные жгуты. Световоды и жгуты предназначены для канализированной передачи потока излучения на определенное расстояние, разведения потока от одного источника по нескольким каналам, изменения аппретурного угла пучка, изменения направления потока и т. д. При передаче излучения по волокну потери связаны в основном с поглощением излучения в стекле, причем пропускание волокна не уменьшается и при его изгибе, если при этом углы падения пучка на внутреннюю боковую поверхность не окажутся меньше критических. Коэффициент пропускания тсв цилиндрического световолоконного жгута, содержащего п одинаковых волокон, можно определить с помощью выражения Тсв = nSBT„(L - p 2 )A/So,

где S„ — площадь торца одного волокна; т„ — коэффициент пропускания материала волокна; р — коэффициент отражения от торца волокна; А — числовая апертура волокна, зависящая от его формы, размеров торцов и коэффициентов преломления По и, пс. Известны жгуты, содержащие волокна разной формы (например, волокна с переменным диаметром), что позволяет изменять апертурный угол пучка излучения и, следовательно, расширить область таких жгутов.

7.2.2. Источники излучения В фотометрических приборах различного назначения для генерирования исходных лучистых потоков излучения находят применение специальные лампы накаливания, газоразрядные лампы, лазеры и полупроводниковые светоизлучающие диоды (светодиоды). Лампы накаливания и газоразрядные лампы не получили распространения в приборах, предназначенных для физиологических исследований в клинических условиях, из-за ряда присущих им недостатков: зависимости спектральной характеристики излучения от температуры нагрева излучающего элемента (то есть от стабильности параметров источника излучения), большой тепловой инерционности тела накала, небольшого коэффициента преобразования энергии источника питания в излучение (менее 10 %), относительно небольшого срока службы, сложности и гро177

моздкости блоков питания (особенно при обеспечении высокой стабильности интенсивности потоков излучения), сравнительно больших габаритов и др. В качестве перспективных источников излучения фотометров клинического назначения можно считать лазеры. К основным достоинствам излучателей этого типа следует отнести хорошую монохроматичность и когерентность излучения, малую расходимость пучка, а для некоторых типов лазера — и возможность изменения длины волн излучения путем управления напряжением питания лазера. Однако к лазерам, рассчитываемым на применение в ОЭИП клинических фотометров, должны предъявляться особые требования, такие, как относительно небольшие размеры, возможность работы в импульсном режиме, высокая стабильность характеристик излучения, высокая линейность характеристики управленйя интенсивностью потоков излучения. Наилучшим образом этим требованиям удовлетворяют твердотельные микролазеры, некоторые варианты маломощных газовых лазеров и полупроводниковые лазеры. В твердотельных микролазерах активной рабочей средой служат кристаллические или аморфные вещества (рубин, стекло, иттрий-алюминиевый сплав, гранат и т. д.), легированные ионами различных химических элементов, чаще всего неодимом. Активные элементы таких лазеров имеют весьма малые размеры и содержат высокую концентрацию неодима. Порог генерации активных элементов так же невысок и составляет от единиц до десятков мВт. Генерация наблюдается на длинах волн 1,06 и 1,3 мкм; при работе в импульсном режиме мощность излучения может достигать нескольких ватт при длительности импульсов 40 + 80 не. Известны также твердотельные микролазеры с перестраиваемой длиной волны в пределах 730 + 780 нм, способные формировать импульсы излучения длительностью 70 + 100 не при частоте повторения до 20 Гц. Для накачки микролазеров можно использовать полупроводниковые инжекционные лазеры (эффективность такой накачки около 10 %). Твердотельные микролазеры по своим параметрам иногда превосходят полупроводниковые инжекционные лазеры, так как имеют лучшую когерентность и монохроматичность излучения, большую стабильность одночастотного режима, мало подвержены влиянию внешней среды. В газовых лазерах активной средой являются различные газы, их смеси или пары металлов. Возбуждение осуществляется электрическим разрядом в газе, используется также эффект быстрого охлаждения при расширении предварительно нагретой газовой смеси или возбуждение за счет энергии, освобождающейся при химических реакциях компонентов среды. Спектральный состав газовых лазеров значительно шире, чем у остальных типов и перекрывает область от 150 нм до 600 мкм. Эти лазеры имеют высокую стабильность параметров излучения, которая может до178

стигать величин до Ю-8 + 10~13 %; мала расходимость пучков (до 1 + 10 угл.мин). Среди них особо следует выделить лазеры малой мощности, например атомарные гелий-неоновые, позволяющие получать излучение с длиной волны 630 нм, 1,15 и 3,39 мкм, при диаметре пучка 0,6 + 5 мм, расходимости 0,5 + 6 мрад и мощности от долей до сотен мВт. В полупроводниковых лазерах (лазерных диодах) активной средой 'служат кристаллы полупроводника, которые возбуждаются инжекцией тока через р-п -переход, пучком электронов или электрическим разрядом. Они обеспечивают генерацию излучения в области спектра от 320 нм до 32 мкм. Так как активная среда лазера имеет высокий коэффициент усиления, лазерный эффект достигается в активных элементах очень малых размеров, не превышающих долей мм. Поэтому невелика и предельная импульсная мощность излучения — порядка 10 + 25 Вт при комнатной температуре. Когда требуется получить большую интенсивность излучения, отдельные лазерные диоды собирают в наборные излучатели, располагая их вплотную друг к другу, что позволяет увеличить мощность до I кВт и более. Расходимость пучка излучения составляет 6 + 12° в плоскости /7-и-перехода и 20 + 40° в плоскости, перпендикулярной ей. Большой интерес для разработчиков фотометрических систем могут представлять перестраиваемые лазеры — генераторы когерентного излучения с плавно изменяемой длиной волны. Известно несколько способов перестройки длины волны: путем изменения внешних факторов (температуры, давления, внешнего электрического поля), с помрщью дисперсионных элементов и др. Однако эти разработки находятся еще в стадии лабораторных исследований и не доведены до серийных образцов. Наиболее перспективными на сегодня типами излучателей для ОЭИП, особенно для диагностических фотометров, предназначаемых для физиологических исследований, следует считать полупроводниковые светоизлучающие диоды (СД). Этот тип излучателя уже нашел применение в качестве образцовых источников лучистой энергии [23,39], а с совершенствованием технологии изготовления и освоением новых материалов, расширяющих диапазон спектра излучения светодиодов, область их применения должна еще больше расширяться. Опыт разработки фотометров со светодиодами в качестве источников лучистой энергии показывает, что СД могут значительно потеснить другие типы излучателей. Основанием для такого утверждения служат их высокие эксплуатационные и технические показатели. Они характеризуются большим сроком службы, в несколько раз превышающим срок службы ламп накаливания; хорошей временной стабильностью интенсивности и спектрального состава излучения, высоким КПД (он приближается к 50 % при охлаждении светодиода); устойчивостью к вибрациям, 179

малыми габаритами, массой, стоимостью и т. д. Их отличает узкий спектральный диапазон излучения (до 10-*- 30 нм), высокое быстродействие (менее 10 не), достаточно большая мощность излучения, особенно в импульсном режиме (до 0,1 Вт), хорошая линейность управления интенсивностью излучения от величины тока через диод и т. д. К недостаткам светодиодов, которые необходимо учитывать при разработке ОЭИП, можно отнести зависимость интенсивности излучения от температуры (эта зависимость практически линейная [40]), сравнительно большой разброс параметров и характеристик от образца к образцу, наличие в спектральной характеристике излучения некоторых типов светодиодов нескольких зон излучения. Основными материалами для светодиодов, излучающих в видимой области спектра, являются фосфид галлия, карбид кремния и твердые растворы: галлий—мышьяк—фосфор, галлий — мышьяк—алюминий, а для излучающих в инфракрасной области спектра — арсенид галлия. Спектры излучения определяются характеристиками полупроводникового материала, причем максимумы спектра можно изменять путем введения в исходный полупроводниковый материал различных примесей-активаторов, например цинка, азота, бора и т. п. При выборе светодиода для ОЭИП фотометра учитывается не только спектр излучения, но и наличие нескольких спектральных диапазонов излучения. Так, светодиоды на основе фосфида галлия (например, типа AJI 102 AM) имеют спектральные характеристики с двумя выраженными максимумами интенсивности излучения в областях 530 + 560 нм и 690 4- 700 нм. Можно перераспределять мощность излучения в этих областях, изменяя количество активирующих примесей, которые вносятся в структуру полупроводника при изготовлении светодиодов. Некоторые типы светодиодов на этой же основе формируют излучение, которое визуально воспринимается как желтый цвет. Но это впечатление связано с аддитивным смешением излучений на двух длинах волн — в области зеленых и красных цветов (560 и 690 нм), причем соотношение интенсивностей потоков составляет 0,15 + 0,5. Если не учитывать реальные спектральные характеристики излучения светодиодов при расчете выходных сигналов, то можно внести значительные погрешности в оценки фотометрических параметров, источниками которых будут нерабочие спектральные области излучения. Коррекция этих погрешностей связана с установкой специальных полосовых оптических фильтров. 180

7.2.3. Преобразователи параметров лучистого потока в электрический сигнал Преобразование интенсивности потоков излучения в электрический сигнал осуществляется с помощью фотоэлектрических преобразователей, включаемых в состав ОЭИП. При разработке ОЭИП в качестве ФЭП нашли применение фоточувствительные элементы, построенные на двух эффектах: — внешний фотоэффект, при котором электроны вырываются с поверхности чувствительного слоя при его облучении; — внутренний фотоэффект, связанный с образованием свободных носителей заряда в твердом теле при поглощении кванта излучения. Внешний фотоэффект нашел применение в фотоэмиссионных элементах, таких, как вакуумный и газонаполненный фотоэлемент, фотоэлектронный умножитель, диссектор и др. Внутренний фотоэффект может проявляться в изменении электропроводности твердого тела (фотопроводимость), что используется в фоторезисторах и ему подобных элементах, или в возникновении фото-ЭДС в области ^-«-перехода, что испоЛьзуется в фотодиодах, фототранзисторах и других приборах. Разработаны ФЭП, реагирующие на изменение общей интенсивности излучения (интегральные ФЭП), его спектрального состава (спектрально-чувствительные ФЭП), направление падения и геометрию потока излучения (позиционно-чувствительные ФЭП) и т. д. По области спектральной чувствительности можно выделить преобразователи, работающие в ультрафиолетовой (А. < 0,4 мкм), в видимой (А. = 0,4 -г 0,72 мкм), ближней и средней инфракрасной областях (А. = 1,5 -5- 20 мкм) и в длинноволновой области спектра (А. > 20 мкм). Для регистрации слабых потоков излучения, например при проведении люминесцентного анализа, разработаны преобразователи, в которых чувствительный слой охлаждается до очень низких температур (до 20° К и менее). В общем случае выходной ток фотоэлектрического преобразователя зависит от величины падающего потока, спектрального диапазона излучения, абсолютной температуры светочувствительного слоя и напряжения питания, причем последняя зависимость, как правило, нелинейна и изменяется со временем (явление временного дрейфа). Эти обстоятельства не позволяют связать выходной параметр с исследуемой характеристикой среды. Обычно стремятся создать условия для стабилизации основных факторов (температуры, напряжения питания, внешних условий), не связанных с измеряемым параметром. Свойства ФЭП описываются системой параметров и характеристик. Из параметров в первую очередь обращают внимание на: 181

— интегральную чувствительность S„, определяемую отношением изменения одного из параметров преобразователя к вызвавшему это изменение воздействию (потоку); — уровень собственных шумов; — минимально допустимый поток излучения (порог чувствительности) Фдоп; — инерционность, оцениваемую, например, постоянной времени процесса изменения реакции преобразователя (фотоответа) на скачкообразное изменение величины потока излучения. К важнейшим характеристикам ФЭП относятся также: — спектральная S(X), отражающая реакцию преобразователя на излучение с разной длиной волны; — энергетическая 1ф = А[Ф), связывающая величину 1ф выходного тока с облученностью Ф чувствительного слоя; — частотная S(f), определяющая зависимость чувствительности ФЭП от частоты f модуляции лучистого потока; — спектр мощности шумов s = s(f), описывающий распределение дисперсии шума = i^/Af по частотам; — температурные, указывающие, как изменяются различные параметры преобразователя (например, чувствительность, шумы и др.) при изменении температуры чувствительного слоя; — вольт-амперная I = А^и)|Ф, которая выражает зависимость тока I от питающего напряжения U при разных лучистых потоках Ф. Для ФЭП, используемых при регистрации пространственно-неоднородных потоков излучения, дополнительно вводятся еще несколько характеристик, отражающих пространственную неравномерность его свойств. Эксплуатационные и конструктивные особенности ФЭП оцениваются набором таких параметров, как площадь и конфигурация чувствительного слоя, напряжение питания и способ его подведения, -температура чувствительного слоя, виброустойчивость и др. Отметим особо параметр ФЭП, от которого в значительной мере зависит чувствительность ОЭИП — уровень собственных (внутренних) шумов. Основными видами шумов для фотоэлектрического преобразования являются: — тепловой, вызываемый хаотическим тепловым движением носителей заряда; — дробовой, определяемый тем, что электрический ток представляет собой поток дискретных частиц, количество которых флуктуирует во времени; 182

— токовый (фликер-шум или l/f-шум), отражающий процессы переноса заряда в полупроводниках; — фотонный, зависящий от флуктуаций фотонов, падающих на чувствительный слой Общий уровень шума оценивается дисперсией шума 5Ш2, причем дисперсии некоторых из источников шума зависят от величины полезного сигнала. По зависимости шума от величины полезного сигнала можно выделить три группы преобразователей: — ФЭП с постоянными шумами iu,2 = — ФЭП с шумами, дисперсия которых изменяется пропорционально амплитуде полезного сигнала 1Ш2 = кц1ф (преобладают дробовые шумы); — ФЭП с шумами, для которых дисперсия пропорциональна квадрату амплитуды полезного сигнала iu,2 = кш1ф2 (преобладают токовые шумы). Величины к — постоянные коэффициенты. При разработке ОЭИП необходимо учитывать, что дробовые, теплоные и токовые шумы зависят от ширины полосы частот Af, в которой измеряется дисперсия, поэтому отношение ¥ и порог чувствительности I акже зависят от £ Для удобства сравнения разных преобразователей используется приведенное значение дисперсии Параметром, соответствующим этому показателю ФЭП, является порог чувствительности в единичной полосе частот Ф„1 или величина, обратная ему, — обнаружительная способность. Таким образом, в зависимости от типа и назначения фотометра разработчику приходится анализировать довольно большое число параметров и характеристик ФЭП, а иногда и самому определять их. Для облегчения задачи выбора преобразователя существуют справочники, в которых приводятся требуемые данные, полученные в некоторых стандартных условиях (см., например, [39]), при необходимости эти данные могут быть пересчитаны для новых условий применения. Рассмотрим некоторые типы фотоэлектрических преобразователей, используемых в фотометрах для клинических физиологических исследований. Группа преобразователей, основанных на внешнем фотоэффекте ( эмиссионные ФЭП), не нашла применение в фотометрах этого типа. Для >тих ФЭП характерны относительно большие размеры, значительная неравномерность чувствительности по площади чувствительного слоя-фоюкатода (до 50 %), значительный разброс интегральной и спектральной 183

чувствительности у разных образцов одного и того же типа ФЭП, необходимость использования большого по величине и высокостабильного напряжения питания, существенная температурная зависимость характеристик и ряд других факторов. Вторая группа преобразователей, использующая внутренний фотоэффект, представлена разнообразными типами фоторезисторов, фотодиодов, фототранзисторов и фототиристоров [39]. В основе фоторезисторов лежит изменение электропроводности чувствительного слоя при его облучении. Этот тип ФЭП характеризуется малыми размерами и массой, малым напряжением питания при высокой интегральной чувствительности в широком спектральном диапазоне. В то же время его отличает повышенная инерционность, зависимость параметров и характеристик от температуры, относительно невысокая линейность энергетической характеристики. Наибольшее распространение получили фоторезисторы на основе сульфида или селенида кадмия — для ультрафиолетовой и видимой областей спектра; сульфида свинца — для видимой и ближней инфракрасной областей; селенида свинца, монокристаллов антимонита индия, теллурида кадмия — для диапазона 0,5 н-14 мкм. Широко используются и «примесные» фоторезисторы на основе кремния и германия, легированных разными примесями. Темновое сопротивление фоторезисторов составляет 105 -г- 108 Ом, а при освещенности 200 300 лк кратность изменения сопротивления достигает 500 -г- 1000. Высокой линейности энергетической характеристики можно добиться путем тщательного подбора состава вещества фоторезистора. Постоянная времени (быстродействие) зависит в основном от технологии изготовления, освещенности, температуры и других факторов. Значительная инерционность (в лучших образцах она достигает значений 10 т 50 мс)—основной недостаток этого ФЭП, ограничивающий область его применения. Фотодиодами (ФД) называют такие преобразователи, в которых под воздействием лучистой энергии возникают электронно-дырочные пары, разделяемые р-и-переходом и образующие фототок. Это наиболее перспективный фоточувствительный элемент для клинических фотометров. Основным материалом для фотодиодов служат германий и кремний, легированные примесями. Известны также ФД на основе соединений арсенида галлия, фосфора и других материалов. Интегральная чувствительность фотодиодов достигает 25 н- 30 мА/лм. Кремниевые ФД (диапазон спектральной чувствительности 0,4 -ь 1,1 мкм) отличаются высокой стабильностью характеристик при изменении условий эксплуатации, малыми темновыми токами и, следовательно, высоким порогом чувствительности, высокой электрической прочностью. Германиевые ФД обладают 184

большей интегральной чувствительностью и более широкой, чем у кремниевых, спектральной характеристикой (до 0,3 + 1,8 мкм). В последние годы появились новые типы фотодиодов, в которых путем структурных изменений и комбинаций материалов удается улучшить электрические параметры и эксплуатационные характеристики. Среди них отметим: — дрейфовые фотодиоды, в которых используется неоднородное распределение примесей; отличаются значительно меньшим темновым током и чувствительностью в более коротковолновой части спектра; — p-i-n -фотодиоды, структура которых состоит из низкоомных р- и «-слоев, разделенных высокоомной i-областью; отличаются улучшенной частотной характеристикой (некоторые типы могут работать на частотах до 170 ч- 240 мГц), уменьшением времени нарастания и спада фототока (до долей наносекунды) при чувствительности до 530 мА/Вт, темновым током до 5 мкА, а линейность энергетической характеристики сохраняется до токов в 6 А; — инжекционные фотодиоды, в которых сочетается фоторезисторн ый эффект с инжекцией носителей заряда через прямосмещенный переход; чувствительны практически во всех областях оптического диапазона и отличаются хорошими пороговыми характеристиками; их чувствительность достигает 120 а/лм при напряжении 8 В и освещенности около 3,5 • 10~7 лк; — фотодиоды с барьером Шотки, основанные на использовании эффектов в поверхностно-барьерных структурах на границе раздела металл—полупроводник; характеризуются высокими показателями — расширенной областью спектральной чувствительности (0,3 -г- 0,9 мкм) и динамического диапазона, способны выдерживать высокие уровни освещенности, чувствительность достигает 220 мА/Вт; — фотодиоды на основе тройного соединения галлий—мышьяк—фосфор, для которых можно получить спектральную характеристику, совпадающую со спектральной чувствительностью глаза; — лавинные фотодиоды, обладающие внутренним усилением фототока в результате ударной ионизации атомов решетки носителями фото-ЭДС, которые получают энергию в сильном поле перехода; коэффициент внутреннего усиления достигает 102 -5-103 и определяется напряжением питания и температурой, обратный ток до 10—11 А/мм2, время фотоответа измеряется долями наносекунд. Кроме перечисленных практический интерес представляют ФД на основе гетероструктур, варизонных структур галлий—мышьяк—алюмин и й—мышьяк, на основе твердых растворов, слоистых соединений и т. п. Далеко не все из перечисленных типов уже нашли практическое примене18

ние, некоторые типы ФД находятся в стадии лабораторных исследований. Однако они могут оказаться весьма перспективными для клинических фотометров ввиду целого ряда преимуществ по сравнению с используемыми на сегодня типами фотодиодов. Среди других типов полупроводниковых фоточувствительных приборов следует выделить фототранзисторы. Они имеют два или несколько р-и-переходов и обладают свойством усиления фототока при облучении чувствительного слоя. Интегральная чувствительность германиевых фототранзисторов достигает 3 + 7 А/Вт, постоянная времени 150 + 250 мкс, темновой ток порядка 40 мкА. Кремниевые фототранзисторы имеют на порядок меньший темновой ток, постоянную времени 80 мкс и интегральную чувствительность 0,2 + 0,4 мкА/лк. Высокая чувствительность и быстродействие, малые габариты и низкое напряжение питания (до 5 -г 10 В) делают фототранзисторы весьма перспективными для использования в ОЭИП. Остальные типы фоточувствительных преобразователей на внутреннем фотоэффекте — фототиристоры, инверсионные фотодиоды, мозаичные приемники, фотопотенциометры, фотоприемники с радиальным электрическим полем и т. п. — пока не нашли должного применения в фотометрических устройствах рассматриваемого класса.

7.3. СОГЛАСОВАНИЕ ЭЛЕМЕНТОВ ОПТИКО-ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ Принципиальное отличие процесса разработки устройств сопряжения с биологическим объектом для фотометрических систем заключается в необходимости обеспечения согласования параметров и характеристик всех элементов оптико-электрического измерительного преобразователя, в состав которого, как известно, входят источник излучения со схемой управления интенсивностью излучения, оптические элементы, позволяющие изменять геометрию и спектральный состав излучения, фотоэлектрический преобразователь для формирования электрического сигнала и сам исследуемый объект. Цель такого согласования — выполнение ряда требований, основными из которых являются следующие. 1. Поток излучения, поступающий на исследуемый объект, по спектральному составу, интенсивности, геометрии и другим параметрам должен соответствовать методике проведения фотометрического исследования. 2. Спектральные характеристики элементов преобразователя, отвечающих за спектральный состав излучения, должны быть согласованы; 186

причем ФЭП должен иметь наибольшую спектральную чувствительность в диапазоне спектра регистрируемого потока, а другие элементы преобразователя — наибольший коэффициент пропускания для этого диапазона. 3. Фотоэлектрический преобразователь должен быть согласован с входной цепью электронной части блока ФЭП, а источник излучения—с устройством, формирующим сигнал управления интенсивностью излучения. 4. Необходимо обеспечить согласование частотных характеристик источника излучения, фотоэлектрического преобразователя и устройства первичной обработки сигналов ФЭП. 5. Излучение лучистого потока, падающего на ФЭП, должно удовлетворять заданному отношению сигнал/шум, определяющему помехоустойчивость и чувствительность ОЭИП. 6. Влияние фоновых лучистых потоков необходимо свести к минимуму. Только выполнение этих условий обеспечит получение наиболее полной первичной измерительной информации об оптических свойствах исследуемого объекта. Однако осуществить выполнение всех требований нелегко, что уже отмечалось при характеристике излучателей, оптических систем и фотоэлектрических преобразователей. Перечисленные требования можно объединить в две основные группы. Первая учитывает согласование оптических и оптико-электрических свойств элементов ОЭИП, а вторая — согласование электрических и частотных характеристик ФЭП и источника излучения с подключенными к ним электронными узлами.

7.3.1. Согласование оптических характеристик Наиболее важными требованиями в первой группе следует считать: согласование спектральных характеристик источника излучения и ФЭП; обеспечение необходимых показателей их передаточной характеристики (линейности, коэффициента передачи и др.); формирование лучистого потока заданной геометрии, спектрального состава, модуляции, защита оптического тракта ОЭИП от паразитного излучения и т. п. Остановимся подробнее на методах выполнения первых двух требований, так как остальные хорошо освещены в технической литературе (см., например, [22, 23,27, 39] и др.). При этом в качестве источника излучения и фотоэлектрического преобразователя будем ориентироваться на использование полупроводниковых светоизлучательных и фоточувствительных диодов. Выбор источника излучения и фотоэлектрического преобразователя по спектральным характеристикам должен осуществляться прежде всего 187

с учетом спектральной характеристики поглощения исследуемой биологической среды. Получение последней характеристики, как правило, связано с преодолением значительных трудностей методического характера, так как оптические свойства могут изменяться в значительной степени даже для биообъектов одного типа, находящихся в одинаковых условиях, при этом часто по непредсказуемым закономерностям. Это обстоятельство затрудняет оценку истинных оптических свойств исследуемой среды. Иногда удается задать спектральный диапазон и, может быть, оценить характер изменения спектральной характеристики поглощения. Так как при физиологических исследованиях оценка медицинских показателей с помощью фотометрических методов связана с регистрацией изменений (а не истинных значений) оптических свойств биотканей, задача клинического фотометра несколько упрощается, поскольку достаточно фиксировать изменения, а не абсолютные значения фотометрических параметров. В некоторых исключительно редких случаях удается воспользоваться оптическими эталонами исследуемой среды, тем самым получить более точные представления о ее истинных оптических свойствах. Спектральная характеристика источника обычно характеризуется его так называемой «цветовой» температурой Тц°, под которой понимают температуру абсолютно черного тела, спектр излучения которого совпадает со спектром излучения источника. Однако для светодиодов такая оценка спектральной характеристики непригодна в силу ряда особенностей ее спектральной характеристики излучения (см. выше); приходится пользоваться экспериментально снятыми характеристиками. Регистрацию спектральных характеристик осуществляют с помощью специальных установок, содержащих монохроматоры и высокоточные измерительные устройства. Технологически оказывается более сложным разработка светодиодных источников излучения с широкой спектральной характеристикой излучения, чем изготовление фотодиодов с широкой спектральной характеристикой чувствительности. Поэтому приходится осуществлять отбор светодиодов из имеющихся в справочниках. Согласование спектральных характеристик источника излучения и ФЭП обычно оценивается с помощью корреляционного коэффициента:

Г (S / S 0 )(Ф / Ф0 )dX k(X) = -°i

, (Ф / Ф0 )dX

188

где (S/So)—относительная спектральная характеристика чувствительности ФЭП; (Ф/Фо) — относительная спектральная характеристика излучения источника. Пределы интегрирования могут быть уменьшены до диапазона длин волн, соответствующих границам спектра излучения источника и спектральной чувствительности ФЭП. Считается, что при удовлетворительном согласовании спектральных характеристик корреляционный коэффициент лежит в диапазоне от 0,95 до 0,4, меньшее значение этого коэффициента указывает на низкую эффективность работы выбранных элементов. При необходимости юстировки спектральной характеристики можно воспользоваться оптическими фильтрами из стандартного набора и пересчитать корреляционный коэффициент с учетом их спектральных характеристик. При всех оптических расчетах не следует упускать из вида спектральную характеристику поглощения исследуемого объекта.

7.3.2. Передаточная характеристика ОЭИП Рассматривая ОЭИП как узел электрической цепи преобразования сигналов, можно описать его свойства традиционными параметрами и характеристиками (статическими и динамическими) четырехполюсника (рис. 7.15). Тогда входной и выходной характеристиками такой цепи будут вольт-амперные характеристики соответственно источника излучения и фотоприемного устройства. Сквозная передаточная характеристика ОЭИП — F03Hn будет определяться как зависимость сигнала на выходе ФПУ — Uony от сигнала управления интенсивностью излучения источника — Uynp: F r o r a i = U
Линейность характеристики Роэип является одним из важных показателей, который вб многом определяет метрологические свойства фотометра, особенно при использовании функционального питания в ОЭИП-АШ. Теоретическое определение формы характеристики Роэип связано с преодолением некоторых трудностей, поскольку необходимо знать выражения для описания передаточных характеристик источника излучения FHH И фотоэлектрического преобразователя F<j>3n- Кроме того, необходимо учитывать нелинейные искаже- Цуц> ЦФ"У ния, возникающие в электрических схемах (схемы управления и усилителя сигнала ФЭП), к которым подключаются эти Р и с . 7.15. ОЭИП в виде элементы. четырехполюсника 183

Наибольшие трудности возникают при определении FMH, отражающей зависимость интенсивности излучения от управляющего сигнала. Эти зависимости, рекомендуемые для инженерных расчетов, зачастую носят эмпирический характер и применимы для небольшого динамического диапазона управляющих сигналов. Для светодиодов зависимость мощности излучения РИи от протекающего через диод тока I определяется как Р и и = IhvT|/q,

где hv — энергия излучения фотонов; q — заряд электрона; т) — внешняя квантовая эффективность, которая зависит от типа полупроводниковых материалов, геометрии р-и-перехода, конструкции диода и других показателей, в том числе и от тока через светодиод. Так как квантовую эффективность при практических расчетах определить не удается, то выражение для Рии упрощают, считая, что относительная мощность излучения РОГ1|=Р(1)/Р(1о) зависит от отношения тока I через светодиод к базовому току 1(,

а)

Рот,, = (1/1оГ, где т = 0,6 н- 1,4 — коэффициент, зависящий от типа и конкретного образца светодиода. Применение полученных выражений при оценке линейности Р о э и п не дает удовлетворительных результатов. В некоторых справочниках (см., например, [40]) приводятся графики зависимости мощности излучения (яркости, силы света) излучателей от управляющего сигнала. Однако эти данные получены для постоянных токов, не превышающих предельно допустимых. При работе светодиодов в импульсном режиме ток в импульсе может в несколько раз превышать предельно допустимый постоянный ток при среднем токе, не превышающем последний. Данные по таким режимам работы светодиодов в литературе, как правило, не приводятся, поэтому разработчику приходится снимать сквозную передаточную характеристику ОЭИП экспериментально. Для этого, удобно воспользоваться устройством, структура которого приведена на рис. 7.16, а [6]. Исследуемый ОЭИП включается во внешнюю измерительную схему, в которой можно выделить две части. Первая часть схемы — блок управления (БУ) — обеспечивает управление интенсивностью излучения светодиода по линейно изменяющемуся закону, вторая — блок регистрации (БР) — позволяет оценить линейность сквозной передаточной характеристики. Импульс, формируемый задающим генератором (ЗГ), запускает триггер (Тр), который определяет продолжительность одного цикла измерений и приводит все узлы устройства в исходное состояние. Начинает ра190

11 —

т

а

1 В) Р и с . 7.16. Устройство для измерения линейности сквозной передаточной характеристики ОЭИП

ботать генератор линейно изменяющегося напряжения (ГЛН), выход которого подключен к схеме управления интенсивностью излучения источника — устройства формирования излучения УФИ, входящего в состав ОЭИП. С выхода ФПУ, в состав которого включен фотоэлектрический преобразователь (ФЭП) ОЭИПа, сигнал поступает на один вход пороговой схемы (нуль-органа НО с пороговым уровнем Uo= 0), на второй вход которого подается напряжение опорного уровня с цифроаналогового преобразователя (ЦАП). Вход ЦАП соединен со счетчиком уровня (СчУ), в котором в начальный момент времени устанавливается код, соответствующий первому уровню опорного напряжения U0i. В момент ti выходной сигнал с ОЭИП достигает уровня U0i (рис. 7.16, б), нуль-орган срабатывает (рис. 7.16, в), а его импульс поступает на СчУ 191

и формирователь (Ф). С ЦАП на вход НО подается очередной уровень опорного напряжения Uo2; НО переводится в исходное состояние. Дешифратор Д формирует импульс длительностью t2 — tj, который открывает схему совпадений И, и счетные импульсы с генератора опорной частоты ГОЧ поступают на счетчик памяти СчП. В счетчике формируется код, пропорциональный крутизне начального участка сквозной передаточной характеристики ОЭИП. В момент t2 нуль-орган вновь срабатывает, счетчик СчУ получает новый импульс и через ЦАП формируется новый опорный уровень Uo3, НО возвращается в исходное состояние. Формирователь Ф вырабатывает импульс, который поступает на цифровой компаратор (ЦК) и реверсивный счетчик (РСч), в который переписывается код из счетчика памяти. После этого счетные импульсы от генератора опорной частоты поступают на вычитающий вход реверсивного счетчика и одновременно через схему И — опять на счетчик памяти. Таким образом, из переписанного в реверсивный счетчик кода, соответствующего интервалу t2 — ti, вычитаются импульсы, число которых соответствует интервалу tj —12. В счетчике памяти СчП формируется код интервала t3 —12. В момент срабатывает нуль-орган, формируется очередной уровень U04. Импульс с выхода формирователя Ф поступает на компаратор ЦК, который срабатывает, если на реверсивном счетчике сохранится код ±AN;ion. Устройство работает до такого интервала tn.i — tn, для которого остаточный код в РСч превышает допустимую величину ±ANfl0n, что соответствует допустимому значению ±Ataon изменения соседних интервалов. В момент tn+i сформированный импульс проходит через компаратор и поступает на триггер (Тр), возвращая его в исходное состояние. Цикл исследования заканчивается. Наибольшее значение тока через светодиод в момент t„+i запоминается в устройстве выборки и хранения (УВХ) и поступает на регистратор (Р). Превышение интервала t„+i—tn при некотором п начального интервала t2—1| на величину At пропорционально определенному отклонению крутизны сигнала на выходе от его крутизны на начальный момент нарастания пилообразного напряжения. Величина допустимого отклонения (интервал ±Atfl0n и код ±AN) задается на цифровом компараторе соответствующей коммутацией сигналов разрядов реверсивного счетчика. Погрешность устройства определяется в основном точностью формирования опорных уровней, частотой генератора счетных импульсов, нелинейностью пилообразного напряжения. Такие факторы, как запаздывание срабатывания нуль-органа, дрейф порога срабатывания, конечное время срабатывания цифровых элементов и другие подобные факторы на точность оценки линейности сквозной передаточной характеристики 192

влияния не оказывают или влияют незначительно, поскольку их воздействие можно считать идентичным для всех интервалов t2 — tj -ь tn+i —1„. Устройство позволяет оценить влияние оптико-электрического контура отрицательной обратной связи на линейность передаточной xapaicreристики ОЭИП. В этом режиме в него вводится дополнительный фотометрический канал, включающий фотодиод и усилительный тракт с контуром автоматического управления мощностью излучения светодиода по сигналу ошибки. В результате исследований ОЭИП, содержащего в качестве источника излучения светодиоды типа AJI307, AJI310, AJ1106, AJI107 и в качестве фотоэлектрических преобразователей фотодиоды типа ФД21КП, ФД 24, показано [6], что в импульсном режиме с линейно нарастающей интенсивностью излучения при скважности более 5 и длительностью импульса до 10 мс линейный диапазон излучательной способности светодиодов увеличивается в 3—4 раза. Включение контура обратной связи позволяет расширить линейный диапазон в 15—20 раз для светодиодов типа АЛ307, АЛ310 и в 30 и более раз для светодиодов с излучением в ближней инфракрасной области спектра. Величина допустимого отклонения от крутизны нарастания начального участка сигнала устанавливается 3 %. Приведенная схема, конечно, не является единственно возможной, она лишь иллюстрирует принцип построения подобных устройств.

7.3.3. Согласование электрических и частотных характеристик Фотодиоды являются значительно более быстродействующими, чем фоторезисторы, с одной стороны,- и обладают меньшим уровнем собственных шумов, более удобны в эксплуатации, чем фототранзисторы,— с другой. Они широко используются для приема модулированного по интенсивности излучения при решении различных прикладных задач, в том числе и в клинических фотометрах. Для подключения к устройству первичной обработки сигналов фотодиод включается на вход согласующего каскада, вместе с которым составляет фотоприемное устройство (ФПУ). Схема подключения ФД к согласующему каскаду задает режим его работы, от которого в значительной степени зависят инерционные свойства, динамический диапазон и помехоустойчивость фотометра. Известны два режима работы фотодиода: — фотодиодный, когда к ФЭП приложено обратное напряжение смещения р-и-перехода; — фотогальванический (фотовольтаический, вентильный), когда генерируется фото-ЭДС без приложения внешнего напряжения. 7

Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

193

При фотогальваническом режиме работы ФД максимальное сопротивление нагрузки по постоянному току, обеспечивающее линейность энергетической характеристики, определяют по соотношению Rtt.max ' где к—постоянная Больцмана; Т—абсолютная температура ФД; е—заряд электрона. Максимальная вольтовая чувствительность при этом _

Г) Д) Р и с . 7.17. Схемы включения фотодиодов

Инерционные свойства ФД, определяющие быстродействие ФПУ, существенно различаются в разных режимах работы. Так, в фотодиодном режиме время нарастания или спада сигнала фотоответа составляет единицы наносекунд, а в фотогальваническом—оно существенно выше. Схемы включения фотодиодов, работающих в разных режимах, приведены на рис. 7.17. Здесь схемы «а» и «б» соответствуют работе на активную нагрузку при постоянном потоке облучения, а остальные «в», «г» и «д» — при работе ФД с модулированными потоками от источника излучения. В последнем варианте в качестве нагрузки ФД используются дроссель (Др на схеме рис. 7.17, в, г) или трансформатор (Тр на схеме рис. 7.17, д). Для повышения вольтовой чувствительности фотодиодов Su необходимо увеличивать сопротивление нагрузки R„. При фотодиодном режиме работы максимальное значение нагрузки R„,max связано с максимальным потоком излучения Ф тах , который может зарегистрировать фотодиод, следующим соотношением: Rn.max=Up/(S^max+IT),

где и р —рабочее напряжение питания ФД; Si—интегральная чувствительность ФД по току; 1т — темновой ток через ^-«-переход. Максимальная вольтовая чувствительность в этом случае определяется как "Ujmax*Если сигнальный фототок I® > 1х, максимальная вольтовая чувствительность не зависит от параметров фотодиода, то есть Sujmax ~ ир/Фтах, и RH я Up/I® max. При 1® < 1Т эта чувствительность тем больше, чем меньше значение 1т, то есть Su^ax a SiUp/IT. 194

S,kT/(eI T ) 1 + kT / (eI T R H )

Следует, однако, учитывать, что, поскольку сопротивлениер-п -перехода зависит от 1ф, оптимальное сопротивление нагрузки в условиях регистрации потоков энергии в широком динамическом диапазоне подобрать невозможно. Поэтому, когда перепад интенсивности регистрируемого излучения находится в диапазоне 50 Ю10, с погрешностью не более 3 + 4 %, сопротивление нагрузки можно найти как _ _0,88АкТ 1п(1ф / 1 т ) Кц , el x 1 Ф /1 т где А = 1 -г- 4 — коэффициент, зависящий от материала фотодиода; для германиевых ФД он равен единице. Кроме того, необходимо учитывать, что при увеличении RH одновременно с ростом отношения сигнал/шум ¥ увеличивается и постоянная времени ФПУ тФпу, определяемая выражением тфпу = >/тфэп2 + т ск 2

+ т

ь Л

где Тфэп—постоянная времени фотодиода; тСК—постоянная времени согласующего каскада; твх — постоянная времени его входной цепи. Поэтому для улучшения быстродействия ОЭИП часто применяют схемы ФПУ с операционным усилителем (ОУ) или с цепью коррекции постоянной времени. Ко входу ОУ фотодиод может быть подключен двумя способами (рис. 7. i 8) для обеспечения одного из режимов его работы. В обоих случаях фотодиод нагружен достаточно низким входным сопротивлением операционного, усилителя R8X=RoC/K, где Roe — сопротивление обратной связи; К—коэффициент усиления ОУ. Обычно К > 1. Таким образом, фотодиод работает как генератор тока в режиме короткого замыкания, а усилитель служит преобразователем этого тока в выходное напряжение UBbIX = 8 ^ С Ф ; вольтовая чувствительность ФПУ при приеме ПОСТОЯННЫХ лучистых ПОТОКОВ Su = SiRoe. 195

Roc

Roc

Р и с . 7.18. Схемы подключения фотодиодов к операционному усилителю при постоянных лучистых потоках

Низкоомная нагрузка ФД позволяет увеличить его быстродействие, поскольку уменьшается постоянная времени тФэп- Верхняя граничная частота f„ частотной характеристики определяется как f^l/^TtRocCoc), где Сое — емкость цепи обратной связи ОУ. Преимуществом подобной схемы ФПУ является также отсутствие необходимости стабилизации коэффициента усиления ОУ. Важным следствием работы фотодиода на низкоомную нагрузку является обеспечение линейной энергетической характеристики фототока, даже при работе в фотогальваническом режиме. В этом режиме снижаются собственные шумы диода в результате отсутствия обратного тока, что позволяет использовать ФД для регистрации малых уровней освещенности. Однако в этом режиме возрастает емкостьр-и-перехода, что оказывает влияние на спектральную плотность шума и частотную характеристику ОЭИП. Если емкостная составляющая полного сопротивления диода (его импеданса) меньше такой же составляющей импеданса контура обратной связи ОУ, то на выходе последнего шумы возрастают, причем пропорционально отношению этих сопротивлений. Скорость возрастания определяется соотношением уровня шумов ФД, ОУ и R^. Как показано ранее, некоторые структуры ОЭИП используют импульсное питание источника лучистой энергии. Поэтому и ФПУ должен быть рассчитан на регистрацию импульсных потоков лучистой энергии. В таких случаях необходимо, чтобы его вольтовая чувствительность по переменному потоку была максимальной, а по постоянному потоку (например, от внешних засветок) — минимальной. Для этого целесообразно использовать трансформаторную или дроссельную схемы включения ФД (см. рис. 7.17, в, г, д). С помощью этих схем удается получить большое (индуктивное) сопротивление R„, и по переменному току и малое сопротивление R„ по постоянному току. При работе с разными нагрузками ве196

личина R„ определяет режим работы ФД. Сопротивление нагрузки по постоянному току желательно выбирать намного меньше, чем значение RH,max> вычисляемое по полученным выше выражениям. При использовании резисторной нагрузки ФД (рис. 7.19) на входе ОУ устанавливается разделительный конденсатор. При этом для улучшения частотных Р и с . 7.19. Схема подключения к операционному свойств фотодиода и расширения динами- фотодиодов усилителю при импульсных ческого диапазона энергетической хараклучистых потоках теристики ФД желательно включать в фотодиодном режиме. Благодаря включению разделительного конденсатора и построению последующих электронных узлов обработки сигнала без связи по постоянному току на сигналы не оказывают влияние временной и температурный дрейф ОУ, темновой ток ФД и постоянное напряжение на выходе ОУ. В импульсных ОЭИП полезный сигнал должен передаваться через ФПУ с минимальными искажениями при обеспечении максимального отношения сигнал/шум. Следовательно, ФПУ должен иметь достаточно широкую полосу пропускания Af. Но при увеличении полосы пропускания одновременно с уменьшением искажений полезного сигнала увеличиваются шумы. Известно [36], что при любой форме импульса оптимальной является гауссова форма частотной характеристики электронного тракта, а практическая полоса пропускания на уровне 0,5 максимального значения определяется выражением Af0nT= (0,9 т 1,0)/твх,где твх—длительность импульса на входе ФПУ на уровне 0,5 максимального значения. При этом длительность импульса на выходе ФПУ твых = = (1,4+1,5)

х„.

Если полосу пропускания ФПУ увеличить до значения Af = = (1,35 + 1,5)/твх, то точность воспроизведения формы импульса повышается, а отношение ¥ уменьшается всего на 10 %.Чтобы различать импульсы минимальной длительности, следующие друг за другом через интервал времени, равный длительности импульса, верхнюю граничную частоту выбирают в соответствии с неравенством f B ;> l/(2T. X i m i n ),

где Tex min — минимальная длительность импульса, а для определения нижней границы используется соотношение 197

f„
Г л а в а

8

ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ УСТРОЙСТВ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ

8.1. УСТРОЙСТВА ПЕРВИЧНОЙ И ВТОРИЧНОЙ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ С помощью электрофизиологической и фотометрической техники удается получить разнообразную диагностическую информацию о состоянии органов, систем и организма в целом. К настоящему времени накоплен большой клинический опыт, позволяющий с высокой точностью сопоставлять некоторые патологические состояния организма с определенными характеристиками процессов, исследуемых этими методами. Для некоторых медицинских специальностей (например, врачей-кардиологов, специалистов по нейрофизиологии, спортивной медицине и др.) такое сопоставление, называемое расшифровкой записей процессов, является сутью профессиональной деятельности. По данным обследований легко судить о текущем состоянии организма, в изменениях характеристик процессов отражаются реакции организма на различные значимые воздействия, вызывающие его переход из одного физиологического состояния в другое (в том числе и на лечебные воздействия). По ним можно судить о поведении организма в экстремальных условиях, эффективно прослеживать динамику изменения состояний, прогнозировать появление функциональных и патологических расстройств и т. п. Однако выполнение всех перечисленных задач возможно только по результатам обработки электрических сигналов, получаемых на выходе соответствующих измерительных преобразователей. Процесс обработки сигналов имеет многоступенчатый характер и заключается в последовательном выделении характерных признаков, по которым составляется описание множества состояний организма с точностью до ошибок диагностики соответствующего множества состояний. Часто обработка сигналов ограничивается получением количественного выражения некоторых признаков — медицинских показателей и формированием из них так называемого симптомокомплекса, позволяющего 199

пользователю выносить какие-то суждения о состоянии организма. В других случаях эта обработка может быть достаточно продолжительной и связанной с исследованием изменений медико-биологических показателей за некоторый промежуток времени или по некоторой выборке пациентов. Возможны и другие задачи по обработке сигналов. С увеличением объема входной информации, когда обработка данных врачом или физиологом становится затруднительной или невозможной, появляется необходимость в автоматизации процесса измерения и анализа экспериментальных данных. Таким образом, устройства обработки сигналов можно разбить на два класса. В первый класс включаются устройства обработки сигналов в реальном масштабе времени с подключением биообъекта непосредственно к линиям связи с аппаратурой обработки. Они часто являются составной частью технических средств специализированной электронной медицинской аппаратуры широкого назначения, применяются при обработке данных непосредственно в условиях эксперимента, при наблюдении за состоянием человека в экстремальных условиях и за состоянием тяжелобольных. Другой класс технических средств — это, как правило, сложные вычислительные комплексы, сопрягаемые с системами сбора информации. Такие системы анализа данных работают не в реальном масштабе времени с вводом информации на обработку с запоминающих устройств, которые используются при проведении исследований. С их помощью удается выявлять патологические или специфические изменения в исследуемых процессах и формировать медицинские базы данных, проводить массовые обследования населения, решать задачи профотбора и т. п. Алгоритмы обработки сигналов в таких системах более сложные, обеспечивают более полный анализ информации, но требуют большего времени для расчетов, что не позволяет использовать их для обработки информации в реальном масштабе. Основные проблемы разработки такой техники связаны с проектированием программных продуктов — пакетов прикладных программ, обеспечивающих достаточную производительность обработки экспериментальных данных. Проблема разработки специальных алгоритмов анализа электрических сигналов и соответствующего программного обеспечения является острой и для устройств первого типа, особенно при использовании в их структуре микропроцессорных наборов, контроллеров или мини- и микроЭВМ. Однако требования к этому обеспечению и методы его разработки иные, чем для устройств второго класса. 200

Целесообразно разделить устройства первого класса на два вида — устройства первичной обработки сигналов (УПО) и устройства вторичной обработки (УВО). Устройства первичной обработки могут решать следующие основные задачи: — предварительная обработка сигналов, связанная с усилением, фильтрацией, интегрированием или дифференцированием, линеаризацией функций передачи; — выделение характерных точек (типа минимумов, максимумов, пересечений изолиний и др.) и моментов времени их появления; — измерение отдельных параметров сигналов (амплитуды, длительности, частоты и т. д.); — вычисление простейших функций нескольких сигналов (например, относительных или сложных параметров для электрофизиологических исследований, выходных параметров для фотометрических измерений). Первая задача возникает прежде всего при необходимости зафиксировать форму сигнала на устройствах графической регистрации для дальнейшего визуального изучения. Все перечисленные задачи решаются для получения количественных оценок медицинских показателей. Устройства, выполняющие перечисленные задачи, могут входить в состав автономных приборов, например, счетчиков пульса, частоты сердечных сокращений, частоты дыхания, устройств определения средней частоты ритма ЭЭГ или мощности в ЭМГ, коэффициента пропускания или оптической плотности биосреды и т. д. Возможны и другие задачи, которые выполняют устройства первичной обработки, такие, как подготовка сигналов для передачи по каналам связи, аналого-цифровое преобразование для последующей цифровой обработки, кодирование сигналов, проведение калибровки измерительного тракта и учет ее результатов при передаче и др. Эти задачи характерны для УПО, входящих в состав сложных измерительных систем, для которых первичная обработка сочетается с дальнейшей обработкой с помощью соответствующих вычислительных устройств — устройств вторичной обработки. Задачами вторичной обработки могут быть расчет амплитудного и частотного спектров, спектральные преобразования сигналов, решение задач распознавания образов, статистический анализ результатов, формирование баз данных и (или) знаний, разработка рекомендаций для специалистов (например, рекомендаций по диагностике, лечебно-оздоровительным мероприятиям) и т. д. Устройства вторичной обработки для решения задач такой сложности не рассматриваются в данной книге. 201

Все устройства первичной обработки сигналов можно разделить по ряду признаков. 1. По виду обрабатываемого физиологического процесса. Для разных методов электрофизиологических и фотометрических исследований необходимы различные устройства обработки. Характеристики процессов обусловливают различные требования к ним по быстродействию, динамическому диапазону, частотным свойствам, помехозащищенности. 2. По виду технической реализации алгоритма обработки. Устройства первичной обработки могут быть выполнены как аналоговые, цифровые и гибридные. Причем, как правило, входные узлы выполняются на аналоговых элементах (усиление, первичная фильтрация, интегрирование и др.). Для выполнения более сложных преобразований в них встраиваются аналого-цифровые преобразователи, а затем — цифровые элементы и узлы (дополнительная фильтрация, выделение информативных показателей, учет данных калибровки измерительного тракта и др.), включая средства вычислительной техники. Таким образом, основу многих современных систем обработки информации составляют гибридные системы. 3. По принципам проектирования, структурной организации и логике функционирования. Различают устройства с жесткой логикой функционирования и программно-управляемые системы и комплексы. Устройства с жесткой логикой характерны для простых медицинских приборов широкого применения. Многофункциональные устройства с большими возможностями по обработке диагностической информации относятся к программно-управляемым системам и могут проектироваться по структурно-функциональному принципу, по схемам классических автоматов, например микропрограммного управления, с использованием универсальных и специализированных микропроцессорных наборов, на основе микроконтроллеров и с применением компьютеров. В последнем варианте в настоящее время все более широкое применение находят ПЭВМ, которые через систему контроллеров, интерфейсов и устройств предварительной обработки информации подключаются к биообъекту. 4. По виду выходной информации. Устройства первичной обработки сигналов дифференцируются: — по числу выходных параметров (однопараметрические и многопараметрические); — по числу уровней описания в структуре выходных данных (одноуровневые и многоуровневые); — по виду шкалы измерения выходных параметров (с количественными или порядковыми шкалами и шкалами наименований). 202

Примерами устройств с одним выходным параметром являются измеритель средней частоты сердечных сокращений, измеритель оптической плотности или коэффициента отражения, измеритель частоты дыхания. Если устройство рассчитывает несколько параметров, а также позволяет оценить характеристики случайных процессов (в виде гистограмм, спектральных составляющих, амплитудных спектров и др.), то оно относится к многопараметрическим устройствам. Типичным примером прибора, в котором используется двухуровневое описание выходного сигнала, является кардиомонитор, измеряющий частоту сердечных сокращений и сравнивающий ее с двумя порогами. Сигнал «тревога» выдается при выходе параметра за заданные пределы [17]. Примером системы, работающей в шкале наименований, может служить ритмоанализатор, который определяет тип нарушения сердечного ритма: «тахикардия», «синусовый ритм», «брадикардия» и т.п. Несмотря на разнообразие устройств первичной обработки сигналов, технические решения многих узлов, входящих в их состав, могут быть унифицированы, что позволяет при разработке УПО использовать единую элементную и схемотехническую базу проектирования. Для этого, может быть использован практически весь арсенал электронной и микроэлектронной техники. Однако в этой предметной области, с одной стороны, сложились определенные схемотехнические традиции, а с другой — есть набор специфических электронных узлов и блоков, без которых практически нельзя обойтись при построении целого ряда медицинских приборов, в том числе и технических средств, используемых в электрофизиологических и фотометрических исследованиях. Учитывая, что большинство регистрируемых сигналов имеет малые амплитуды (от десятков и даже единиц микровольт), обязательным элементом становится усилительный каскад, выполняемый в основном на операционных усилителях, которые включаются по схемам Инвертирующих, неинвертирующих и дифференциальных усилителей. Малые амплитуды полезного сигнала и высокий уровень помех, иногда соизмеримых с погрешностями работы операционных усилителей, делают необходимым проведение специальных расчетов по определению погрешностей линейных преобразователей сигналов с целью их дальнейшего учета и компенсации. Отличительной особенностью измерительных каналов связи медицинской аппаратуры с биообъектом является высокий уровень синфазных помех, иногда в сотни и тысячи раз превышающих полезный сигнал. Для подавления таких помех используются специальные схемы на основе дифференциальных усилителей. Для защиты пациента от возможного поражения электрическим током высокого напряжения используются усилители с гальванической развязкой. Сам биообъект и окружающая среда являются источниками помех, частотные спектры которых частично пе183

рекрывают спектры полезных сигналов. Задача подавления таких помех хорошо реализуется с помощью пассивных и активных фильтров различных типов и назначений. К предварительной обработке сигналовртносят задачи усреднения на определенном интервале времени и выделения точек максимумов и минимумов в структуре сигнала. Такие задачи легко реализуются соответствующими интегрирующими усилителями-преобразователями и дифференцирующими каскадами. Эти же элементы используются для реализации соответствующих математических операций, например при вычислении фотометрических параметров. Наряду с линейными преобразованиями при первичной обработке сигналов широко используются различные нелинейные преобразования. Например, для определения момента пересечения исследуемого сигнала некоторого фиксированного уровня (измерение временных параметров в электрофизиологическом сигнале, периодометрический анализ ЭЭГ, выделение R-зубца в электрокардиосигнале и т. п.) находят применение дискриминаторы уровня, пороговые схемы. Элементы с нелинейной вольт-амперной характеристикой могут использоваться для улучшения соотношений сигнал/шум или для коррекции нелинейностей функций передачи преобразователей сигналов. В многоканальных системах регистрации и обработки медико-биологической информации для коммутации каналов широко используются аналоговые ключи, которые находят применение и в схемах автоматического переключения коэффициента усиления при больших динамических диапазонах изменения амплитуд регистрируемых биосигналов. Многообразие методов и алгоритмов обработки электрофизиологической и фотометрической информации приводит к необходимости использования достаточно большого арсенала функциональных преобразователей, среди которых- наибольшее применение получили устройства выборки-хранения, амплитудные детекторы, усилители-экспандеры и различные типы преобразователей на основе диодных сборок. Например, устройства выборки-хранения применяются для хранения аналоговой информации и временной синхронизации, амплитудные детекторы могут использоваться для фиксации максимальных и минимальных значений в структуре полуволн биологических сигналов и т. д. Для реализации ряда функций по обработке сигналов и управлению устройствами первичной обработки (см., например, гл. 7) необходимы генераторы сигналов специальной формы, среди которых наибольшее распространение получили генераторы синусоидальных колебаний, генера204

торы импульсов, генераторы линейно изменяющихся напряжений и таймеры. В настоящее время в устройствах первичной и вторичной обработки информации все более широкое применение находят цифровые устройства. Чаще всего с их помощью реализуются цифровые методы обработки с использованием микросхем высокой интеграции, микропроцессорных наборов, микроконтроллеров и микроЭВМ. В цифровых устройствах обработки сигналов операционные и управляющие автоматы, построенные по классическому принципу (автоматы Мили, Мура и т. д.), используются редко, поскольку требуют значительных затрат на разработку и большого разнообразия различных элементов. Поэтому для решения задач предварительной обработки сигналов все большее предпочтение отдается использованию микропроцессорных наборов и микроконтроллеров различных типов и назначений. Реализация соответствующих функций и алгоритмов обработки в таких устройствах осуществляется программным способом. Так как съем большинства биологических сигналов выполняется в аналоговой форме и результаты обработки часто представляются пользователю тоже в аналоговой форме, то в структуру цифровых устройств первичной обработки должны быть включены аналого-цифровые (АЦП) и цифроаналоговые (ЦАП) преобразователи. Учитывая, что биомедицинские сигналы имеют достаточно широкий амплитудный и частотный диапазоны, а также то, что ряд биомедицинских систем работает со многими информационными каналами, при проектировании соответствующего оборудования необходимо обеспечивать правильный выбор АЦП и ЦАП по допустимым погрешностям преобразования и быстродействию с учетом экономических и конструктивных факторов. В табл. 8.1 приведены некоторые варианты использования современных элементов и узлов электронной аппаратуры отечественного производства, реализующих ряд операций в УПО. В скобках приводятся типы наиболее употребимых интегральных микросхем для реализации этих операций. Если УПО решает более сложные задачи и относится к многопараметрическим и многоуровневым устройствам, то при технической реализации таких устройств находят применение разнообразные электронные узлы и схемы. Анализ этой таблицы еще раз подтверждает, что многие задачи по обработке сигналов в электрофизиологической и фотометрической медицинской аппаратуре могут быть выполнены по единым схемам. Методам проектирования этих узлов будут посвящены последующие главы этого раздела. 205

Таблица

8.1

Варианты соответствий элементов и узлов реализуемым операциям и функциям Функция или операция

Элемйрт или узел ЭМА

1. Усиление сигналов

Аналоговая реализация

Цифровая реализация

Усилители на дискретных элементах, операционные усилители (ОУ) [140УД8, 140УД6,140УД13,140УД14, 140УД17, К544УД1А, К284УД1А]

Сдвиговые регистры, программная реализация операции умножения на константу средствами вычислительной техники (микропроцессоры, микроЭВМ, ПЭВМ и т. д.)

2. Подавление синфазных Дифференциальный усипомех литель, специальные схемы подавления помех («тройка» усилителей и др.) [то же, что и п.1]

раз-

Усилители с гальваническим разделением цепей, изолирующие трансформаторы, оптрониая развязка, разделение с помощью радиоканалов

Цифровая реализация

Пассивные или активные 8. Частотное разделение фильтры на ОУ, настраисигналов ваемые на выделяемые полосы частот Сумматоры и счетчики Пассивные или активные 9. Интегрирование, усредсхемы интегрирования на импульсов, регистры и комнение базе RC-цепей и операцион- параторы Программная реализация операций интегных усилителей рирования и (или) усреднения на МП, микроЭВМ, ПЭВМ То же

Программная реализация операции дифференцирования, например, через решение разностных уравнений, на МП, микроЭВМ, ПЭВМ

Мультиплексоры Аналоговые ключи и ком12. Коммутация, мультиплексирование, демультип- мутаторы, смесители, моду- мультиплексоры ляторы, демодуляторы [наплексирование ример, КР590КН8]

Узлы, содоржащие схемы пропускания, счетчики импульсов, делители, частоты, сдвиговые регистры, компарвторы. Возможна программная реализация функции на микропроцессорном наборе, микроЭВМ, ПЭВМ

7. • Фильтрация, подавПассивные и активные Программная реализация ление продольных помех фильтры на базе ОУ[ЯС-це- алгоритмов цифровой пи, и ОУ типов, перечис- фильтрации на МП, ленные в п.2] микроЭВМ, ПЭВМ 206

Элемент или узел ЭМА Аналоговая реализация

Цифровые компараторы, Пороговые схемы, схемы 11. Амплитудное разделение, фиксация и выде- сравнения, дискриминаторы программная реализация на ление сигналов по задан- уровня, пиковые детекторы МП, микроЭВМ, ПЭВМ ному амплитудному уровню [на базе ОУ и специальных схем типа СА]

5. Преобразование аналогПреобразователи типа код напряжеиие-частота, схемы АЦП и др. [К1108ПВ1; К1113ПВ1; К572ПВ1, ПВ2, ПВЗ, ПВ4; К1107АВ1; ПВ2; К572ПА1; ПА2; К594ПА1; К1108ПА1] 6. Суммирование, вычиСумматоры, умножители тание, умножение, деление и делители сигналов на операционных усилителях к схемам из п.1 можно добавить [К525ПС1, ПС2]

Функция или операция

10. Дифференцирование

3. Ослабление помех по Усилители с гальвани«нулевому» проводу и ши- ческим разделением цепей нам питанйя [286У, АД294А, BB3656JG, 3650HG] 4. Гальваническая вязка

Продолжение табл. 8.1

и

де-

Специализированные опеПиковые детекторы, схе13. Выделение минимы дифференцирования, рационные автоматы, прогмумов и максимумов нуль-органы (пороговые раммная реализация иа МП, микроЭВМ, ПЭВМ схемы) ОЗУ [микросхемы типов Устройства выборки-хра14. Запоминание инфорнения, амплитудные детек- РУ], ПЗУ [микросхемы тимации пов РЕ, РТ], ППЗУ [микторы росхемы типов РФ, РР] Управляющие автоматы, Линии задержки, уст15. Синхронизация, согласование работы элемен- ройства выборки, хранения микроконтроллеры. Реализация управляющих прогтов, узлов и блоков электрамм на МП, микроЭВМ, ронной аппаратуры ПЭВМ при использовании интерфейсов и схем сопряжения 183

Узлы обработки сигналов дополняются блоками управления процессом анализа, причем большая часть электронных блоков и узлов также аналогична по принципу действия и схемам соответствующих блоков из УПО. Результаты обработки могут представляться пользователю в виде графиков, цифровых формуляров, табличных форматов, графических образов на устройствах отображения информации, но могут поступать в устройства хранения и вторичной обработки данные (например, статистической обработки), в базы медицинских данных, созданных, например, с применением персональных компьютеров. В последнем случае такие ПЭВМ снабжаются специальными интерфейсами для связи с внешними устройствами съема и обработки биологических сигналов. Для современных комплексов характерна также тенденция реализации алгоритмов первичной и вторичной обработки непосредственно в ПЭВМ. В этих случаях интерфейс обеспечивает непосредственный ввод электрофизиологических сигналов в ПЭВМ после усилителей и узлов аналого-цифрового преобразования. Вопросы проектирования этого типа устройств также получили отражение в одной из глав этого раздела. Перечисленный выше круг проблем по разработке УПО с традиционно использующимися схемотехническими решениями определил содержание главы, посвященной изучению этих устройств.

8.2. ОБЕСПЕЧЕНИЕ БЕЗОПАСНОСТИ ОБСЛУЖИВАНИЯ ПРИБОРОВ НА СТАДИИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ При проектировании приборов и систем биомедицинского назначения особое внимание должно уделяться проблеме электробезопасности, поскольку эти технические средства являются источниками энергии, которая может оказать вредное, а иногда и фатальное воздействие на организм человека. Причем вредное воздействие может быть порождено как непосредственно электрическим током, так и преобразованной энергией, например в виде высокочастотных, радиационных и других излучений. При работе с пациентом могут возникать и дополнительнее факторы риска: нарушение целостности кожных покровов и повышение вероятности инфекционных заражений; изменение электрических свойств из-за изменения состояния организма и нестабильность токов, протекающих через исследуемые участки биоткани; ограничение подвижности; пребывание пациента в бессознательном состоянии; изменение температуры внешней среды и повышенная влажность в помещении, где проводятся исследования и др. [17]. Безопасность эксплуатации медицинского оборудования регламентируется специальными стандартами, в которых оговариваются все условия 208

к помещениям и оборудованию, а также требования к выполнению методик исследований, соблюдение которых обеспечивает безопасность пациента и обслуживающего персонала от поражения электрическим током и механических повреждений, пожарной безопасности, защиту от чрезмерных температур и других опасностей. Широкая область распространения, сложность изделий медицинской техники и специфический характер ряда мер защиты, а также методов их испытаний потребовали многолетних усилий многих специалистов разных направлений для разработки этих стандартов. Общий стандарт [41] содержит требования, которые обычно применимы к медицинским электрическим изделиям. Для изделий конкретных типов эти требования могут быть дополнены или заменены специальными требованиями частного стандарта. Если такой частный стандарт разработан, общий стандарт не рекомендуется применять отдельно. Но повышенное внимание требуется в случае применения общего стандарта к изделиям, для которых нет частного стандарта. Каждое изделие медицинской техники должно быть сертифицировано как соответствующее стандарту только в случае, если имеется частный стандарт или официальный документ, основанный на общем стандарте, в котором указано, какие пункты применимы для данного изделия. Отметим некоторые особенности проектирования медицинской аппаратуры рассматриваемых классов, связанные с обеспечением требований безопасности. Источником опасности в электрофизиологических исследованиях при питании приборов от осветительной сети является возможность поражения электрическим током из-за разности потенциалов между точкой заземления и одним (или несколькими) из проводников, связывающих электроды с входом технического средства, или недопустимо высокой разности потенциалов между электродами, приложенными к различным участкам тела человека. В этих случаях необходимо обеспечивать не только высокое активное сопротивление изоляции, но и малую паразитную емкость между сетью переменного тока и доступными для прикосновения частями прибора. Известны также варианты технических средств, работающих от автономных источников питания, для которых должны быть оговорены безопасные уровни напряжений и токов. Для фотометрических исследований непосредственного электрического контакта с биообъектом в методиках не предусматривается, поэтому при разработке соответствующих технических средств должно обеспечиваться выполнение требований общего стандарта на электрические медицинские изделия. Необходимость разработки частных стандартов может возникнуть при использовании в качестве источников лучистой энергии лазеров или лазерных диодов. 209

По способу защиты от поражения электрическим током медицинское оборудование, к которому относится электрофизиологическая и фотометрическая аппаратура, делится на три класса: Класс I — изделия, которые в дополнение к основной изоляции имеют специальный контакт для подсоединения доступных для прикосновения металлических частей приборов к заземляющему устройству. Класс II — изделия, имеющие кроме основной дополнительную изоляцию и поэтому не требующие заземляющего контакта. Выделяется также класс изделий, рассчитанных на питание от внутреннего изолированного источника тока с переменным напряжением не более 25 В или с постоянным напряжением не более 60В и не имеющих внутренних или внешних источников тока с большим напряжением. В зависимости от степени защиты от поражения электрическим током медицинские изделия подразделяются на четыре типа: — Н-имеющие нормальную степень защиты; — В-имеющие повышенную степень защиты; — BF-имеющие повышенную степень защиты и изолированную рабочую часть, подключаемую к человеку; — CF-имеющие наивысшую степень защиты и изолированную рабочую часть. В общем стандарте указано, что изделия или йх части, предназначенные для прямого применения на сердце, должны быть типа CF. Допускается сочетание в одном изделии рабочих частей, непосредственно связанных с сердцем и имеющих тип CF, и остальных частей типа В или BF. Примером таких изделий является аппаратура, предназначенная, например, для регистрации биопотенциалов сердца в электрокардиографии. Для реализации этих требований необходимо разрабатывать специальные усилители биопотенциалов с гальванической развязкой, обеспечивать дополнительную изоляцию источников питания усилительной части, конструктивно исключать возможность прикосновения человека к частям устройства, находящимся под напряжением. Качество основной, дополнительной и двойной (основной и дополнительной) изоляций определяется путем проведения специальных испытаний, предусматривающих воздействие испытательного напряжения и измерение сопротивления изоляции. При этом в общем стандарте оговариваются методика проведения испытаний, величины' испытательных напряжений и токов, допустимые параметры изделий по электробезопасности и т. д. В качестве примера в табл. 8.2 приведены допустимые значения токов утечки и дополнительных токов в цепи пациента для постоянного тока, переменного тока и токов сложной формы, с частотой до 1 кГц включительно [41]. Следует учитывать, что для частот свыше 1 кГц допустимые значения, приведенные в табл.8.2, должны быть умножены на значение частоты в килогерцах, при этом результат не должен превышать 10 м А. 210

Таблица 8.2 Допустимые токи утечки для медицинского оборудования в мА Вид тока утечки

норм, состояние Ток землю

1

Тип В

Тип BF

единич. норм, нарушение состояние

Тип CF

единич. нарушение

норм, состояние

единич. нарушение

утечки

на

0,5

1,0*

0,5

1,0*

0,5

1,0*

Ток утечки корпус

на

0,1

0,5

0,1

0,5

0,1

0,5

Ток утечки пациента

на

0,1

0,5

0,1

0,5

0,01

0,05

0,01/0,1

0,05/0,5

0,01/0,1

0,05/0,5

0,01/0,1

0,05/0,5

Дополнительный ток в цепи пациента** пост./перем.

Примечания: * условием единичного нарушения для тока утечки на землю является обрыв одного из питающих проводов; ** дополнительный ток в цепи пациента определен для постоянного (пост.) и переменного (перем.) 1 токов.

Большое значение имеет величина испытательного напряжения для оценки электрической прочности электрической изоляции. В стандарте оговариваются величины испытательных напряжений при рабочей температуре, после предварительного воздействия влагой, а также после стерилизационных процессов, если они предусматриваются методикой исследований. Так, для рабочих напряжений, под которым находится соответствующая изоляция при нормальной эксплуатации и нормальном питающем напряжении Up = 220 В, испытательное напряжение для медицинских изделий типа CF должно быть не меньше 4000 В при сопротивлении изоляции не менее 70МОм. При конструировании медицинских приборов надлежащая электробезопасность должна обеспечиваться не только в нормальном состоянии, но и при любых внутренних неисправностях. При проектировании медицинского оборудования известен ряд рекомендаций по обеспечению его электрической безопасности. 1. Особые меры необходимо принимать при конструировании сетевой цепи (сетевой шнур, сетевой выключатель, предохранитель, сетевой фильтр, трансформатор). При этом рекомендуется, чтобы: — сетевой шнур с вилкой имел единую изоляцию; — ввод сетевого шнура в корпус осуществлялся через дополнительную изоляцию, допускающую многократные перегибы; — внутри корпуса сетевой шнур закреплялся специальной жесткой скобой с дополнительной изоляцией; 211

— предохранители защищались от прикосновения изоляционной крышкой и устанавливались на специальном изоляционном материале, причем доступ к ним обеспечивается только при помощи специального инструмента; — сетевой выключатель должен иметь изолированную доступную часть с обозначением положений; — возле вывода сетевого шнура должно быть обозначение класса и типа защиты; — сетевой фильтр должен испытываться отдельно на пробивное напряжение не ниже 4000 В; — силовой трансформатор должен иметь пространственно разделенные сетевую и вторичные обмотки, изоляция между которыми испытывается на напряжение пробоя 4000 В, а емкость между обмотками должна быть минимальной; — провода сети и других цепей не должны проходить в одном жгуте; желательно все элементы сетевой цепи расположить в одном месте прибора. 2. Корпус прибора должен выполняться так, чтобы предотвратить попадание в него инородных тел и жидкостей. Лучше всего изготовлять его из непроводящего материала (ударопрочный полистирол, пластик и др.) 3. Закрепляемые части располагаются так, чтобы обеспечивать к ним хороший доступ при проведении профилактических и ремонтных работ. 4. Необходимо избегать установки гальванических батарей внутри корпуса прибора, работающего от сети. 5. Целесообразно изолировать рабочую часть прибора от остальной его схемы. 6. Необходимо использовать схемотехнические решения, обеспечивающие ограничение токов в цепях на уровне допустимых при неисправности приборов. 7. Желательно иметь индикаторы токов утечки, и при этом необходимо иметь в виду, что из-за высоких требований к чувствительности в них снижается помехоустойчивость. 8. Для питания нескольких приборов могут устанавливаться дополнительные разделительные трансформаторы. Перечисленные рекомендации носят общий для любой медицинской техники характер, накладывают требования к конструкции приборов; они влияют и на выбор схемотехнических решений. Только неукоснительное соблюдение стандартов и выполнение отмеченных требований обеспечит надежность и безопасность проектируемого оборудования и позволит эффективно использовать его для решения медицинских диагностических задач.

Г л а в а

9

ЭЛЕКТРОННЫЕ БЛОКИ УСТРОЙСТВ ПЕРВИЧНОЙ ОБРАБОТКИ

9.1. ЛИНЕЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ 9.1.1. Усилительный каскад на операционном усилителе Операционным усилителем (ОУ) обычно называют усилитель постоянного тока, имеющий коэффициент усиления по напряжению выше тысячи [16]. Достаточно подробные сведения по схемотехнике интегральных операционных усилителей можно найти в работе [42]. Для определения основных параметров операционных усилителей в области низких частот будем использовать эквивалентную схему, изображенную на рис. 9.1 [16]. Кружками изображены идеальные суммирующие узлы (их выходное напряжение равно сумме входных напряжений со знаками), а треугольниками — идеальные масштабирующие звенья. Входные и выходные сопротивления идеальных звеньев и сумматоров предполагаются равными бесконечности и нулю соответственно. Все напряжения в схеме отсчитываются относительно общего провода — земли. Один из входов усилителя называют инвертирующим (кружок на схеме), второй — неинвертирующим. При работе ОУ в линейном режиме напряжение на его выходе возрастает с уменьшением напряжения на инвертирующем входе (е_) и с увеличением напряжения на неинвертирующем входе (е+). Разность напряжений на входах ОУ (е+ - е_) называют дифференциальным (разностным) входным сигналом, соответственно ОУ с двумя задействованными входами (обычно инвертирующим и неинвертирующим) называют дифференциальным ОУ. Они предназначаются для усиления разности двух входных напряжений (см. гл. 7). Полусумма напряжений (е+ + е_)/2 называется синфазным входным сигналом. 213

Большинство серийных ОУ выпускаются как дифференциальные. При необходимости они легко превращаются в другие типы ОУ путем использования внешних элементов с соответствующими схемами соединений. Известны также и одновходовые ОУ. Основными параметрами ОУ являются [16]: — коэффициент усиления (Ку) — отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению дифференциального входного напряжения при работе усилителя на линейном участке характеристики: Ку=Дивых/Дивх,

где UBX=(e+) - (е_).

Для одновходовых усилителей за AUBX принимается соответствующее изменение напряжения на его входе. Большинство интегральных ОУ имеют значения Ку в пределах 103 - 10б; — напряжение смещения (есм)—дифференциальное входное напряжение (е+ - е_) (для одновходовых ОУ—входное напряжение), при котором выходное напряжение ОУ и вых равно нулю. Обычно для ОУ, входные каскады которых выполнены на биполярных транзисторах, есм=3 -f- ЮмВ, на полевых транзисторах — есм=30 100мВ. Типовая зависимость выходного.напряжения от входного для ОУ показана на рис. 9.2. На эквивалентной схеме Ку отражает коэффициент передачи безынерционного звена, на вход которого подается разность входных сигналов (е+ - е_), а напряжение смещения показано в виде дополнительного источника сигнала, суммируемого с е_ (поскольку есм может иметь любой 214

знак, практически безразлично к е_ или к е+ подключен эквивалент формирования всм); — средний входной ток (iBX) — среднеарифметическое значение токов инвертирующего и неинвентирующего входов, измеренное при таком. входном напряжении UBX, при котором ивых= 0. На эквивалентной схеме эти токи обозначены как Ь+ и i_. Уменьшение этих токов достигается использованием ОУ с полевыми транзисторами на входе; — разность входных токов (AiBX) -— абсолютное значение разности токов двух входов усилителя |(i+) - (L)|. Обычно AiBX=20 + 50 % iBX; — входное сопротивление (гвх) — сопротивление со стороны одного из входов ОУ, в то время как другой заземлен. Иногда это сопротивление называют входным сопротивлением для дифференциального сигнала для того, чтобы отличить его от входного сопротивления для синфазного сигнала; — входное сопротивление для синфазного сигнала (гСф) — отношение приращения синфазного напряжения к приращению среднего тока усилителя. На эквивалентной схеме гвх показано, как сопротивление, включенное между входами усилителя, а сопротивление гСф — в виде двух сопротивлений, включенных параллельно источникам токов i+, i_; — коэффициент ослабления синфазного сигнала (Мсф) — отношение коэффициента Ку к коэффициенту передачи синфазного сигнала КСф, который определяется как отношение изменения выходного сигнала ивых к вызвавшему его изменению синфазного входного напряжения (М с ф=ди_ вь1х /ди вх>с ф).

Коэффициент ослабления синфазного сигнала можно определить и по-другому: как отношение синфазного сигнала к вызванному этим сигналом изменению напряжения смещения усилителя. Часто для определения коэффициента ослабления синфазного сигнала используется логарифмическая мера: М'Сф = 20 lg|M^|. Обычно для интегральных ОУ величина М'сф достигает 60 + 100 дБ. Тракт передачи синфазного сигнала на эквивалентной схеме показан в виде сумматора входных сигналов е+ и е_ и безынерционного звена с ко215

эффициентом передачи 0,5/МСф, напряжение с выхода которого, равное обусловленному синфазным сигналом изменению напряжения смещения, подается через другой сумматор на вход основного усилительного звена; — коэффициент влияния нестабильности источника питания (Кп) — отношение изменения напряжения смещения к вызвавшему его изменению одного из питающих напряжений Ди п . Иногда влияние нестабильности источников положительного и отрицательного питающих напряжений характеризуют раздельными коэффициентами влияния. Этот коэффициент чаще всего равен 2 • 10~5 -г- 2 • Ю-4, что соответствует 20 -5- 200 мкВ/В; — выходное сопротивление ОУ (гвых) — определяется точно так же, как и для любого другого усилителя. В качестве динамических характеристик ОУ используют следующие: — частотная полоса ОУ определяется, как правило, частотой единичного усиления f|, то есть частотой, на которой коэффициент усиления ОУ уменьшается до единицы; — максимальная скорость нарастания выходного напряжения ОУ и — определяется при подаче на его вход импульса напряжения прямоугольной формы. Для интегральных ОУ и лежит в диапазоне 0,3 -г- 50 В/мкс. Так как наибольшая скорость изменения синусоидального сигнала пропорциональна амплитуде и частоте этого сигнала, то ограничение скорости изменения выходного сигнала ОУ приводит к ограничению амплитуды выходного неискаженного гармонического сигнала на высоких частотах. Температурные погрешности усилителя определяются температурным дрейфом напряжения смещения ТКесм. Для предотвращения автоколебаний выходного сигнала с помощью цепи отрицательной обратной связи (ООС), охватывающей ОУ и содержащей емкостные и резистивные корректирующие цепочки, производится внутренняя или внешняя частотная коррекция. Причина автоколебаний — нежелательные фазовые сдвиги в усилителе и цепи ООС, вследствие чего отрицательная обратная связь на некоторой частоте приобретает свойства положительной обратной связи. Для обозначения операционных усилителей в структурных, функциональных и принципиальных схемах используют несколько вариантов изображений. В виде треугольника (рис 9.3, а), в виде прямоугольника с треугольником в верхней части поля усилителя (рис. 9.3, б), в виде прямоугольника с буквой А в поле усилителя (рис. 9.3, в). Иногда изображения ОУ используют дополнительные поля для обозначения входных и выход216

1> а) Г) Р и с . 9.3. Обозначения ОУ

ных цепей усилителя (рис 9.4, г), например цепей питания (U b U 2 ), цепей коррекции (FC) и т. д. Для обеспечения нормальной работы ОУ к нему предъявляется ряд требований [43]: — для снижения общей погрешности схемы он должен иметь большой коэффициент усиления Ку; — для осуществления отрицательной обратной связи ОУ обеспечивает инверсию входного напряжения; — входные токи усилителя стремятся свести к минимуму iBX -> 0; — при нулевом входном напряжении выходное напряжение должно стремиться к нулю, при этом входное сопротивление ОУ стремятся сделать как мржно большим. Представим схему однофазного усилителя для низких частот рис. 9.4 [44] с коэффициентом усиления без обратной связи — Ку. Будем считать, что его входное сопротивление бесконечно велико, а выходное близко к нулю. При бесконечно большом входном сопротивлении справедливо выражение «1=12. где ii=(Ui - e)/Zj; i2=(e - U2)/Z0; Z\ — внешнее входное комплексное сопротивление; Zo— комплексное сопротивление внешней обратной связи. Выходное напряжение определяется выражением U2= — КуЕ. Совместное решение этих выражений позволяет получить (U, + U2/Ky)/Z, = = (-U 2 /K y -U 2 )/Z 0 ,

Р и с . 9.4. Схема однофазного усилителя для низких частот 217

откуда U2=(-Z0/Z,) • U,/(l + (1/Ky) • < 1 + Zo/Z,)).

(9.1)

Для определения погрешности от входных и выходных сопротивлений ОУ используем выражения: Ди г = и 2 п - и 2 т ;

Если K y -»oo, то выражение (1/Ку) • (1+Zo/Zi)-> О, откуда

U2«-Ui(Zo/Zi)«-U,K.

6UZ = Д1уи 2п ,

(9.2)

где К = Zo/Zj — коэффициент усиления усилителя охваченного отрицательной обратной связью через сопротивление Zo. При расчете погрешностей одновходового ОУ, охваченного отрицательной обратной связью, учитывают, что они складываются из погрешностей за счет конечности коэффициента усиления ОУ без обратной связи; конечности входного сопротивления; неравенства нулю выходного сопротивления; дрейфа нуля; напряжения смещения и входных токов усилителя; погрешностей внешних сопротивлений (входного и обратной связи). Из уравнения 9.1 следует, что чем в£иле Ку, тем точнее работает ОУ при реализации своей основной функции в соответствии с уравнением 9.2. Отсюда абсолютная погрешность может быть определена как разность неточного (выражение 9.2) и точного (выражение 9.1) значений выходных напряжений. То есть

где U2t — точное значение выходного напряжения, рассчитываемое по выражению 9.1; U2n — приближенное значение выходного напряжения, рассчитываемое по выражению (9.2). Точное значение U2T МОЖНО определить по эквивалентной схеме, представленной на рис. 9.5. Для этой схемы справедливы соотношения: i2 = ij + i,x; iH = i2 + 'вых. где ii = (Ui - eyR]; i2 = (U2t !„ = U2t/R„; откуда 2t

'

' 1+-I

Rv

- 1 . (9.3) 1+ z

l

Относительная погрешность определяется выражением би к =ди к /и 2п , где U2n—приближенное значение выходного напряжения в соответствии с формулой 9.2. После несложных преобразований получим /

Из последнего выражения по известной допустимой относительной погрешности можно определить требуемую величину КуОУ:

(9.4)

l+((l+rBUX/R„+rMIX/R0)/(Ky+r,HX/R0»(R0/R1+R0/r.ux+l)-

Влияние активного входного сопротивления на точность работы ОУ можно для упрощения рассматривать независимо от влияния активного выходного сопротивления. Полагая, что гвых — 0, из (9.4) можно получить 2т

- = U -5®. ^ Z, 1 + к Z.

iBX = —е/Гвх; iBMX = (-Kye - П2т)/гвых;

U.R./R,

(J

У 1

e)/R0;

=

u,R0/R, l + l / K y ( R 0 /R, +R 0 / г и +1)

Влияние выходного сопротивления ОУ обусловливается уменьшением коэффициента усиления Ку до величины К'у К'у = Ку /(1 + гвых /R„ + гВЬ1Х /Ro) . Если выполняется условие гвых < 0,1RhRO/(Rh + Ro), то предполагают, что погрешность неравенства нулю гвых пренебрежительно мала. Погрешность от дрейфа нуля'ОУ обусловливается только внутренними особенностями построения и работы ОУ. Дрейф нуля—это возникновение медленно меняющегося напряжения на выходе ОУ при постоянном входном сигнале. Уравнение токов для внешней цепи усилителя определяется, как и ранее для схемы рис. 9.4, i i=i2 или (Ui-8)/Ri = (e-U 2 )/Ro.

/

К уу > — 5Uкдот 218

1-3L

Z,

Уравнение для усилителя с учетом напряжения дрейфа вдр имеет вид

Р и с . 9.S. Эквивалентная схема одновходового ОУ 183

U2(t) = - K / e ± едр), где e^—приведенный дрейф, который определяется как напряжение, которое следует подать на вход усилителя в каждый данный момент, чтобы компенсировать погрешность в выходном напряжении. Совместное решение уравнений дает выражение \ U2T = - ((Ro/Ri)U, ± Ro/Ri)eAP± e w , откуда Ли др = ± (Ro/R,)eflP ± e^. Погрешность от неточности изготовления резисторов можно определить следующим образом. Пусть AR! и ДЯ0—погрешности изготовления входных резисторов и резисторов обратной связи, тогда дик= - b L u ,

к,

AR0

AR,

R0

R

Погрешность от входного тока усилителя рассчитывается при условии U | = 0 и Е = 0 по формуле AUi = iBx(t)RoТогда общая абсолютная погрешность Do определяется как AU0 = AUK + AUrBX + AUrBbIX + AUflp + AUR + АЦ, где AUK — абсолютная погрешность от конечности Ку; AUrBX — погрешность от конечности входного сопротивления ОУ; AUrBblx — погрешность от неравенства нулю выходного сопротивления ОУ; AUflp—погрешность от дрейфа нуля ОУ; AUR—погрешность от сопротивления обратной связи и входных сопротивлений; AUi — погрешность от входного тока усилителя. Динамические погрешности ОУ вызываются емкостью монтажа, емкостными и индуктивными составляющими проволочных резисторов. Реактивные элементы создают амплитудные погрешности и сдвиг фазы выходного напряжения по отношению к входному с изменением частоты входного сигнала. Эквивалентная схема ОУ с учетом паразитных составляющих приведена на рис. 9.6. Здесь Lj — собственные индуктивности резисторов Rj и R0; Cj, Со — емкости, шунтирующие резисторы и складывающиеся из собственных емкостей резисторов и ёмкостей монтажа; Сс — емкость между входом усилителя и землей; Rc — сопротивление утечки между входом ОУ и землей.. 220

Для вывода передаточной функции ОУ воспользуемся операторным представлением всех сопротивлений

Со

ZR = R; Zc = 1/рС; ZL = pL. С учетом этого для эквивалентной схемы рис. 9.6 получаем

Р и с . 9.6. Эквивалентная схема ОУ с учетом паразитных составляющих

Zj(p) = (Rj + pLj)/(p2CjLj + pRjCj + 1); . Z0(p) = (Ro + pLo)/(p2CoLo + pRoCo + 1); Zc(p) = Rc/(pRcCc+ 1). Схему на рис. 9.6 можно рассматривать как сумматор с двумя входами Zj(P) и ZC(P), на которые подаются напряжения е/Р) и ноль соответственно. Отсюда выражение для передаточной функции ОУ W(P) можно представить в виде yZ„(p)

woo-IM. е(р)

v

n

1

z

My .(P) K y (p)\ t r z ^ p )

Z (

o(P) z c (p) y

где Ky(p) — передаточная функция усилителя, которую чаще всего рассматривают как апериодическое звено первого порядка: Ку(р) = = Ко/(1 + ту(р)); Ко — коэффициент усиления ОУ на нулевой частоте (при постоянных входных сигналах); ту — постоянная времени ОУ, которая может быть найдена экспериментально или рассчитана через параметр о, определяющий максимальную скорость нарастания выходного напряжения из справочных данных на ОУ. Амплитудные искажения суммирующего усилителя определяются по формуле A(©) = V[U2(©) + V2(o)], а фазовые искажения — по формуле ф(со) = arctg(V()), где U(o)—действительная составляющая передаточной функции W(jco); V(
На частотах в полосе до сотен килогерц, на которых работает большинство приборов медицинского назначения, влиянием паразитных емкостей (и особенно индуктивностей) можно пренебречь. В этой полосе частот ОУ с цепью частотной коррекции по своим динамическим свойствам приближается к инерционному звену первого порядка с передаточной функцией К(р) = Ко/(1+рт 0 у)

Р и с . 9.7. Инвертирующий усилитель

и частотной характеристикой K(f)= Ко/(1 +j7tftoy), где тоу — постоянная времени ОУ. Амплитудно-частотная характеристика ОУ определяется выражением

2J=I Х

А(ш)"

11 f

а фазовые искажения определяются соотношением

Р и с . 9.8. Неинвертирукмций усилитель

литель предназначен для усиления разности двух входных напряжений. Использование схем с дифференциальным входным каскадом позволяет повысить стабильность и точность усилителя. На основе схем дифференциальных усилителей создаются схемы инвертирующего (рис. 9.7) и неинвертирующего (рис. 9.8) усилителей. При анализе этих схем на практике обычно считают, что входные токи iBX (i+ и i_) малы и их принимают равными нулю, а напряжения на его инверсном и неинверсном входах равны между собой (U+ = U-)- Для инвертирующего усилителя, полагая, что Ку стремится к бесконечности, при i_ = 0 получают: ii = или UBX/Ri = -UBblx/Ro, откуда

ф(ю) = arctg(-attojr).

U^x = -UBXRo/Rr = -KU1X.

Динамические характеристики можно оценить по реакции ОУ на единичный входной сигнал:

Для неинвертирующего усилителя при Ку, стремящееся к бесконечности, напряжение на инвертирующем входе можно определить как

U(t) = -Kj( 1 - е

).

С ростом частоты сигнала, начиная с некоторой частоты среза fcp, модуль коэффициента усиления снижается со скоростью, примерно равной 20 дБ на декаду, что означает, что при увеличении частоты в 10 раз, во столько же уменьшается и модуль коэффициента усиления I K(f) | « Ko/27tftoy. Если бы такая скорость сохранялась во всем диапазоне частот, то величина тоу могла быть найдена из простого соотношения: тоу = K/27tfi, где fi — частота усиления. Однако в большинстве случаев для значений f « f\ ОУ ведет себя как динамическое звено второго или третьего порядка, поэтому значение тоу может быть несколько завышенным.

9.1.2. Инвертирующие и неинвертирующие усилители В технике аналоговых интегральных схем чаще всего используются дифференциальные усилители с двумя входами — инвертирующим и неинвертирующим (см. рис. 9.1). В общем случае дифференцирующий уси222

(9.5)

U- =UBblxR,/(Ro + R,) . При LL = U+ можно записать UBUX = UBX(l + Ro/R,).

(9.6)

При Ro = 0: UBUX = UBX, то есть усилитель работает в режиме повторителя. Такая схема может быть использована для повышения входного сопротивления и снижения выходного сопротивления. Иногда при расчетах схем с инвертирующими и неинвертирующими усилителями используют понятие коэффициента обратной связи, который для обеих схем вычисляют по формуле Р = R,/(R,+R0) -

(9-7)

В инвертирующем усилителе входное напряжение U,x проходит на инвертирующий вход с коэффициентом ц = Ro/(Ri + Ro)-

(9.8) 223

Из (9.7) и (9.8), с учетом конечного значения коэффициента усиления усилителя К, можно получить формулы для расчета коэффициентов усиления инвертирующего К„ и неинвертирующего Кн усилителей Ки = -цК/(Кр + 1) = -Ro/R,(l/(l + 1/КР)); Кн = К/(КР + 1) = (Ro/R, + 1)(1/(1 + 1/КР)), а) .

откуда при КР » 1 легко получить

6)

Р и с . 9.9. Схема 1 дня расчета погрешностей

Ки = —Ro/Rj; К„ = 1 + Ro/R|. Мультипликативная погрешность инвертирующего усилителя, вызванная неточностью изготовления резисторов Ro и R b определяется формулой

параллельного соединения сопротивлений R) и Ro с учетом того, что выходное сопротивление усилителя мало, то есть Uj_ = LR|Ro/(Ri+R2). Тогда суммарный ток, протекающий через R b определяется как (есм + j+R2 - i_RiRo/(R,+Ro))/Rb

8„[AR,, AR0] = ARo/Ro - ARi/Ri = 5Ro-6R b а соответствующая погрешность неинвертирующего усилителя — 5„[ARb ARo] = Ro(6Ro-5R1)/(R1 + Ro). Эти соотношения показывают, что погрешность падает при равенстве относительных погрешностей R0 и Ri, поэтому необходимо выбирать резисторы с одинаковыми (по модулю и знаку) температурными коэффициентами. Относительная погрешность из-за нестабильности коэффициента усиления К 5И[ДК] одинакова для обеих схем и вычисляется как 5И[ДК] = 5Н[ДК] = бДКр+1). Из полученного соотношения следует, что погрешности усилителей из-за нестабильности К уменьшаются пропорционально значению КР+1 при использовании инвертирующих и неинвертирующих схем с отрицательной обратной связью (см. рис. 9.7 и 9.8). Погрешности, вызываемые напряжением смещения есм и входными токами i_, i+, определяют обычно из анализа схемы рис. 9.9, а. Для этой схемы абсолютная погрешность от е см , i-, i+ определяется из выражения AUBblx=(Ri+Ro)/Ri(ec„ + i+R2 - i_R]Ro/(Ri+Ro)).

откуда, с учетом равенства ii = i2, Дивых определяется как сумма падений напряжений на резисторах Ro и Ri в соответствии с (9.9). Резистор R2 вводится в усилитель с целью уменьшения погрешности от входных токов i+ и i_, причем в случае их равенства полная коррекция влияния этих токов достигается при условии равенства сопротивления R2 и параллельного соединения сопротивлений R] и Ro, то есть R2=RIRO/(RI+RO). Однако в общем случае i+ не равно L, тогда ли Ди "

w

BVIV

R, =—

+R2(

R.

- е I

Л+ Ai•

*

11

R,R0

1I

R, +R„

где Ai = i+ + i_. Отсюда можно найти приведенные аддитивные погрешности для неинвертирующего и инвертирующего усилителей: 5„[есм, Ai] = 5„[есм, Ai] =

(9-9)

ди и. A U

U

е и. -

ВЫХ

MOM

-

и.

R, +R 0 Rо

AiR, U.

AiR, R, и. R,+R 2

(9.10) (9.11)

Это выражение может быть получено с учетом того, что i 1=12, a U+=LL, то есть прямой и инвертирующий входы имеют одинаковый потенциал и на эквивалентной схеме могут рассматриваться как точка соединений. Таким образом, эквивалентная схема может быть представлена рис. 9.9, б. Падение напряжения на R] обеспечивается тремя источниками е см , i_ и i+. От неинвертирующего входа имеем уставляющую напряжения i+R2+eCM. Составляющая падения напряжения от тока i_ определяется для

где Ue и U. , — номинальные (наибольшие) значения входного и выходного напряжений усилителен. Если R0 » Ri (усилительные схемы, компараторы), то приведенные погрешности для обеих типов усилителей примерно равны и определяются выражением

224

8

6и[есм, Ai] = 6„[еш, Ai] = (еСК1 + AiRi)/UB Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

(9.12) 225

В процессе начальной регулировки измерительных и усилительных схем обычно производят коррекцию аддитивной погрешности (регулировку нуля) по различным схемам, например от дополнительного источника эталонного напряжения через дополнительное подстроечное сопротивление. Однако со временем эта погрешность вновь появляется из-за нестабильности ес„ и Ai. , Наибольший дрейф вызывается обычно изменением температуры. Поэтому после регулировки нуля аддитивную погрешность можно приближенно оценить как 8и[есм, Ai] «S„[eCM, Ai] « (ТКесм + (TKAi)R1)At°/UBX

ном,

(9.13)

где ТКесм и TKAi—температурные коэффициенты есм и Ai; At° — изменение температуры окружающей среды по отношению к температуре, имеющей место при регулировке нуля. Из (9.10)—(9.13) следует, что для уменьшения аддитивной погрешности усилителя целесообразно уменьшить сопротивления Ri и R0. В частности, если RIRO/(RI + Ro) « eCM/Ai, входные токи ОУ практически не влияют на аддитивную погрешность. В случае применения начальной коррекции нуля рекомендуется выполнять соотношение RiRo/(Ri + N + R2) « eCM/iBX. В случае выполнения последнего соотношения температурный дрейф определяется в основном дрейфом есм. Отношение eCM/iBX для большинства современных биполярных ОУ составляет 10—50 кОм. В этом случае рекомендуется выполнить следующее условие — Ri | Ro ^ 3—10 кОм. Однако имеются ОУ с другими соотношениями eCM/iB4, тогда выбор R] и Ro делается конкретно для. данного типа ОУ. Так, для ОУ с полевым транзистором на входе — eCM/iBX > 1МОм. Это дает возможность в большинстве случаев не учитывать входные токи. Входное сопротивление инвертирующего усилителя определяется как отношение входного напряжения UBX к току Io, генерируемому источником тока, подключенным ко входу усилителя в соответствии со схемой, приведенной на рис. 9.10, а. Эту схему удобно для расчетов представить в виде эквивалентной схемы рис. 9.10, б. В этой схеме цепь, содержащую эквивалентный генератор выходного напряжения ивых и сопротивление обратной связи R0, по которому течет ток io, можно представить в виде эквивалентного сопротивления Rcpe/ioС другой стороны^ io=[e—(—eK)]/Ro, тогда Roc = e/[e(l+K)/Ro] = Ro/(K+l). Это сопротивление фактически связано с протеканием тока io, тогда можно записать 226

б) Р и с . 9.10. Схема 2 для расчета погрешностей

UBX = I0R, + Io(rBX||Roc) = IoR. + Io(rBX||[Ro/(K + 1)]). Входное сопротивление при этом определяется как RBX„ = U»x/Io = R. + rBX||[Ro/(K + 1)]. Для практических схем — Ro/(K + 1) « Ri, тогда CRBX„ = Ri. Аналогично для неинвертирующего усилителя RBX=UBX/Io=e+/Io. Используя схему на рис. 9.11 и внутренние элементы, показанные на схеме рис. 9.1, можно получить выражение RBXH — Гсф II R 3 ,

raeR3=rBX(l + К р - 0,5Кр/Мсф)/(1 - Кр/М с ф ) я гвх(1 + Кр)/(1 - Кр/М с ф ). Обычно М с ф лежит в диапазоне ± ( 1 0 3 - 1 0 5 ) . В зависимости от знака этот коэффициент может как увеличивать, так и уменьшать RBX„. Как правило, R„x„ существенно выше RBX1,. Выходное сопротивление инвертирующего и неинвертирующего усилителей одинаково и может быть определено как R»b, x «r BbIX /(Kp + l ) .

(9.14)

Динамические свойства усилителя можно определить на основе анализа их передаточных функций. Для инвертирующего усилителя передаточная характеристика определяется выражением Ки(Р)

=

!

.

<915>

Ri к р + i 1 + р т ^ / ( к р + 1 ) 227

Для неинвертирующего усилителя передаточная характеристика определяется выражением К (р) =

R

°

+ R |

R,

К

Р

КР + 1 1+рт

/(КР+1)'

( 9 '6)

Р и с . 9.11. Схема для

Выражения (9.15) и (9.16) показывают, что в усилителях, охваченных отрицательной обратной связью, эквивалентная постоянная времени уменьшается в (КР+1) раз, где КР называется петлевым усилением. Полученные соотношения пригодны для усилителей с внутренней коррекцией и для линейного участка функции передачи. При использовании внешней корректирующей цепи ее параметры обычно изменяются при изменении Кр. С ростом КР увеличивают корректирующие емкости, тогда отношение т оу /(Кр+1) остается примерно постоянным. При переходе усилителей в режим ограничения цепь обратной связи как бы размыкается и при этом, пока усилитель не войдет в линейный режим, процесс распространения выходного сигнала будет развиваться с постоянной времени Toy. При резких скачках выходного напряжения выходное сопротивление ОУ - R ^ = гвых. И только после того, как сигнал пройдет по цепи обратной связи, выходное сопротивление опять будет определяться выражением (9.14). расчета параметров ОУ

9.1.3. Дифференциальный каскад усиления и схемы подавления синфазных помех на его основе

Для обеспечения регулировки коэффициента усиления одним резистором применяются специальные схемы, например, такие, как на рис. 9.13. Для схемы рис. 9.13, а при Ri = Ri, R5 = R2, R6 = R3 выходное напряжение определяется выражением (

ивых=(и2-и,)

R

2 +RJ R.

+2R2

R3 R,-R 7

и вых = ( и 2 - и , )

Недостатком простейшего дифференциального усилителя являются низкие входные сопротивления и невозможность регулировки усилителя одним резистором. В последнем случае необходимо изменять одновременно как минимум два сопротивления* например Ro и R3. 228

J—

Г т Р и с . 9.12. Схема простейшего ДУ

1 R.1-K 2 У

где К2 — коэффициент усиления усилителя, построенного на операционном усилителе А2. Регулировка коэффициента усиления осуществляется путем изменения коэффициента усиления усилителя А2, то есть сопротивлением R«. Схема дифференциального усилителя с высокими входными сопротивлениями по обеим входам, обеспечивающая установку заданного коэффициента усиления с помощью одного резистора, приведена на рис. 9.14. Для этой схемы при R2/R3 = R5/R4 справедливо соотношение и»ых=(и 2 -и,)

г,2 R

+R

S , R 2 +1 Ri R,

При R2 = R3 = Rj = R5 это выражение приводится к виду UBHX = 2(U,-U 2 X1+(R 2 /R.))R,

и вых = (U 2 -U,XRo/Ri).

I«МR,

Тогда регулировка коэффициента усиления осуществляется сопротивлением R7. Для схемы рис. 9.13, б при Ri = R3, R2 = R4

Простейшая схема дифференциального усилителя (ДУ) приведена на рис. 9.12. Используя выражения для коэффициентов усиления инвертирующего и неинвертирующего усилителя и рассматривая выходное напряжение как сумму двух независимых составляющих Ui и U2, получаем

Если выполнить соотношение R2/Ri=Ri/Ro, получим выражение

R«

R,

R,

4

U [ Г Ц 1

R,

|A1>—-C

1 JL

0-CTD 1 — t ^ U.a-j

IA2

© Р и с . 9.13. Схемы ДУ с регулировкой Ку одним резистором

Регулировка коэффициента усиления осуществляется сопротивлением Ri. Иногда эта схема применяется без сопротивления Ri (Ri = 00), но тогда исчезает возможность регулировки коэффициента усиления с помощью одного сопротивления Rj. В [45] приводится практическая схема инструментального усилителя на трех ОУ (рис. 9.15). 229

Одним из источников помех усилительных схем являются помехи, ! наводимые во входных цепях усили41 ? телей, например помехи, возникаюК R, 1 Л • i щие в проводах, соединяющих электроды (датчики) со входами усилителя. Если помеха, создаваемая за счет индуктивных и емкостных связей, за счет ЭДС поляризации электродов и т. д., в равной мере наводится в обеР и с . 9.14. Схема высокоомного ДУ их проводниках, подключенных к инвертирующему и неинвертирующему входам дифференциального усилителя, то она называется синфазной помехой (или продольной помехой, помехой общего вида) — U^. Если помеха создает разность напряжений между этими проводниками, то есть идет вместе с полезным сигналом, то ее называют дифференциальной (противофазной, поперечной) помехой — и дп . На рис. 9.16 приведена эквивалентная схема, показывающая, как приложены названные помехи по отношению к источнику сигнала и первому усилительному каскаду. Поперечную помеху U^, особенно если ее спектр совпадает со спектром полезного сигнала UBX, очень трудно отделить от UBX. Основными способами борьбы с ней является экранирование мощных источников электромагнитного излучения и малосигнальных цепей, использование симметричных схем датчиков и их соединительных линий, пространственное разделение силовых и информационных элементов схем. и,

0

А1>

*

Ф

Ucu=0,08 мВ тки см =0,3 мкВ/С Шумы=0,5 мкВ(пик) R„=100 ГОм I„.=± 1 нА *

Синфазная помеха прикладывается ко входам усилителя иначе, чем полезный сигнал, что существенно облегчает борьбу с ней. На рис. 9.17 представлена схема усиления аналогового сигнала, получаемого от удаленного источника при наличии синР и с . 9.(6. Схема приложения фазной помехи. Сопротивление про- продольных и поперечных помех к ОУ водов Rnpl и Rnp2 будем считать активными и в общем случае различными. Синфазная помеха может быть создана из-за емкостных и индуктивных связей, падением напряжения на общем соединительном проводе (при наличии гальванической связи источника полезного сигнала с корпусом усилителя), напряжением поляризации электродов для отведения биопотенциалов и т. д. Рассмотрим способ подавления синфазных помех, который используется в усилителе по схеме с инвертирующим входом. Составляющая выходного напряжения от полезного сигнала определяется как Rn

U'BUX = -

R

i

+

-и. R„P.

а составляющая от синфазной помехи и II" = -Ro+R.+R„ P , -и ВMX R +R i npi "Ф

Rn R +R i

иСф=исф,

„pi

то есть полезный сигнал усиливается в Ro/(Ri + R n p i) раз, а синфазная помеха передается на выход без усиления. Если неинвертирующий вход усилителя соединить с его общим проводом, произойдет усиление помехи в Ro/(Ri + Rnpi) раз. Следовательно, такое соединение делать нельзя.

и вьк =100 и в1 ; при R 6 =R 7 к ^ = 120 дБ. Замены ОР 10 - К140УД17; ОР1 - К140УД1 Р и с . 9.15. Практическая схема инструментального усилителя 230

Р и с . 9.17. Схема усиления сигнала от удаленного источника с синфазной помехой 231

Характеристикой, позволяющей оценить способность схемы к подавлению синфазных помех, является коэффициент ослабления синфазного сигнала Косе, который определяется как отношение коэффициента передачи полезного сигнала к коэффициенту передачи синфазного сигнала помехи. Для схемы рис. 9.17

Корпус

Косе = Ro/(Rl + Rnpl)Наилучшим способом подавления синфазных помех является использование дифференциальных усилителей с симметричным включением (рис. 9.18). Для этой схемы U'Bblx = -(Ro/R',)U B X ;

II" вых

^

R

a

R'2 + R 3

RQ+R; tt сф _ R O , ,сф R; I; '

(9.18) (9.19)

где R ' , = R i + R n p i; R' 2 = R 2 + RNP2-

Если обеспечить соотношения Ro = R3 и R'i = R'2, то U " ^ « 0. Следовательно, существует теоретическая возможность полного подавления синфазных помех. Практически достигаются величины Косе= 80...600 дБ. Для обеспечения более полного подавления синфазной помехи необходимо как можно более точно выполнять эти соотношения, которые легче выполнять при больших входных сопротивлениях усилителя. В этом случае из-за относительной малости величин Rnpi и R ^ необходимо обеспечивать равенство Ri и R2. Рассчитать реальное значение величины Косе при отклонении значений резисторов от расчетных можно по выражениям (9.18) и (9.19). В [17] приводится эквивалентная схема подключения предварительного усилителя к биообъекту для кардиомониторов с гальванической связью между входом и выходом (рис. 9.19). Здесь биообъект представлен полными внутренними сопротивлениями Z\, Z2 и Z3 и генераторами ЭДС

полезного сигнала Е = Ei + Е2 и синфазных внутренних и внешних помех — Е3. Подключение дифференциального усилителя к биообъекту осуществляется двумя активными — Э1 и Э2 и одним пассивным — Э3 электродами. Пассивный электрод Э3 соединяется с общим проводом ОУ. На входе ОУ создается мостовая схема из сопротивлений Z\, Z2, Z„xi, ZBx2. Поскольку Zi и Z2 зависят от сопротивлений переходов кожа—электрод, для которых достигнуть полного равновесия практически невозможно, то не обеспечивается полный баланс моста. Кроме того, дополнительный разбаланс создается из-за того, что в силу технических ограничений ZBXi и ZBx2 отличаются друг от друга на 0,1—10 %. В результате разбаланса создаются токи 1| и 12, образуя противофазное напряжение помех. Для схемы на рис. 9.19 Коси « ZBX/AZ, где ZBX « ZBXi« Z„x2, AZ = |Z2 - Zi|. Поскольку противофазный сигнал помехи усиливается вместе с полезным сигналом — сигнал-помеху необходимо ослаблять до значения пороговой чувствительности ОУ. Более высокий коэффициент подавления синфазных помех (до 103) достигается за счет использования современных ОУ, высокоточных сопротивлений и специальных схем включения, например по схеме на рис. 9.20. При выполнении соотношения R7/R6 = R5/R4 выходное напряжение определяется с помощью выражения и вых = ( и 2 - и , ) ^ 4

R.

а при выполнении соотношений R 5 - R 4 и R 2 = R 3 = RI получаем

ивых = з(и 2 -и,). 233 183

В [45] приведены данные по этой схеме для следующих элементов: входные усилители ОР-05 (отечественный аналог К140УД17), выходной усилитель ОР-01 (отечественный аналог К140УД14); R, = R4 = = R« - 2 кОм; R* = R7 = = 20 кОм; R2 = R3 = = 9 кОм; Ку = 100; ZBX = Р и с . 9.20. Схема подавления синфазной помехи при = 100 гОм; 1вх = ±1,0нА. симметричном включении ОУ По аналогичной структуре выполнен интегральный усилитель К544УД1, который находит применение как предусилитель в современных кардиографах. При удовлетворительном симметрировании резистором R7 Косс К544УД1 может достигать до 100 дБ. В [46] приводится практическая схема, иллюстрирующая применение схемы подавления синфазных помех в устройстве регистрации ЭКГ (рис. 9.21). В качестве ОУ первых каскадов рекомендуется микросхема 140УД17, остальные каскады могут быть собраны на ОУ типа 140УД6 или 140УД8. Резистор R7 служит для регулировки коэффициента подавления синфазной помехи, конденсатор С! — для развязки по постоянной составляющей, обеспечивая работу последнего ОУ на линейном участке. Предварительные усилители биосигналов соединяются с электродами посредством кабелей отведений, которые обычно представляют собой экранированные высокоомные линии связи (см. гл. 6). С 2 10п

Н

Экран ПР(Я)0-

i34

Т

Uvoy2|

Т

кабель отведений к ДУ

>Bx2

J1P(L) 0 ПН(ТМ)

общий провод

-CD I _ I Х7 I I

.J

Р и с . 9.22. Входной усилительный каскад кардиомоиитора

Известно, что влияние кабеля отведений на ZBX и, следовательно, на Косс можно уменьшить за счет применения буферных усилителей. В [17] приводится схема входных цепей кардиомоиитора с буферными усилителями и схемой подавления синфазных помех (рис. 9.22). Роль буферных усилителей играют ОУ1 и ОУ2. Дифференциальный усилитель обеспечивает подавление синфазных сигналов. Дополнительное подавление помех происходит за счет отрицательной обратной связи (ООС) по синфазному сигналу на электрод правой ноги ПН (N). ООС поддерживает близким к нулю синфазное напряжение между входами ДУ и общим проводом. Погрешности дифференциальных усилителей обусловлены теми же причинами, что и погрешности инвертирующих и неинвертирующих усилителей, а именно неточностью резисторов, неидеальностью операционных усилителей и транзисторов. Расчет схем дифференциальных усилителей можно производить, пользуясь расчетными соотношениями для инвертирующего и неинвертирующего усилителей, поскольку дифференциальный усилитель можно рассматривать как сочетание этих двух усилителей. Отличие в основном заключается в том, что для дифференциального усилителя полезным входным сигналом является дифференциальное входное напряжение UB = U2 — U|. Проведем расчет погрешностей для простейшей схемы рис. 9.23. Погрешность от напряжения смещения и входных токов ОУ может быть рассчитана как

див Р и с . 9.21. Схема подавления помех устройства регистрации ЭКГ

"pt^ro^

R,+R0 R„

R 2 R 3 - 1 R,R0 R2+R, R, +R,о 235

Уменьшить погрешность от входных токов можно, обеспечив выполнение равенств Rt = R2 и Ro = R3, тогда

R, и, Г I

и,

к

U..

0—CZZ

ди. _R,+R 0 R,

Приведенная погрешность определяется отношением и вых к номинальному выходному напряжению

Р и с . 9.23. Схема ДУ для расчета погрешностей

eCM+AiR,

ди.

5Д [есм, Ai] = и

д

R.RQ R,+R0

„ом. в*. ' R o I

R

1

ном

AR 2 , ДЯз] =

+(TKAi)R, д+0 i l_LAt°. д ном. вх.

1

ивых = и 2 - ^ - 1 + R,

- и Д R,

R,

д

M^ R,

Приближенное равенство справедливо при Uaj> » и д , тогда и„ 1

5д[Мсф] =

и

R,(R2 +R 3 )

где=Uиfl, -ии ис,ф и— =дифференциальный и синфазный входные сигналы: и (и 1 +и 2 )/2. д 2 сф Полезным входным сигналом является напряжение и д . Неточность сомножителя при и д приводит к появлению мультипликативной помехи, а неравенство нулю слагаемого, содержащего иСф, — к аддитивной погрешности. Если соблюдается равенство RoR2 = R1R3, то относительная мультипликативная погрешность рассчитывается с помощью соотношения R, +2R 0 . R. ч УлГДЯо, ARb AR2, AR3] = (YR3 - YR2), (YRO~YRI) + 2(R,+R 0 ) 2(R, + R 0 ) а приведенная аддитивная погрешность—с помощью соотношения

д

ном. вх.

^

сф

Скомпенсировать напряжение смещения нуля и смещения, вызванного разностью входных токов, можно с помощью различных схем делителей напряжения. Один из вариантов представлен на рис. 9.24, а. В этой +Еп

\

_ T R 0 R 3 +[(R 0 R 2 +R,R 3 )/2] , R,R3 -R0R2 , т -'ВЫХ I Urf Т U .ж«

236

U.

Аддитивная погрешность вызывается тем, что неточность резисторов приводит к появлению отличного от нуля коэффициента передачи синфазного входного сигнала. Кроме неточности резисторов на коэффициент передачи синфазного сигнала оказывает влияние коэффициент Мсф применяемого ОУ. Если выполняются соотношения R) = R2 и Ro = R3, то погрешность от неравного бесконечности коэффициента M„j, может быть определена из соотношения

В последней формуле использованы те же обозначения, что и в (9.13). Неточность резисторов дифференциального усилителя вызывает как аддитивные, так и мультипликативные помехи. Выражение (9.17) можно преобразовать в выражение

R,(R 2 +R 3 )

R. (Yri-YRO-YR2 + YR3)R,+R 0

„х

Если в дифференциальном усилителе произведена начальная коррекция нуля, то аддитивная погрешность вызывается в основном температурным дрейфом напряжения смещения и разностью входных токов, поэтому „ , ч Л._ ТКе 8д [есм, Д1] =

U, 5 л [ДЯо, АКи

Rjfi——г—с~Ь—i

+Еп

а)

в) Р и с . 9.24 237

схеме следует устанавливать Rj » R& чтобы уменьшить уход компенсирующего напряжения от несимметричных изменений напряжения питания. На рис. 9.24, б показаны упрощенные схемы компенсации. Для схемы рис. 9.24, б учитывают, что эквивалентное сопротивление входной цепи R3 ~ (R]R2)/(RI + R2). Максимальное компенсирующее напряжение определяется формулой UK = (E„R3)/(R5 + R3).

а

Напряжение на выходе схемы рис. 9.24, в определяется выражением ивых = ((е2 - e,)R2)/Ri, при этом должно выполняться условие R2 = R3 + (R4R5)/(R4 + R5). В приведенных схемах цепи регулировки влияют на коэффициент усиления с обратной связью, поэтому иногда используют схемы настройки нуля с помощью регулировки источника двухполярного тока (рис. 9.24, г). На транзисторах Т] и Т4 собраны генераторы тока смещения. Приведенные схемы не устраняют дрейфа самого смещения нуля и температурного дрейфа, поэтому более эффективным способом регулировки нуля является балансировка каскадов внутри усилителя, для чего некоторые типы ОУ имеют специальные дополнительные выводы (рис. 9.25, а, б). Снижение аддитивной погрешности усилителя, обусловленой напряжением смещения, можно достичь путем организации запоминания напряжения смещения на конденсаторе с последующим вычитанием запомненного напряжения из входного напряжения усилителя. На рис. 9.26, а показана схема, иллюстрирующая принцип автоматической коррекции дрейфа. Запоминание есм емкостью С производится при замкнутых ключах Si и S2. Ключ S2 переводит ОУ в режим повторителя с коэффициентом #+Еп

С+Еп 0,1М

0,43MJ~ 153УД1

Л53УД1 Еп а)

4>-Еп 6}

Р и с . 9.25. ОУ с регулировкой дрейфа 238

е.» е+Я

)

6)

Р и с . 9.26. Схемы коррекции напряжения смещения на запоминающих конденсаторах

передачи К/(К + 1). На конденсаторе С установится выходное напряжение усилителя, равное есм, К/(К + 1) = ес„. При размыкании ключей Si и S2 запомненное на конденсаторе напряжение компенсирует напряжение смещения. Время замыкания ключей должно быть таким, чтобы обеспечить полное окончание переходных процессов на емкости. Длительность периодического управления ключами разомкнутого состояния выбирается исходя из того, что конденсатор медленно, но разряжается из-за токов утечки ОУ, что приводит к потере компенсационного напряжения. Для устранения опасности самовозбуждения иногда последовательно с S2 и емкостью ставят сопротивление, ограничивающее ток заряда. Недостатком схемы является то, что процесс усиления входного сигнала прерывается. Для устранения пропусков в выходном напряжении схему дополняют устройством выборки и хранения, которое перед началом коррекции запоминает входной сигнал усилителя и подает этот сигнал на вход в течение времени коррекции. Пример такой схемы прйведен на рис. 9.26, б. ОУ А] и А2 имеют дополнительные входы, на которые подаются корректирующие сигналы с емкостей С] и С2. Основной усилитель А] охвачен отрицательной обратной связью (на схеме не показано). Дополнительный усилитель А2 корректирует то собственную аддитивную погрешность, то аддитивную погрешность основного усилителя. Когда переключатели Si, S2 и S3 находятся в нижнем положении, на конденсаторе С2 запоминается есм ОУ А2. Когда переключатели переводятся в верхнее положение, происходит коррекция верхнего усилителя Аь а на конденсаторе Ci запоминается напряжение смещения ОУ А]. В качестве переключателя обычно используют бесконтактные переключатели на МОП-транзисторах. Серийно выпускаемые ОУ, выполненные по схеме, которая изображена на риС. 9.26, б, имеют малый дрейф (около 0,3 мкВ/К) и широкую полосу пропускания (fi = 3МГц) [42]. 183

9.1.4. Суммирующие усилители

ZirUi©

С использованием одновходовых и дифференциальных ОУ легко реализуются различные варианты аналоговых сумматоров-вычитателей. На рис. 9.27, а приведена схема многовходового сумматора. Основное уравнение его работы можно получить аналогично тому, как это сделано для схемы рис. 9.4. Будем считать, что ко входу усилителя подключены входные сопротивления Zn, Z|2,..., Zir, на которые подаются напряжения U| i, U12,..., Ui„, тогда будут справедливы соотношения:

j=i Rj

i—Ui R j=l Kj

1+

_1 K„

И Rj J

-1

J

1+

i2 = in + ii2 + - + iin;

K, i + nZ — R J

Относительная погрешность определяется выражением 6UK = =AUK/U2n, где U2n — приближенное значение выходного напряжения. Тогда после преобразований получим

iij = (Uij-e)/Z,j, j = l,n; U2 = -K y e, откуда n

и UZ-f-

6UK =

U2T = -

• CO, то J_ К I

j=« z u ;

На рис. 9.27, б приведена схема сумматора-вычитателя на основе дифференциального ОУ. При равенстве нулю входных токов усилителя для неинвертирующего входа можно записать

откуда n

U

(9.20)

j=l Уравнение (9.20) считают основным уравнением реального многовходового сумматора на ОУ [43,44], которое часто записывают в виде U 2 — Z f ^ U —ZKJUJ, где Kj = Zo/Z|j — коэффициенты усиления по j-м входам. Для активных сопротивлений входа Rj и обратной связи Ro абсолютная погрешность определения амплитуды сигнала при конечном значении Ку определяется формулой 240

i+ Z**

Учитывая последнее выражение и зная допустимую относительную погрешность, можно ставить задачу выбора типа ОУ с необходимым Ку исходя из выражения ( n R ^ 1 Kv > 6U Н Kj

1+ K, i + z . Z 1 Если Kv

_1_

К

Zu

U„ '12 и,„

' u„

z,„ »L —V=*J

I a)

6) Р и с . 9.27. Сумматоры-вычитатели на ДУ 241

и » = ГуЧ V i=1 ri

У

•

М

С, R, НЬ

Ro

I

0-

Г) *—> Г) M n R i

,

и. R„.

+

Принимая во внимание, что LT = U , получим выражение X (

UBUX

R

и

o / R j + 0

I(r./r,+l)

Ы fi

j=,Rj

В частном случае, когда все сопротивления в схеме равны Ro = Rj = ro = ri = R, получим ш п . uBlIX=Xui-Eeji=l j=l Погрешность суммирования с учетом напряжения смещения ОУ для инвертирующего сумматора определяется выражением AUCM

Для неинвертирующего входа погрешность от смещения нуля определяется по формуле есм (1

+ Ro/R»x),

где RBX — входное внешнее сопротивление инвертирующего входа, подключенного ко входу ОУ и к земле. Таким образом, погрешность неинвертирующего входа не зависит от числа входа сумматоров и может быть скомпенсирована путем подключения компенсирующего напряжения.

9.1.5.Усилители переменного тока на операционных усилителях При необходимости усиливать только переменную составляющую входного сигнала во входные цепи ОУ обычно включают разделительные конденсаторы (рис. 9.28, а). При R3 = Ro, Ri = R2 и С] нижняя гранич242

.и.,

,ивь1х и. ®—IH £

-спиа)

б) Р и с . 9.28. Усилители переменного тока

ная частота такого усилителя по уровню 3 дБ (частота, на которой коэффициент усиления падает примерно на 30 %) равна l/(27iR]Ci) для обоих входных сигналов. Верхняя граничная частота зависит от инерционности используемого ОУ и от параметров цепей частотной коррекции. Для неинвертирующего усилителя обычно используют схему рис. 9.28, б. Достоинство этой схемы — высокое входное сопротивление. Передаточная функция этой схемы определяется выражением W(p) =

1 + R 0 / R , +l/(7iC ] R ] ) + l/(7iC 1 R 2 ) 1 +1 / (nC.R,) +1 / (nC,R2) + 1 / (7t2C,R,C2R2)

Из последнего выражения следует, что для уменьшения погрешности усилителя на низких частотах следует увеличивать постоянные времени C|R|, C1R2, C2R2.

9.1.6. Усилители с гальванической развязкой

есм

AUCM =

Ro

и

/

-

с,

ч

Для инверсного входа получим О R

R.

Работа с биообъектами выдвигает ряд особых требований к усилительным каскадам, причем в качестве основных из них выделяют необходимость качественного усиления малых сигналов на фоне высокого уровня синфазных помех и обеспечение защиты от попадания опасных токов на объект. Эти требования в значительной степени реализуются с помощью развязывающих (изолирующих) усилителей. Изолирующие усилители представляют собой специальный тип усилителей, выпускаемых в гибридном исполнении или собранных из нескольких ОУ. Известно много разных разработок, и в большинстве из них для изоляции входа от выхода используют трансформатор или оптическую связь. Изолирующие усилители обеспечивают развязку между входом и выходом по постоянному току при допустимых уровнях синфазных напряжений от 2000 до 7500 В. Коэффициент подавления синфазных помех достигается более 100 дБ. Входные сопротивления обычно лежат в диапазонах 108—1011 Ом. Они имеют узкую полосу пропускания 0—3 кГц для 243

245

R2

усилителейfcтрансформаторной развязкой и 0— 15 кГц для усилителей с оптической развязкой. Усилители с оптической развязкой обладают худшей линейностью по сравнению с трансформаторной развязкой. заземляющего контура Главное применение изолирующих усилителей —устройства медицинской техники, для которых малые сигналы скрыты в существенно больших, а утечка по постоянному току Может иметь фатальные последствия. Кроме того, для них характерны длинные двухпроводные линии связи, в которых наводятся синфазные помехи, возникающие из-за того, что потенциалы различных точек заземления различны из-за блуждающих токов, а усилительные схемы и удаленные датчики имеют заземление. Эта связь может быть паразитной — емкостной, но может использоваться непосредственное заземление проводников, когда по соображениям безопасности источник входного сигнала и усилитель должны быть заземлены. На рис. 9.29 приведена схема, поясняющая действие на усилитель синфазных помех от заземляющего контура. В этой схеме датчик соединен двухпроводной линией с сопротивлениями проводов rj и г2 со входами усилителя. Неинвертирующий вход усилителя соединен со средней точкой питания усилителя (эта точка схематично показана как дополнительный средний вход усилителя) и с экранирующим корпусом усилителя. Источник входного сигнала и усилитель через комплексные сопротивления Zi и z2 имеют связь с «землей» в различных точках, что создает источник синфазных помех исф с внутренним сопротивлением z„. Например, при удалении двух точек заземления на расстоянии 500 М разность и с ф может составить 10—15 В при внутреннем сопротивлении единицы Ом. Контур, образованный парой соединительных проводов (п и г2), сопротивлениями связи zj и z2 и «землей», пронизывается различными переменными магнитными полями, что приводит к возникновению в контуре ЭДС, которая суммируется с напряжением помехи исф. За счет токов, текущих во входных цепях усилителя и обусловленных источником и<ф, синфазная помеха преобразуется в дифференциальную. Предполагая, что сопротивление линии связи много меньше входного сопротивления усилителя (rj, r2 « Ri), определим ток; вызываемый помехой U ^ I = l V ( Z , + Z 2 + Zn + r2).

183

Падение напряжения от этого тока на сопротивлении низкопотенциального провода г2 представляет собой поперечную помеху Unsx »

Z,+Z2+Zn+r2

и сф .

Из последнего выражения следует, что для уменьшения дифференциальной помехи надо уменьшать г2 и увеличивать Z z = Z] + Z2 + Z„. Однако ZL редко поддается контролю, поэтому значительная часть поперечной помехи попадает на вход усилителя. Для борьбы с этой помехой используют гальваническое разделение входной и выходной частей усилителя. Обобщенная схема такого усилительного устройства приведена на рис. 9.30. В этой схеме к выходу входного усилителя подключено устройство гальванического разделения (УГР), к которому предъявляют требования точной передачи полезного сигнала и высокого сопротивления развязки Zpp между входными и выходными цепями. Корпус усилителя соединен с низкопотенциальным выходом УГР. В этой схеме в цепь . тока, вызываемого синфазной помехой исф, включается сопротивление гальванического разделения Zrp, откуда UnBX= r2Unn/(Zz + г2 + г ф ). При качественном выполнении УГР удастся достичь величин Zrpl +10 мОм на частоте помехи, что позволяет ослабить действие продольной помехи в 1000 раз и более. Такие измерительные схемы часто называют устройствами с плавающим входом, имея в виду неопределенность потенциала входных цепей относительно корпуса прибора. Гальваническое разделение (ГР) в усилителях переменного напряжения может быть реализовано через трансформаторную связь. Однако, чтобы нестабильность коэффициента передачи трансформаторной связи была пренебрежительно малой, необходимо, чтобы приведенное активное сопротивление обмоток трансформатора было существенно ниже его индуктивного сопротивления на холостом ходу во всем диапазоне частот и существенно ниже приведенного сопротивления нагрузки. Кроме этого необходимо выполнять требования по уменьшению емкости связи между первичны-

Р И С 9 3 0 Обобщенная схема ОУ с гальваническим разделением

ми и вторичными обмотками. Все это приводит к увеличению габаритов и стоимости трансформаторов. Снижение требований к трансформатору осуществляется за счет включения его в цепь обР и с . 9.31. Усилитель с трансформаторным разделением ратной связи измерительного усилителя (рис. 9.31). Здесь трансформатор используется для получения сигнала, пропорционального сумме входного и выходного напряжений. При этом магнитный поток, создаваемый входным напряжением, почти полностью уравновешивается потоком, вызываемым выходным напряжением на обмотке 0)2. Остаточный разностный поток определяет входное напряжение ОУ, снимаемое с обмотки (о3. Для этой схемы справедливо соотношение и вых /и вх *

(R2/Ri) • (юг/со,).

Для обеспечения стабильности коэффициента усиления усилителя в целом необходимо, чтобы активное сопротивление обмоток <0] и <и2 было существенно меньше последовательно подключенных к ним сопротивлений Ri и R2. Гальваническое разделение в усилителях постоянного тока можно осуществлять с помощью трансформаторов, используя принципы модуляции-демодуляции, например, по схеме, изображенной на рис. 9.32. В этой схеме наряду с основным модулятором М, и демодулятором ДМ имеется дополнительный модулятор М2, который модулирует подаваемый на трансформатор сигнал обратной связи. Если М] и М2 имеют идентичные схемы с идентичными параметрами, то выполняется приведенное выше соотношение.

м,

3Ш G

»

JL

дм ~г

jj„

Р и с . 9.32. Гальианическое разделение в усилителях постоянного тока 246

общий

Выпрямитель и источник питали* входной цепи

Р и с . 9.33. Схема типового усилителя с трансформаторной развязкой

На рис 9.33 представлена схема типового усилителя с трансформаторной развязкой, которая представляет собой систему со сложными связями. Это типовая схема гибридного усилителя, но она может быть реализована и из отдельных навесных элементов. Входной источник питания питается от развязанного генератора мощности выходной цепи и обеспечивает питание усилителя входного каскада и, если необходимо, то и дополнительных входных цепей (например, дополнительных блоков, подключенных к человеку). В качестве входного усилителя обычно используется высококачественный измерительный усилитель в гибридном исполнении со своими входными цепями и цепями ОС или отдельный ОУ. Вся входная часть обычно экранируется, а для регулировки нуля усилителя обычно выводят специальные клеммы. На выходе входного усилителя включен модулятор, причем модуляция может быть амплитудной (например, модуляцией интенсивностью света развязывающего светодиода), широтно-импульсной или любой другой. Модулированный сигнал через трансформатор (сигнальная развязка) передается на демодулятор, фильтруется и усиливается усилителем А2 выходного каскада. На рис. 9.34 приведено условное обозначение изолирующего гибридного усилителя. Развязывающие усилители с трансформаторной связью в гибридном исполнении выпускаются в нескольких вариантах. Например,

Р и с . 9.34. Условное обозначение изолирующего гибридного усилителя

183

фирма «Analog Devices» выпускает усилитель типа 286J с Кос 110 дБ и нелинейностью менее ±0,05%; габариты усилителя 38 х 38 х 15,8 мм. Эта же фирма выпускает развязывающий усилитель специально для медицинских приложений — AD294A. У этого усилителя Косс =115 дБ, нелинейность не более 0,1 %, Z„x = 108||150 пФ, ZBX синф = 5 • 10 ш /30 пФ, 1ух = = 2 мкА( 115 В, 60 Гц), UMax = 3500 В(, в импульсе Umax = ±8000 В [43]. Фирмой «Burr-Brown» выпускается усилитель BB3656JG с трансформатором, выполненным по безнамоточной технологии с Косс =125 дБ, нелинейностью не более 0,1 % при объеме 5,4 см3. В современных развязывающих усилителях в качестве развязывающего каскада для входного сигнала часто используют оптоэлектронные полупроводниковые приборы—диодные оптопары. Однако и в этих усилителях для питания входных каскадов применяется трансформаторная связь с источником питания. Наиболее просто гальваническая сигнальная развязка реализуется простой передачей аналогового сигнала через оптопару. Однако при этом следует иметь в виду наличие значительных искажений из-за зависимости параметров оптопары от температуры; уменьшения яркости светоизлучающих диодов с течением времени; нелинейности передаточной функции; собственных шумов оптопары и т. д. Уменьшения влияния погрешностей передачи сигнала за счет оптопары можно достичь путем дифференциального включения согласованных фотодиодов. Схема подобной оптической развязки на операционных усилителях для кардиомонитора приведена на рис. 9.35, а [17]. На этом рисунке значком V обозначена изолированная общая точка, которую иногда называют «плавающей землей». Один фотодиод является приемником сигнала, а второй замыкает цепь отрицательной обратной связи. На рис. 9.35, б показан еще один вариант построения развязывающего усилителя на оптронах. При равных коэффициентах усиления У2 и Уз усилитель, собранный по этой схеме, имеет стабильный коэффициент передачи 1/р = 1 +(R2/R,). Примером гибридного исполнения развязывающего оптического усилителя может служить усилитель типа 3650Н6 фирмы «Burr-Broun» с Косо ^ 120 дБ и нелинейностью менее 0,1%. Кроме малых размеров высокого сопротивления изоляции (~Ю10||2пФ) и большого допустимого напряжения изоляции оптическая связь малочувствительна к электростатическим и электромагнитным наводкам и поэтому не требует такого тщательного экранирования, как развязывающие усилители с трансформаторной связью. 248

6) Р и с . 9.3S. Усилительные схемы с оптической развязкой Пр — правая рука; Лр — левая рука; Пн — правая нога; Еиз — изолированное питание

а) Р и с . 9.36. Изолирующий усилитель в системе контроля сердцебиения плода

На рис. 9.36, а показано применение изолирующего усилителя для непрерывной регистрации электрокардиограммы плода. Здесь используется подключение усилителя по схеме рис. 9.33. На рис. 9.36, б изображена эквивалентная схема этого усилителя: приведена схема U„—сигнал сердца плода, U„ — сигнал сердца матери, Ц» — подавляемая синфазная помеха. Разделение сигналов обеспечивается за счет высокого значения коэффициента ослабления синфазного сигнала. 249

цию интегратора W(p)(p = jw) с учетом величины Ку и входного сопротивления гвх, то можно получить

9.1.7. Интегрирующие усилители-преобразователи Интегрирующим операционным преобразователем или просто интегрирующим усилителем называют такой ОУ, который охвачен отрицательной обратной связью и реализует математическую операцию интегрирования напряжения, поданного на его вход. Схема простейшего интегрирующего ОУ приведена на рис. 9.37. Для этой схемы, пренебрегая iBX, имеем ii = iz, и учитывая, что ic = Cdiydt, получаем [U BX -e-]/R = C d f e - ~ U - " J . at С другой стороны, напряжение на выходе усилителя UBUX = —Кув_. Совместное решение последних уравнений позволяет получить выражение К 1 ЦвыхО) , 1 ж. у it rtx ых dt RC(Ky +1) ~~ К у +1 RC (9-21) Проинтегрировав последнее выражение, получаем в явном виде выходное напряжение UBbIX(t) RC(K, +1)

I

и кн..

(9.22)

При больших значениях коэффициента усиления ОУ Ку отношение КДКу + 1) » 1 и, следовательно, с большой точностью можно записать

W(p) =

U

(р)

U„ (P) Если rBX » R

Kv / (v l + R / г )

—

У

pRC[rBx / (R + rBX) + Ky / (1 + R / rBX)] +1'

и Ky »

1, то выражение для W(p) упрощается K„

W(p) = -pRCKy +1 Из последнего выражения следует, что реальный интегратор ведет себя как инерционное звено первого порядка, имеющее коэффициент усилителя Ку и эквивалентную постоянную времени тэ — Кух^ — KyRC. Если на вход такого звена в момент времени t = 0 подать скачок напряжения UBX, то напряжение на его выходе будет изменяться по закону: UBbIX(t) = -и вх Ку(1-е- ,/г ') + и в ы х 0 е - " \ где ивыхо—начальное напряжение (при t = 0) на выходе интегрирующего усилителя за счет неразряженной емкости С. Таким образом, на выходе реального интегратора при скачке напряжения на входе выходное напряжение будет меняться не линейно, как в случае идеального интегратора, а по экспоненте. Но если время t, в течение которого развивается эта экспонента, много меньше постоянной времени тэ, то начальный участок экспоненты мало отличается от прямой (рис. 9.38). При выполнении условия т « тэ из последнего выражения можно получить соотношение

RC 0 Увеличение постоянной времени (произведения RC) интегрирующего усилителя приводит к значительному возрастанию времени интегрирования t| в пределах допустимой погрешности 8и доп t,=2RC(K y + 1)8и до „. р И С. 9.37.

Схема простейшего интегрирующего усилителя

250

Идеальное интегрирование достигается при идеальном ОУ. Если определять передаточную функ-

IW Реальное иитегриромяне ' / Нжсыщенис усилием Р и с . 9.38. Временная диаграмма работы интегратора на ОУ 251

IW0«

RC

+ивых0,

Kn А(со) = |W„G(o)| = ^ 2 ( © ) + V2(CO)=^(l-RCx y (o 2 ) + co2[(K0 + l)RC + x y ] 2

И При ивыхо = 0 получим

(9.23) Фазочастотная характеристика определяется выражением

Таким образом, отношение t/RC можно рассматривать как эквивалентный коэффициент усиления интегратора Киэ. Реальный интегратор по своему выходному напряжению будет мало отличаться от идеального, если Киэ « Ку, где Ку — коэффициент усиления ОУ. Частотные характеристики интегрирующего усилителя без учета малых параметров рассмотрим путем анализа передаточной функции, получаемой из выражения (9.21) W«(p) =

и. ы х (р)_ U„(p)

К(р) RC[K(p)+l]p + l

С учетом того, что передаточная функция самого ОУ определяется выражением К(р)=

w„(p) =

к

° 1+SP

К„ RCx р + (K0RC + RC + х )р +1 2

где Ко—коэффициент усиления ОУ на нулевой частоте; ту—постоянная времени ОУ. Амплитудно-фазочастотную характеристику удобно исследовать при подаче на вход исследуемого устройства синусоидального сигнала с меняющейся частотой. В случае синусоидального сигнала удобно для исследований использовать передаточную функцию при замене оператора р на j(o W„(jco) =

«г л ^ =

(®) =

fco[(K0+l)RC + x y ] | l-RCXyCo2 j"

< 924 >

На малых и средних частотах, когда частотные свойства ОУ не оказывают существенного влияния, графики амплитудных и фазовых характеристик (без учета инвертирующего свойства ОУ) будут иметь вид, представленный на рис. 9.39. Из выражений (9.23) и графика на рис 9.39 следует, что интегрирующий ОУ обладает сглаживающими свойствами, то есть при интегрировании низкочастотного сигнала с высокочастотными помехами последние на выход интегратора поступать не будут, поскольку для них величина коэффициента передачи мала. В реальных схемах на точность операции интегрирования влияют следующие параметры: конечное значение коэффициента усиления ОУ—Ку; первичные погрешности элементов R и С; погрешности интегрирования, определяемые выходными токами; дрейф нуля ОУ; динамические погрешности. При Ку » 1 можно считать, что на выходе интегратора формируется напряжение t„,(t)=-u"
1 - -

2KyRC

Напряжение на выходе идеального интегратора соответствует выражению

-20 дБ/дек

; — (1 - RCxyo> ) + jco(K0RC + RC + х у ) U

которую в общем виде можно представить выражением W(jco) = U(to) + j V(ca). Амплитудно-частотная характеристика интегратора определяется как модуль передаточной функции 252

v t

H

Bux(t)

RC

тогда относительная погрешность от конечности коэффициента усиления определяется как

Р и с . 9.39. Амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики интегрирующего ОУ 253

8Uk = AUk/U„ Bblx(t) = [и и вых(1) - UBblx(t)]/U„ BUX(t) =

* • 2KyRC

Абсолютная погрешность от изменений величин R и С определяется как

Сравнивая полученное выражение с формулой (9.22) для нормальной схемы интегратора ОУ, получим

AURC = ^ A R ( t ) + ^ - A C ( t ) , dR дС

AUy(t) = -i-JU B U X (t)dt. э О

где Uo — идеальное значение выходного напряжения для интегрирующего ОУ, Uo = U„ вых(1). Преобразуя последнее выражение, получим

Для уменьшения этой погрешности выбирают конденсатор с большим сопротивлением утечки, с малым коэффициентом абсорбции (на полистироловых, тефлоновых и других пленках), экранируют подводящие провода, заземляют корпус конденсатора. В цепях разряда конденсатора используют схемы с малыми токами утечки и релейные схемы. Для схемы рис. 9.37 при условии, что iBX * 0, справедливы уравнения:

Ди к с = -U0[AR(tyR + AC(t)/C], где AR(t) и AC(t) — первичные погрешности элементов. Емкость конденсатора существенно зависит от температуры. Для уменьшения температурной погрешности емкость иногда термостатируют. Кроме этого на нестабиR льность и точность интегратора AI U влияют сопротивление утечки кон1 денсатора, явление адсорбции в диэлектрике, атакже дополнительные Р и с . 9.40. Схема интегрирующего ОУ с эквивалентными «паразитными» элементы, подключенные к конденсоставляющими сатору, например ключи для разряда емкости интегратора, монтажные провода и др. Все указанные элементы можно свести к одному эквивалентному сопротивлению R3, подключенному параллельно конденсатору (рис. 9.40). Система уравнений для такой схемы имеет вид d[e„(t) - Цвых (t)] | е с (t) - Цвых (t) _ UBX (t) - е с (t) dt R3 R U«(t)-Kec(t)

^> dt

+

1 U (t)+—и RC(Ky +1) выЛ) R3C

(t) = — ^ — UBX (t). Ky +1 RC " x W

Проинтефировав последнее уравнение и решив его относительно UBblx(t), получим 254

(t);

Приняв допущение, что UBX(t) = 0; ec(t) = -UBbIX(t)/Ky « 0, получим dt откуда погрешность интегрирования от входных токов ОУ определяется соотношением AUi(t) = Iji B X (t)dt. ^о Если частота изменения входного тока iBX(t) небольшая, то считая за время работы интегратора iBX(t) = const, получим AU,(t) = iBXt/C. Для ОУ с дифференциальным входным каскадом вместо iBX(t) берут разность AiBX(t), то есть

откуда d U

U„(t)-ec(t)_cd[e.(t)-UM.(t)] R dt U.blx(t) = -K y e c (t).

AUj дифО) = AiBXt/C. Погрешность интегратора от дрейфа нуля ОУ в основном определяется дрейфом напряжения смещения и входного тока (для дифференциальных ОУ разностью входного тока). С учетом дрейфа этих параметров для схемы на рис. 9.37 можно записать 255

U B X (t)-e c (t) = c d[e c (t)-U B b l x (t)]. R dt U. ux (t) = - K y [ e c ( t ) ± e w ( t ) ] . Совместное решение этих уравнений, их интегрирование и решение относительно UBbIX(t) дает выражение

Kv

ку 1V e ДР fe(t)dt. n op(t)± W i
^

а сдвиг выходного сигнала по уровню — соотношением UBX(x вых 1 ьу)/(Кт), (*,ь,х + т у ) / К т _т. ы х +т у

Уровень нуля ОУ изменяется очень медленно, поэтому значительную ошибку вносит второй член выражения. Допустим, что в течение времени интегрирования едр = const, тогда ДР

Ки вх /т э = Ubx/T,

откуда время отставания определяется соотношением,

AUj(t) = ±e a p (t)±J-][e a | ) (t)dt. RC 0

ДР V '

помощью анализа амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик (см. выражения (9.23) и (9.24) при их сравнении с идеальными характеристиками интегратора). Погрешность выходного напряжения особенно велика, если на вход подается «скачок» напряжения (в первый момент времени «выброс» на рис. 9.38 при t < Зту/Ку). По истечении времени, равного нескольким ту/Ко, напряжение у реального интегратора (сплошная линия на рис. 9.38) изменяется по линейному закону, но с отставанием по времени. Скорость изменения и вых определяется выражением

ДР '

т. е. ошибка на выходе растет по линейному закону от времени. С учетом только второго члена выражения при заданной допустимой погрешности дрейфа должно выполняться соотношение

"

К

'

где твых = ГВЫХ • С; T = RC; ТЭ = К-Т. Для коррекции такого отставания последовательно с конденсатором можно подключить резистор определяемый по формуле [16] г т R =_5i2L+_JL. К КС

Динамические погрешности интегрирующего ОУ возникают вследствие действия реактивных элементов схемы и могут быть определены с

Чаще всего, из-за малости запаздывания. Rfl не ставят. Физически различие реакции идеального и реального интегрирующего ОУ можно объяснить следующим образом. В первый момент «скачка» напряжения на входе ОУ не успевает его отрабатывать (свойство инерционности ОУ), и выходное напряжение вначале изменяется под воздействием части входного сигнала, проходящего на выход через элементы R и С. Затем срабатывает ОУ и начинает изменяться и вых по линейному закону, но с отставанием из-за инерционности схемы. Из-за инерционности ОУ при «скачке» входного напряжения последний может войти в насыщение. При этом возникает эффект разрыва обратной связи и переходной процесс будет определяться не постоянной времени Ку/Ко, а постоянной времени ту. При работе интегратора емкость накапливает соответствующий заряд и, чтобы провести новое интегрирование, нужно иметь возможность ее разряда. Это можно делать с помощью реле или электронных ключей.

256

9

AUflpaon>^e№(t)t. Общая абсолютная статическая погрешность интегратора определяется выражением AUc(t) = AUK(t) + AURC(t) + AUy(t) + AU;(t) +

AUJt).

Общая относительная статическая погрешность интегратора определяется выражением AUc(t) RCAUc (t) SU c (t) U„Bb,x(t) U ex (t)t

Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

257

На рис. 9.41 показана схема разряда на полевых ж транзисторах. Пара транзисторов используется для +U уменьшения токов утечки. Здесь могут использоваться и схемы интегральных ана«•и логовых ключей. t" J При решении дифференциальных уравнений с помоР и с . 9.41. Схема разряда на полевых транзисторах щью интеграторов часто требуется задавать начальные условия в виде постоянных напряжений, прикладываемых к конденсатору до начала интегрирования. Известно достаточно большое количество схем установки начальных условий [43]. На рис. 9.42 показана одна из них. В режиме задания начальных условий контакты Ki и находятся в положении 1. При этом конденсатор С через резистор Rc включается между выходом схемы ОУ и нулевой точкой схемы. ОУ работает как масштабное звено, так как в обратной связи у него резистор RHa42> а на входе— резистор RHa4i- На выходе действует напряжение - 0 Сброс

U. . ( t ) — R -нач2 аЕ„ ИЛИ при R„a4j = Rh842 получим ивых(1) = -аЕ 0 . Это напряжение заряжает конденсатор С. Постоянная времени цепи заряда небольшая из-за малости величины Гвых ОУ, В позиции 2 ключей Ki и К2 конденсатор включается в цепь обратной связи, а на вход подключается резистор R, то есть создается типовая схема интегратора. Резистор Roc = 100 кОм -г-1 мОм служит для сохранения цепи обратной связи в мос +в

Р и с . 9.42. Схема начальной установки интегратора 258

мент переключения ключей Ki и К2. Если цепь обратной связи разрывается, то при больших Ку может измениться потенциал на выходе схемы. Когда требуется определить напряжение, равное интегралу от алгебраической суммы нескольких напряжений, можно выбрать один из двух способов: построить вначале многовходовой сумматор и затем включить схему интегратора или сразу построить схему многовходового интегратора. Напряжение на выходе интегросуммирующего усилителя должно соответствовать формуле U. -BMx(t)

с

i u „ ,
I IU*:

с. и. и.

R,

Iс

а

б)

=

— С f li ^R- u . j(t)dt. 0 J= ; Схема интегратора, реализующего с достаточно большой точностью это выражение, приведена на рис. 9.43, а. Все формулы, приведенные для одновходового интегратора, справедливы Р и с . 9.43. Суммирующие интеграторы и для многовходового. Многовходовой интегрирующий ОУ строят и на основе дифференциального усилителя. Простейшая схема на два входа приведена на рис. 9.43, б. Учитывая условия уменьшения дрейфа нуля, стремятся обеспечить равенство входных токов по инверсному и неинверсному входу. Выполнение этого условия обеспечивается равенством проводимости этих входов. Для схемы рис. 9.43, б условие равенства проводимости записывается следующим образом: 259

— + R,= — + R 2 . PC, PC2 При R| = R2 = R и С) = C2 = С имеем

откуда получаем

UBllx(t) = J-J[U IK2 (t)-U B)li (t)]dt. КС о На рис. 9.43, в показана схема многовходового дифференциального ОУ для выполнения операций интегрирования. Обычно для этой схемы выбирают С] = С2 = С, сопротивление резисторов R, и п — исходя из требуемых коэффициентов интегрирования 1/RjC и 1/rjC. Сумматорные проводимости по инверсному и неинверсному входам i=i

должны быть равны. Если равенство не выполняется, то к инвертирующему или неинвертирующему входу подключают сопротивление, соединенное с землей с тем расчетом, чтобы обеспечивалось выполнение равенства g + = g~.

9.1.8. Дифференцирующие каскады Простейшая схема для реализации операции дифференцирования приведена на рис. 9.44, а. Для идеального ОУ при равенстве токов i| = i2 на основании законов Кирхгофа можно записать

£ ~ выхСО 1

| * I.,

MeH^-L

Uux(T)<*-c=b

б) Р и с . 9.44. Схемы дифференцирующих усилителей 260

d l U ( t ) , U - E X K , + 0 _ K dU,x(t) (9.25) dt RC " dt Проинтегрировав это выражение относительно выходного, получим

IWt) -

Ку +1

dt

Ку +1

dt

.

Учитывая, что при Ку » 1 , Ку/(Ку + 1) и 1, можно полагать, что первый член соответствует операции дифференцирования

j=i

а)

Г Cd[UBX (t) - е с (t)] / dt = е с (t) - UBX (t)] / R ; [e c (t) = -U Bb)X (t)/K y

UBHX(t)*RC^, dt а второй член определяет погрешность AU(t) = -

RC

Ку +1

dU

-(t). dt

При больших Ку этой составляющей можно пренебречь. Для определения времени, начиная с которого погрешность в выходном напряжении лежит в заданных пределах, решают дифференциальное уравнение (9.25). При Ку » 1 получим UBblx(t) = - R C ^ > f i _ e - . c w c | dt L J Абсолютная и относительная погрешности определяются как AU(t) = UBblx0(t) - UBblx(t) = 8U(t) =

dt

. e -^ + , ) / R C ,

8U(t)

IWO Из последнего выражения можно определить, через какое время ti выходное напряжение достигнет своего значения с заданной относительной погрешностью t, - lnSUaonRC/(Ky+l). 251

Вывод уравнений погрешности производится аналогично тому, как это делалось для интегрирующих ОУ. Погрешность от разброса параметров R и С определяется как AURC(t) = UBbIx0(t)(AR/R +ДС/С). Погрешность от наличия в схеме дополнительного сопротивления утечки (параллельного емкости С) AUy(t) = -U B X (t)^, погрешность от дрейфа нуля ОУ — по формуле AUap(t) = RC • deflp(t)/dt ± е др (0, а погрешность от влияния входных токов — выражением AU(t) = RiBX(t).

Ф(со) = arctg

Погрешность в передаточной функции определяется как разность ее идеального и реального выражений K0pRC pRC+1 AWд (p) = pRC ^ = RCp K 0 +1 +pRC . K 0 + l + pRC Погрешность амплитудно-фазочастотной характеристики AW Г "° ffl)

2/^2„2 K0R> С to

(K0

+1) +R2C2co2 V 0 +1)2+R2C2CO2

Фазовые искажения выходного напряжения в зависимости от частоты определяются с помощью выражения Аср(ю) = arctg[-l/(RCco) - l/(KoRCco) - RCco/K0]. Абсолютная амплитудная погрешность при Ко » 1 АА(со) =

AU(t) = AURC(t) + AUy(t) + UflP(t) • + AUj(t). Динамические погрешности дифференцирующего ОУ (как и динамические погрешности интегрирующего ОУ) можно получить исходя из анализа передаточных функций и амплитудно-фазочастотных характеристик, полученных из них. Без учета малых параметров и при малых значениях постоянной времени ОУ (ту « 0) получим выражение для передаточной функции K0RCp RCp+K0 +1

2 VR v

K0R2CV

где Ti = RoC; т2 = RiC. Для этой схемы справедливо выражение п

А(ю) = К 0 RCto/-y/(K0 +1)2 + R 2 C V , а фазочастотная характеристика — выражением 262

CV(Kg+R 2 C 2 co) + Kg.

W(p) = -г,Р/(т 2 Р + 1) = ивых(р)/ивх(р),

-

-UBWX -

откуда ее амплитудно-частотная характеристика определяется выражением

2

Из последнего выражения следует, что амплитуда сигнала растет с ростом частоты, что говорит о высокой чувствительности схемы к высокочастотным помехам. Это создает ограничения к практическому использованию таких схем. Для уменьшения влияния шумов и улучшения стабильности схемы последовательно с конденсатором включают небольшой резистор (рис. 9.44, б). Передаточная функция такой схемы имеет вид

Амплитудно-фазочастотная характеристика при р = jco имеет вид K R2CV w (ico) = ° + j K 0 (K 0+ l)RCco " (K 0 +1) + R 2 C V J ( K 0 + 1 ) + R 2 C V

/v . , ч i т> . (K 0 + 1) + R С to

2

Общую абсолютную статическую погрешность можно определить как

ЯСю

u тt

i

-x(t) ++ TТ dUBblx(t) dt dt 2

.

Второй член в этом уравнении — погрешность преобразования dU (t) AU(t) = т2 - BMX dt Погрешность уменьшается с уменьшением т2. В реальных схемах ищут компромисс между точностью дифференцирования и уровнем помех. 263

9.2. УСТРОЙСТВА ФИЛЬТРАЦИИ СИГНАЛОВ Фильтры предназначены для того, чтобы йз всех подаваемых на его вход сигналов пропускать на выход сигналы определенных, наперед заданных частот. Фильтры классифицируются по тому, какова часть пропускаемого на выход частотного спектра исследуемого сигнала и„ 0.707

1Я

полоса пропускания р \ полоса подавления переходный участок а)

полоса подавления

0,707

Н"

0,707

И:

. , *f полоса верхний - пропускания частотный :ходный предел схемы участок б) р

полоса подавления г) Р и с . 9.45. Амплитудно-частотные характеристики фильтров различных типов 258

Фильтры нижних частот пропускают на выход все частоты, начиная с нулевой и до некоторой заданной частоты, называемой частотой среза fcp. Для частот выше частот среза фильтры нижних частот ослабляют сигнал (рис. 9.45, а). Диапазон частот от нуля до f cp называют полосой пропускания. Частота среза—это частота, при которой напряжение на выходе фильтра падает до уровня 0,707 от напряжения в полосе пропускания Unp (то есть падает на ЗдБ). Диапазон частот, превышающий частоту f„, называют полосой подавления (или заграждения). Это частота, при которой выходное напряженна на ЗдБ выше, чем выходное напряжение в полосе подавления. Интервал частот от fq, до fB называют переходным участком. Фильтр верхних частот ослабляет все частоты, начиная от 0 и до частоты fq,, и пропускает все частоты выше f cp до верхнего частотного предела используемой схемы ОУ (в идеале до бесконечности) (рис. 9.45, б). Полосовой фильтр пропускает все частоты в полосе между нижней и верхней частотой среза fcpi и fcp2- Все частоты ниже fcpi и fcp2 подавляются (рис. 9.45, в). Диапазоны от f|' до f cpl и fcp2 до f 2 ' являются переходными участками. Геометрическое среднее частот f ^ и fcp2 называют средней центральной частотой fo = ^f cpl -f cp2 . Режекторный полосовой фильтр (заграждения) ослабляет все частоты между fcpi и fcp2 и пропускает все остальные частоты (рис. 9.45, г). Эти фильтры используют чаще всего для подавления сигнала помехи, например сетевой помехи 50 Гц. При расчете фильтров и изображений их частотных характеристик часто на практике используют логарифмические шкалы. Коэффициент усиления А в логарифмической шкале выражается в децибелах А(дБ) = - 20 • IgA, где А — числовое значение коэффициента усиления. Шкала частот представляется в логарифмическом масштабе и использует два варианта разметки. Октавой называется изменение (увеличение или уменьшение) частоты вдвое. Например, если частота увеличивается от 500 до 1000 Гц, говорят, что она возрастает на одну октаву. Декадой называется десятикратное увеличение или уменьшение частоты. Так, если частота увеличивается от 100 до 1000 Гц, она возрастает на одну декаду. На рис. 9.46, а показана частотная характеристика фильтра низких частот, имеющего скорость спада 6 дБ на октаву или 20 дБ на декаду. Среди недостатков активных фильтров отмечают то, что они требуют наличия источников питания, а их рабочий диапазон ограничивается частотными свойствами ОУ. Дадим основные определения, характеризующие основные параметры активных фильтров. Полюсами фильтра с практической точки зрения называют слагаемые наклона его частотной характеристики на переходном участке, который 265

обусловлен наличием RCцепей, используемых для формирования частотных характеристик. Порядок фильтра — это число его полюсов. Каждый полюс вносит в наклон переходного участка 6 дБ на октаву или 20 дБ на декаду. Число полюсов фильтра связывают также со степенью полиномов передаточных функций фильтров. Коэффициент затухания а определяет форму характеристики фильтра на переходном участке и вид выброса характеристики в полосе пропускания вблизи переходного процесса. Таким образом, коэффициент затухания определяет форму частотной характеристики фильтра, то есть его тип. На рис. 9.46, б представлены частотные характеристики фильтров различных типов с различным коэффици02 0,4 0.6 0.8 F n \2 1,4 I f , Ifi 2,0 ентом затухания. В) Р и с . 9.46. Основные характеристики фильтров Неравномерность свяразличных типов: зывают с величиной отклоI - а =» 1,732 — фильтр Бесселя; нений (колебаний) вершины 2 - а = 1,414 — фильтр Батгерворта; 3 — фильтр логарифмической амплиЧебышева с неравномерностью 1 дБ; 4"—фильтр Чебышева с неравномерностью 3 дБ тудно-частотной характеристики в полосе его пропускания (AL). Добротность Q связывает среднюю частоту полосы пропускания и ее ширину на уровне 3 дБ. Рис. 9.46, в иллюстрирует определение понятия «добротности». Численно добротность определяют как f

Q- f °- f , 2

258

266

=Vf^/(f2-f,),

где f 0 = - J f f 2 — средняя частота, fj и f 2 — соответственно нижняя и верхняя частота среза на уровне 3 дБ от К„ в полосе пропускания. Для активных фильтров Q = 1/а. Коэффициент усиления в полосе пропускания Кп активного фильтра определяют как Кп = и вых /и вх . Допустимое отклонение от номиналов элементов или требуемого усиления для заданной схемы активного фильтра можно непосредственно связать с параметрами чувствительности схемы. Чувствительность S определяется как выраженное в процентах изменение характеристики схемы при частичном изменении одной из независимых переменных в схеме. Чувствительность данного характеристического параметра, например избирательности Q активного фильтра относительно частичного изменения схемного параметра, определяется в следующем виде: х

pQ/Q дХ/Х

XRQ Q дХ'

где X может быть любым из параметров пассивных элементов или усилителя. Например, запись SRJ(G>O) = - 0 , 5 , где ЮО = 27TFO, A RI—сопротивление активного фильтра показывает, что too уменьшается на 0,5 %, если R| увеличивается на 1%. В табл. 9.1 приведены основные характеристики фильтров второго порядка различного типа. Фильтр Батгерворта характеризуется тем, что его амплитудно-частотная характеристика АЧХ в пределах полосы пропускания близка к равномерной. Поэтому этот фильтр используют тогда, когда желательно иметь постоянный коэффициент усиления для всех частот полосы пропускания. Фильтр Батгерворта дает нелинейную фазочастотную характеристику. Таблица Характеристики фильтров второго порядка Тип фильтра

а

Отношение ОдгЛф

Батгерворта

1,414

1,00

Бесселя

1,732

0,785

1,578

1,390

неравномерность 1 дБ

1,059

1,218

неравномерность 2 дБ

0,886

1,074

неравномерность 3 дБ

0,766

1,000

Чебышева: неравномерность 0,5 дБ

9.1

Характеристика фильтра Чебышева имеет волнообразные зубцы в полосе пропускания и равномерна в полосе подавления. Количество зубцов в таких фильтрах тем больше, чем больше его порядок. Амплитуда этих зубцов может быть задана в процессе проектирования. Фильтр Чебышева обеспечивает на переходном участке крутые характеристики. Фазочастотная характеристика фильтра Чебышева еще более нелинейна, чем у фильтра Баттерворта. Наклон характеристики у фильтра Чебышева может превышать 6 дБ на октаву на один полюс. Зависимость ослабления в децибелах на переходном участке для этого фильтра от частоты имеет вид OS = 20IgE + 6(n - 1) + 20nlg(co/coCp), где n — порядок фильтра, юср = 27tfcp, Е—постоянная, принимающая значение от 0 до 1 и характеризующая неравномерность характеристики в полосе пропускания. Фильтры Бесселя обладают линейной фазовой характеристикой. Эти фильтры в отличие от фильтров Баттерворта и Чебышева практически не дают выбросов при подаче на вход ступенчатых сигналов, поэтому их применяют для фильтрации прямоугольных импульсов без изменения их формы. Фильтры Бесселя дают наклон меньший 6 дБ на октаву. Частота среза фильтра Бесселя определяется как частота, на которой запаздывание по фазе © равно половине запаздывания, максимально возможной для данного фильтра ©(fcp) = ©max/2 = (птс/2)/2рад, где © — запаздывание по фазе.

9.2.1.Типовые схемы активных фильтров Схема одного из популярных фильтров Саплена и Кея нижних частот второго порядка представлена на рис. 9.47, а. Каждая из RC цепей вносит наклон 6 дБ на октаву на переходном участке. Сопротивления RA и RB определяют коэффициент затухания. Характеристика вблизи края полосы пропускания формируется за счет обратной связи через конденсатор С]. Есди R, = R2 и Ci = С 2 , то методика расчета фильтра достаточна проста. Расчет фильтра начинается с выбора его типа и определения величины f cp . 1. Из табл. 9.1 для выбранного типа фильтра выбираем отношение f;WfcP = d и определяем величину f cp = f3flg/d. 268

2. Выбираем величину LC, С = Ci = С2 и рассчитываем веR* личину R из соотношения ?г U. f c p = l/(27tRC), R = R, = R2. "Т Возможно, пп.1 и 2 придется повторить, чтобы велиRe чина R лежала в разумных преа) делах. 3. Из табл. 9.1 находим ве4 личину коэффициента затухаи ния. 4. Выбираем подходящее значение RA, которое удобно 0* выбирать равным R, и находим б) величину Rb = (2 - a)R A . Р и с . 9.47. Фильтры Саллена и Кея низких (а) и верхних (б) частот 5. Находим коэффициент усиления в полосе пропускания по формуле K „ = R B / R A + 1 . Схема фильтра верхних частот Саллена—Кея с равными компонентами приведена на рис. 9.47, б. Каждая из RC цепей вносит наклон по 6 дБ на октаву. Характеристика вблизи края полосы пропускания формируется за счет обратной Связи через сопротивление R|. При расчете параметров фильтра, как и для фильтра нижних частот, с помощью табл. 9.1 находится величина f cp = f 3 дБ/d. Полагая, что С = Ci = С2 и R = Rj = R2, выбираем величину С и из соотношения f c p = l/(27tRC). Из табл. 9.1 находим величину а, соответствующую выбранному типу фильтра. Задавая величину RA, находим RB, RB = (2 — a)RA. По формуле Kn = Rb/Ra + 1 находим коэффициент усиления в полосе пропускания. Оба фильтра (верхних и нижних частот) Саллена и Кея настраивают следующим образом. 1. Величина f cp устанавливается совместным изменением Q и С2 и Ri и R2. 2. Величина а устанавливается изменением Rb. Схема простого и хорошо работающего полосового фильтра с умеренными добротностями (имеет Q порядка 10) приведена на рис 9.48, а. В ней часть характеристики, соответствующая фильтру низких частот, обеспечивается элементами R b С ь а часть характеристики, соответствующая фильтру верхних частот, обеспечивается элементами R2, С2. Парал-1 лельное включениеR3, С] в цепи обратной связи обеспечивает положение максимума АЧХ вблизи частоты f0. Сопротивление R2 не обязательный 269

С,

элемент. Оно служит для увеличения RBX и обеспечивает возможность задания коэффициента усиления в полосе пропускания. Процедура расчета фильтра по схеме рис 9.48, а без сопротивления R2 состоит из следующих этапов. 1. Выбираются значения частот среза f\ и f 2 и находятся величины: fo

и Q = fo/(f 2 -f.>.

Если Q < 15, оставляется схема рис 9.48, а, если Q > 15, то выбирается более сложная схема, например схема биквадратного фильтра. 2. Выбирается тип ОУ такой, что его коэффициент усиления должен удовлетворять соотношению A >2Q2. 3. Для схемы рис. 9.48, а полагаем Ci = С2 = С и находим Ri = l/4Ttf0QC и R3 = l/2nf 0 C. 4. Рассчитываем К п : К п =2Q 2 . Процедура расчета схемы с резистором R2 отличается тем, что после определения параметров fo, Q и С выбирается желаемое значение К п из условия K n < v . Расчет резисторов схемы производится по формулам R ,

=

Q/(27tfoCK„);

R

2

=

Q / [ 2 n f

0

C ( 2 Q

2

-

К

п

)];

R

3

=

2Q/(27if

Далее проверяется значение Кп: K„ = R3/2Ri. Настройка схемы осуществляется следующим образом. 258 270

0

C)

.

1. fo устанавливается с помощью одновременного изменения С] и С2 или R| и R2. 2. Q устанавливается с помощью изменения величин отношения R3/R1, причем величина произведения R( и R3 должна оставаться постоянной. 3. Коэффициент усиления в полосе пропускания устанавливается с помощью резистора R2. Биквадратный (биквадный) фильтр — это стабильный фильтр, позволяющий в случае использования его в качестве полосового достигать добротности, превышающие 100. Он легко соединяется в последовательные схемы для получения многокаскадных фильтров. Одним из свойств этого фильтра является неизменность его полосы пропускания при изменении средней частоты, так что в настраиваемых биквадратных фильтрах добротность увеличивается с ростом частоты. Схема биквадратного полосового фильтра приведена на рис. 9.48, б. Схема состоит из двух интеграторов, включенных через инвертирующий усилитель. Если Ri =R 2 , то Kn = R,c/R|. Работает биквадратный фильтр следующим образом. Суммирующий интегратор А] вычитает из входного напряжения выходной сигнал фильтра низких частот (они сдвинуты по фазе на 180°). На частотах, лежащих ниже переходного участка, эти сигналы взаимно уничтожаются и выходной сигнал отсутствует. Когда частота достигает переходного участка, выходной сигнал больше не может компенсировать входной сигнал, поэтому на выходе биквадратного фильтра появится ненулевой сигнал. На частотах выше f 0 суммарный спад частотной характеристики двух последовательно соединенных интеграторов обеспечивает ослабление выходного сигнала, и таким образом формируется характеристика полосового фильтра. Процедура расчета биквадратного фильтра состоит из следующих этапов. 1. Выбираются fj, f 2 и К п . Вычисляются f 0 и Q f 0 = д/f,f2, Q = fo/(f2 - fi). 2. Вычисляется параметр сг: ст = Q/Кп. 3. Вычисляются R| и RK: R| = c r / 2 7 t f o C , RK = Q / 2 7 i f 0 C . 4. Полагаем, что R = R2 = R3 = R) = R5, и вычисляем R: R = l/27tf0C. 5. Рассчитываем RK0Mn = RK || Ri || R2Настройка схемы производится в такой последовательности: — устанавливается 1J) изменением R2; — устанавливается Q изменением RK; — устанавливается К п изменением Rj.

9.2.2. Методы расчета фильтров на основе анализа передаточных функций

I ФВЧ f c =l/2n: RC; а = 1 ; к=1

ФНЧ f c( ,=l/2;i RC; а = 1 ; к=1

В практических приложениях для расчета активных фильтров широко используют амплитудно-частотные (АЧХ) и фазочастотные характеристики (ФЧХ) фильтров. Причем аппроксимация их характеристик сводится к выбору таких коэффициентов полиномов передаточных функций, которые в том или ином смысле обеспечивают приближение к желаемым АЧХ и ФЧХ [47]. В фильтре Баттерворта нормированная АЧХ имеет вид |A(w)| = l / V w 2 n + l ,

Полосовый фильтр а = 1 f = l / 2 ; i R,C,; f 2 =l/2n R,C,; K=R/R, Р и с . 9.49. Типовые схемы фильтров первого порядка

Если нужен фильтр с числом полюсов,большим двух, то его легко можно построить, соединив последовательно несколько фильтров более низкого порядка. Последовательное соединение фильтров первого и второго порядков могут дать схемы фильтров любого порядка. Фильтры нечетных порядков обычно строят из фильтра первого порядка, стоящего на входе нужного числа фильтров второго порядка. Фильтры четных порядков строятся из п/2 каскадов второго порядка. Следует иметь в виду, что каскадное соединение фильтров снижает его полосу пропускания. Неравномерность характеристики многокаскадного фильтра выше неравномерности каждого из фильтров, поскольку К = KiK2 = = К,(дб) + К2(дб). Для получения наилучших результатов при конструировании многокаскадных фильтров оказывается необходимым использовать каскады с неодинаковыми значениями а и, если фильтр не является фильтром Баттерворта, — fcp. При этом можно использовать одни и те же схемы, но с разными параметрами. Если ширина полосы пропускания полосового фильтра больше, чем 50 % от fo, рекомендуется строить его из двух фильтров верхних и нижних частот, соединив эти фильтры каскадно. Примеры реализации фильтров первого порядка приведены на рис. 9.49. 272

(9-26)

где w = to/toc — относительная (безразмерная) частота; шс — частота среза; п — порядок фильтра. Все производные функции 9.26 от первой до 2п — 1 включительно в точке w = 0 — равны нулю, поэтому фильтр Баттерворта называют фильтром с максимально плоской АЧХ. В фильтре Чебышева аппроксимирующая функция выбирается так, чтобы в полосе пропускания фильтра получить отклонение его АЧХ от идеальной, не превышающее некоторой заданной величины. За пределами полосы пропускания фильтр должен иметь возможно меньший коэффициент передачи. При таких исходных условиях наилучшей оказывается аппроксимация вида |A(w)| 2 =l/[l+e 2 T 2 (w)], где е — некоторый постоянный коэффициент, определяющий неравномерность АЧХ фильтра в полосе пропускания, а Тп—полином Чебышева первого рода п-го порядка. В полосе пропускания квадрат АЧХ |A(w)|2 фильтра Чебышева колеблется между уровнями [1 -ь 1/(1 + е)2], причем число таких колебаний тем больше, чем выше порядок фильтра. Амплитуда этих колебаний одинакова. В инверсном фильтре Чебышева АЧХ монотонно изменяется в полосе пропускания и пульсирует в полосе заграждения. Для этого фильтра |A(w)|2 = - 2 2 1+в Т (1/со) • В полосе заграждения |A(w)|2 пульсирует в диапазоне [0 4- е2/(1 + е2)]. В общем виде передаточные функции фильтров могут быть разложены на сомножители 2-го и 1-го порядка. В случае четного п передаточная функция фильтров низких частот, так называемых полиноминальных фильтров — Баттерворта, Чебышева, Бесселя, имеет вид 273

n/2 cxo. W(p)=n z w p + рЬ(сос + C &

(9.27)

Инверсный фильтр Чебышева и эллиптический фильтр, которые относят к нейолиноминальным фильтрам для фильтров нижних частот, имеют передаточные функции вида

.

ва и эллиптического фильтра АЧХ в полосе пропускания пульсируют между уровнями 1/(10ч1/2°) и 1. Для фильтра типа Саллена—Кея (см. рис. 9.47, а) передаточная функция имеет вид W(p) =

В работах [16,47] приводятся таблицы коэффициентов a, bj с* для различных фильтров различных порядков. В табл. 9.2 даны коэффициенты для наиболее распространенных практических схем. Таблица

9.2

Таблица расчетных коэффициентов

Фильтр Батгерворта Фильтр Чебышева q t — 0,5 дБ Фильтр Чебышева qi = 1 дБ Фильтр Чебышева qi = 2 дБ Инверсный Фильтр Чебышева q2 = -40 дБ Эллиптический фильтр qi = 2 дБ q2 = -40 дБ Фильтр Бесселя

b с b с

ь с

b с а b с а b с а b

б 2 3 0,5176 1.4142 1,9319 1,0000 1,0000 1,0000 0,1553 0,1243 0,5796 1,0230 0,5900 0,1570 1

1,0977 1,1025 0,8038 0,8231 100,99 1,4141 1,5214

0,2791 0,6737 0,1244 0,9865 0,2794 0,9907 0,2098 0,5064 0,0939 0,9287 0,2216 0,9660 4,7485 27,676 2,1487 0,6892 2,0315 0,3791 0,4478 1,0514 0,3176

0,3398 0,4641 0,5577 0,1247

65,875 0,7987 0,8293 3,0000 3,0000'

2,2207 10,214 1,5696 7,6393 1,1786 0,5545 0,1518 0,4905 0,1704 0,0317 0,2991 0,9598 0,2315 0,7759 0,9905 5,7924 4,2076 5,0319 8,4967 7,4714 9,1401 11,488 26,514 18,801 20,853

0,2567 0,5329 4,0094 1,3338 0,7965

W(p) =

2 9 )

29,927 2,5582 1,0142

R2 / R, 1 + pC 2 (R 2 + R 3 +R 2 R 3 / R ^ + p ^ C j R j R j

(9.30)

Если сравнивать выражения (9.29) и (9.30) с выражениями (9.27) и (9.28), можно сделать вывод о том, что схемы, представленные на рис. 9.47, а и 9.50, пригодны лишь для реализации полиноминальных фильтров (Батгерворта, Чебышева и Бесселя). Более универсальным фильтром является биквадратный фильтр, один из вариантов схемы которого приведен на рис. 9.51. Для этой схемы

W,(p) =

U — F R » ,

UBX(p)

0,3506 0,0999

• В таблице Обозначены: qi — уровень минимумов пульсации АЧХ в полосе пропускания (уровень максимумов принят за 0 дБ); q2 — уровень максимумов пульсации АЧХ в полосе заграждения (между этими максимумами АЧХ спадает до нуля). Уровень - 40 дБ соответствует 1 %. Коэффициенты aj bj q, приведенные в табл. 9.2, рассчитаны так, что на частоте Юср АЧХ фильтров Батгерворта и инверсного фильтра Чебышева имеют спад около - 3 дБ (уменьшаются до уровня 1/ л/2). Для фильтров Чебыше274

'

Для фильтра, изображенного на рис. 9.50 и называемого структурой Рауха,

н Р + pbjCO, +с;сос

4 2 1 1 2 1,4142 0,7654 1,8478 1,0000 1,0000 1,0000 1,4256 0,3507 0,8467 1,5162 1,0635 0,3564

( 9

(9.28)

wao-fl^-ffo'?.

Порядок фильтра номер звена

1 + RB/RA 1 +pC 2 (R, +R 2 )-pC,R,R B / R a + p 2 C , C 2 R I R 2

R< _ R*R [ R, - + pC2 5 A6 I 2 R R 2 L(^R, R 8 ' ' , R

8

UBX (p)

R

R

2

7

2

l + pC 2 R 3 R 5 R 6 /(R 2 R 4 ) + p C,C2R3 5 6 / R , R

w2(p) = U.b,2(P)_

R, l _ „ 2 r r R 3 R 5 R 6 P J 2 R R 7J • ' ' 7

6

R

l

R R

3 [ R6

2

V

R

R

7

5 R

R

4

6 R

R R

;(9.31)

(1 + pC,R 2 ) 8

/

1 + pC 2 R 3 R 5 R 6 / (R 2 R 4 ) + p 2 C,C 2 R 3 R 5 R 6 / R<

. (9.32)

Если принять R1R3 = R2R7, TO ДЛЯ (9.31) в качестве UBblX] можно использовать выходное напряжение звена эллиптического фильтра или инверсного фильтра Чебышева. Если же R7 = Rg = °о, то для (9.32) UBb]x2 соответствует звену второго порядка. Биквадратный фильтр менее чувствителен к неточности элементов и проще в настройке. Сопостав•ч ляя формулы (9.29)—(9.32) с форR, К 0-С мулами (9.27) и (9.28), нетрудно Ц А1 вывести формулы для расчета соТ г1 противлений и емкостей звеньев Р и с . 9.50. Фильтр со структурой Рауха второго порядка. 275

Передаточные функции фильтров верхних частот ФВЧ можно получить, воспользовавшись выражениями (9.27) и (9.28), если произвести замену р на со2 / р. Для неполиноминальных ФВЧ характер передаточной функции сохраняется, изменяются лишь ее коэффициенты. Таким образом, можно пользоваться теми же схемами, но с другими сопротивлениями и емкостями. Для полиноминальных ФВЧ меняется характер Передаточных функций. Во всех случаях параметры ФВЧ могут быть рассчитаны по данным табл 9.2 на заданной частоте среза f c = сос/(2тс). Исходными данными являются частота среза фильтра f c = сос/(2и) и коэффициент усиления звена в полосе пропускания — А. Расчет начинается с выбора емкости Сь причем рекомендуется Ci » 10/fc (мкФ), где f c — частота среза в герцах. Для схемы рис. 9.47, а определяются С2, Ri и R2 (значения а, Ь, с берутся из табл. 2.2): С2 < [А - 1 + b2/(4c)]Cj; R, = l/(7tfcC,)-y/[b + >

2

+ 4с(А-1)-4сС 2 / С , ] ;

R2 = l/[cC,C2R,(27rfc)2]. Если А = 1, то RA = оо; RD = 0; если А > 1, то RA = A(R, + R2)/(A - 1); RB = A(R| + R2). Для схемы, изображенной на рис 9.50, порядок расчета иной: 1. C,*10/f c ; 2. С2 < b2C|/[4c(|A| + 1)]; 2

3. R2 = (|А| + l)/(7tfcC,)/Ib + Л/Ь - 4с(| А|+1)С2 / С , ] ; 4. R, = R2/|A|; 5. R3 = l/[cC,C2(27tfc)2R2]. Для биквадратного полиноминального фильтра (см.рис. 9.51) с выходным напряжением UBblx2: R7 = со; Rj = oo; С| = 10/Тс(мкФ); С2 = Сь R, = l/(27tfcC,); R, = R, = R5; R, = R4/(Ac); R2 = R,/b; R6 = R4/C. Для биквадратного полиноминального фильтра с выходным напряжением ивых1: С, = 10/fc; С2 = С,; R, = a/(Abc27tfcC,); R2 = l/(b27tfcC,); R, = R3; R3 = l/27tfcC,; Rj = CjRa/C; Re = l/(27tfcCrTc); R7 = aRa/(Ac); Rs = l/(A27tfcC2-s/c). 276

9.2.3. Подавление помех активными фильтрами Эффективным способом подавления продольных помех, как было показано выше, является применение дифференциальных схем подавления синфазных помех и применение гальванических развязок. Одним из эффективных способов подавления дифференциальных помех, если спектры мощности помех и сигналов не совпадают, является фильтрация сигналов. Для оценки степени «засоренности» полезного сигнала помехами используют известное отношение «сигнал — шум» (С/Ш)—Ч^ых. Через это отношение удобно, например, выразить степень улучшения качества сигнала дифференциальным усилителем с высоким коэффициентом ослабления синфазного сигнала. Если отношение с/ш на входе усилителя обозначить как Твх, то на выходе это соотношение будет определяться: YBbIX = Ч'вхК^с,

(9.33)

где Косс = Кпс/Кпсс — коэффициент ослабления синфазного сигнала, Кпс — коэффициент передачи полезного сигнала, Кпсс—коэффициент передачи синфазного сигнала помехи. В общем случае как полезный сигнал, так и сигнал помехи можно считать случайными функциями времени, свойства которых задаются вероятностными характеристиками. Часто бывают известны две из них: интенсивность сигнала (задаваемая либо среднеквадратичным значением, либо среднеквадратичной погрешностью) и граничная частота спектра сигнала'сорр, определяемая полосой частот, в которой сосредоточена большая часть мощности сигнала На рис. 9.52 приведен пример спектрального состава полезного S0(co) и шумового S„(co) сигналов е граничными частотами спектра corpc и С0гр>п соответственно. Если на выходе устройства, несущего полезный сигнал и сигнал помехи, поставить фильтр нижних частот с частотной характеристикой 277

Кф(ю), которая согласована со спектром полезного сигнала (пропускает без подавления полезный сигнал), то для этого примера нетрудно видеть, что значительная Р и с . 9.52. Подавление помех фильтрами часть сигнала помехи будет подавлена. Отношение с/ш на выходе фильтра можно оценить по приближенной формуле:

R и С мостовой схемы фильтра. На рис 9.53, б приведены частотные характеристики фильтра с регулируемой добротностью.

У ф = 0,5vFy((orpn/®cp),

9.3. НЕЛИНЕЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

S«D)

(9-34)

где Т у — отношение сигнал/шум на выходе усилителя, после которого осуществляется фильтрация. Если обеспечить реализацию комплексного подавления помехи (нормализацию сигнала) с помощью схемы синфазного подавления и с помощью схемы фильтрации, то совместная запись выражений (9.33) и (9.34) позволяет получить соотношения; Ту V »

Т вых ,

= ОДо^Юер)^ .

При оценке реально достижимого отношения с/ш для рассматриваемого случая необходимо учитывать несколько взаимно противоречивых факторов. Понижение частоты среза фильтра низких частот приводит к улучшению подавления помех, но нельзя соср выбирать ниже граничной частоты спектра полезного сигнала, чтобы не искажать полезную информацию. С другой стороны, любой НЧ-фильтр — это инерционная динамическая система, и с понижением соср ее инерционность растет. Эти соображения необходимо учитывать при реализации любых фильтров. Кроме того, учитывая качество сигнала, необходимо иметь в виду, что нет смысла «давить» шумы существенно ниже, чем погрешность регистрации полезного сигнала. В [17] приведена практическая схема режекторного фильтра с высокой добротностью, которая рекомендуется для подавления сетевой помехи частотой 50 Гц (рис 9.53, а). Для этой схемы частота режекции определяется выражением f p = l/27tRC, откуда могут быть рассчитаны значения 278

Р и с . 9.53. Режекторный фильтр подавления сетевой помехи

9.3.1, Сравнивающие устройства (компараторы) Большой коэффициент усиления ОУ в линейном режиме обеспечивает весьма малую (порядка долей милливольт) разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами. На этом свойстве основано построение различных устройств сравнения (компараторов). Простейшая схема такого устройства приведена на рис. 9.54, а. В этой схеме стабилитрон включен для ограничения выходного напряжения уровнем напряжения стабилизации и вых = UCT и прямого напряжения на стабилитроне U*. Изменение полярности напряжения и вых происходит при переходе через ноль напряжения U„, то есть при UBX = U^Ri/Rj). Схемы с аналогичными характеристиками могут быть использованы для фиксации момента достижения входным сигналом заданного уровня (порога). На рис. 9.54, б показана временная диаграмма работы компаратора, настроенного на величину порогового напряжения Еп. При использовании сумматора на входе компаратора можно реализовать схемы линейного порогового элемента, которые широко используются, например, при реализации функции нейронного элемента в теории распознавания образов (рис. 9.54, в). Эта схема воспроизводит функцию вида: Y = sign

и

где aj—весовые коэффициенты, задаваемые переменными резисторами. Сравнивающие устройства можно выполнять на ОУ без обратной связи, используя свойства выходных каскадов входить в режим насыще279

1

"1

> с H J 11\

uJL AE

.U-

•R2 R.

'

E„, ui,

б)

Р и с . 9.55. Компараторы с петлей гистерезиса

точны, но обеспечивают согласование сигналов с цифровыми элементами [16]. Приведенные схемы обладают низкой помехозащищенностью, поскольку наличие помехи в районе порога срабатывания может приводить к ложным срабатываниям. Для повышения помехозащищенности устройств сравнения или для образования двух порогов переключения вводят цепь положительной обратной связи (рис. 9.55, а). Цепь обратной связи образует в передаточной функции ОУ гистерезис шириной ДЕС = ЕП2 - ЕПЬ Наличие указанной связи позволяет сохранять одно из двух устойчивых состояний или и вьж , даже если UBX = 0. Пороги переключения Е„1 и Е„2 легко найти из условия равенства напряжений U„ и UH, пренебрегая, например, влиянием входных токов: Р и с . 9.54. Варианты схем реалюации компараторов

ния (рис. 9.54, г). Эти схемы обладают хорошей точностью и низким быстродействием из-за того, что необходимо время на восстановление транзисторов выходных каскадов. Общее быстродействие ухудшается еще и инерционностью стабилитрона. Повышение быстродействия достигается при использовании специальных схем интегральных компараторов (рис. 9.54, д). Эти схемы менее 280

ЕЙ = и;ы E„I =

АЕС _= 1 + R| / R 2 1 + R4 / R 3

„

2 +Eon i+r 4 /r 3 1 +

I T

R

'

/

R

R,

r7 >0;

+ Е„ i < 0 i

'

i+r 4 /r, _

"ux

1 + R,/R2

R,

= 2U+

jj-

• U

+

ВЫХ

=

1 + R,/R2 1 + R4 / R 3

— И 8ЫХ

281

Если включить ограничивающий диод (штриховая линия), то Enl*Unb--U*1 + R'/R2 1 + R4 /R 3 R,

Р и с . 9.56. Схема передачи большего входного сигнала

Компаратор с петлей гистерезиса можно построить и на специальных интегральных элементах, например по схеме, изображенной на рис. 9.55, б. Такая схема имеет пороги срабатывания:

ЕП1 ~

ивых 1+R3/R2

Е„2 -

и0 Еоп -<0 1 + R3 / R 2 1 + R 2 / R

а)

Еоп >0; I + R2/R;

ВЫХ

и ширину гистерезиса: AEC = ( U L - U l ) / ( 1 + R 3 / R 2 ) . В некоторых системах обработки сигналов требуется не только сравнить два сигнала, но и передать без усиления больший из них. На рис. 9.56 показан вариант реализации схемы, обеспечивающей такую возможность. Когда UBXi > UBx2, то ток 1вых = I , диод Д1 заперт и UBXi поступает на выход. Когда UBx2 >UBXl, заперт диод Дг, а ток 1выХ = Пых = (UBx2 - UBXi)/Ri создает на Rj, падение, напряжения, равное UBx2 -

и вХ 1.,

9.3.2. Аналоговые ключи и схемы управления коэффициентом усиления на их основе Аналоговые электронные ключи должны обладать высокой точностью передачи сигнала и высоким быстродействием; управляются они обычно от цифровых схем. На рис. 9.57, а показана схема, обеспечивающая коммутацию сигналов с напряжением ±10 В, с погрешностью ±0,2 %, с быстродействием 6 мкс [43]. Поскольку для управления используются низковольтные сигналы ( + 5 В), а для переключения полевых транзисторов необходимо напряжение, превышающее диапазон изменения UBX, в схему вводятся биполярные транзисторы. 282

В этой схеме при наличии управляющего положительного сигнала транзистор VTi заперт, а отрицательным потенциалом от источника питания открыт ключ VT3. Входное напряжение попадает на выход 1 через операционный усилитель А]. Транзистор VT2 открыт от отрицательного источника питания, а его коллекторный переход запирает ключ VT4, выключая усилитель А2. При подаче логического нуля (0 -s- 0,4 В) на управляющий вход транзистор VTi отпирается, в результате чего на коллекторе образуется положительное напряжение, запирающее VT2 и VT3. На затвор VT4 через делитель поступает отпирающее отрицательное напряжение^ входное напряжение переключается на вход усилителя А2 и далее на выход 2. Аналоговые интегральные ключи выполняются, как правило, на основе МОП-транзисторов, они удобны тем, что, во-первых, в открытом состоянии пропускают ток в обоих направлениях, и при этом в канале отсутствуют паразитные источники напряжения и, во-вторых, цепь управления МОП-транзистора электрически изолирована от сигнальной цепи. Сопротивление канала открытого МОП - транзистора составляет 10—1000 Ом. Качество закрытого ключа характеризуют током утечки, который обычно лежит в диапазоне 0,1—100 нА. 283

На рис. 9.57, б показана схема аналогового ключа на микросхемах типа КР590КН8А,Б. Эти схемы содержат по 4 транзистора с и-каналом; на рисунке для упрощения показано два. Транзисторы КН8А используются как ключевые, а КН8Б предназначены для построения управляющих каскадов ключей. Стабилитроны Дь.Дг и резисторы R b R2, подключенные к затворам транзисторов, предназначены для согласования напряжений. Предположим, что управляющие напряжения U| и U2 могут принимать двазначения О В и + 5 В. Если напряжения пробоя стабилитронов Д| и Д2 = 13 В, то потенциалы затворов Ti и Т2 будут равны -12 (О В на Uyi,p) или - 8 В ( + 5 В н а Uynp). На исток этих транзисторов подается напряжение - 12 В, поэтому в первом случае напряжение затвор-исток равно нулю (транзистор закрыт), во втором случае равно + 4 В (транзистор открыт). Напряжения ±12 В, получаемые на истоках транзисторов T t , Т2, подаются на затворы ключевых транзисторов Т3, Т4, замыкая или размыкая связи между контактами 1—4 и 2—8. Рассмотренные микросхемы предназначены для построения быстродействующих ключей (время включения 3—5 не), поэтому они выполнены на быстродействующих пМОП-транзисторах. При этом технологически удается расположить на кристалле только сами транзисторы. В большинстве случаев для построения ключей используют комплементарные МОП-транзисторы (КМОП) так, что каждый ключ состоит из параллельно включенных пМОП- и рМОП-транзисторов. Это позволяет получить практически постоянное сопротивление открытого ключа вне зависимости от направления и значения проходящего тока. Кроме того, в состав микросхем обычно вводят формирователи управляющих сигналов, обеспечивая их совместную работу с цифровыми микросхемами. Следует отметить, что для своего управления такие ключи требуют входного сигнала 4 В и более, поэтому на управляющих выходах TTJI-микросхем ставят сопротивления в несколько кОм, подключаемые к источнику питания. Типичные представители интегральных ключей имеются в сериях К590 и К591. Сопротивления открытых аналоговых ключей и ток утечки закрытых достаточно сильно зависят от температуры. Например, у открытого КМОП-ключа сопротивление практически линейно возрастает с коэффициентом 2—5 % на 10е С, а ток утечки закрытого ключа увеличивается примерно в 2 раза при увеличении температуры на 10°. В задачах съема и обработки медико-биологической информации часто приходится сталкиваться с сигналами, изменяющими амплитуду в широких пределах (большие динамические диапазоны) так, что использование масштабного звена на ОУ с фиксированным коэффициентом усиления не дает удовлетворительных результатов. В этом случае можно использовать схемы с электронной перестройкой коэффициента усиления с 284

IW и,.,, и „

R, Г Т ^ Г ^ г ^ и„

^

-

АГ

а)

U. Ч

ЁьПЗ

^ ^ А1 б)

пэ иХ

Р и с . 9.38. Схемы с управляемым коэффициентом усиления

помощью транзисторных ключей или соответствующих микросхем, реализующих функции аналоговых коммутаторов. Пример такой схемы с регулировкой коэффициента усиления по цепи обратной связи приведен на рис 9.58, а. В этой схеме подача управляющего напряжения U^p, открывает соответствующий транзистор VTj, закорачивая соответствующий резистор Roi в цепи обратной связи, уменьшая тем самым общую величину Roc, а следовательно, и коэффициент передачи ОУ. Для схемы рис 9.58, а 258 284

справедливо соотношение UBbIX = -UBX - Roc/Ri- Для более точных расчетов при определении величины Roc учитываются не только замкнутые ключи, но и сопротивления открытых ключей г0 и токи утечки 10 закрытых ключей. Для реализации автоматической перестройки с целью предотвращения выхода ОУ на нелинейный участок из-за высоких значений входного сигнала можно использовать пороговые элементы, фиксирующие уровни выходных или входных напряжений ОУ. На рис. 9.58, б показана схема изменения коэффициента усиления ОУ при достижении заданного выходного напряжения Un, на который настраивается пороговый элемент ПЭ и который управляет отпиранием ключа VTi. На рис. 9.58, в показан вариант схемы автоматического управления коэффициентом усиления несколькими пороговыми элементами, отслеживающими разные величины входного напряжения Uni, U„2, и„з и U„4. На усилителе А2 собрано согласующее масштабное звено (для разгрузки источника входного напряжения). Часто для управления коэффициентом усиления в автоматическом режиме используют ЭВМ, которая передает код преобразуемого коэффициента усиления через согласующие устройства на управляющие входы ключей. В ряде практических задач возникает необходимость управления коэффициентом передачи с помощью непрерывного управляющего сигнала. В этом случае можно также создавать управляемые сопротивления как по цепи обратной связи, так и по цепи входного сопротивления. На рис. 9.58, г изображен вариант практической схемы управления коэффициентом усиления масштабного звена по цепи входного сопротивления. Ниже будут рассмотрены варианты управления коэффициентом передачи аналогового сигнала с помощью других схемотехнических решений, например с помощью умножающих цифроаналоговых преобразователей.

9.3.3. Множительно-делительные устройства В устройствах обработки информационных сигналов часто возникает потребность в схемах, выполняющих нелинейные математические операции над параметрами этих сигналов (например, умножение, деление, логарифмирование и т. п.), с помощью которых удается рассчитать ряд важнейших диагностических показателей. Для выходных параметров таких схем характерна нелинейная зависимость между информационными параметрами входных сигналов. Вид этой зависимости определяет класс соответствующей расчетной схемы, среди которых большое место занимают множительно-делительные устройства. Анализу принципов построе286

ния таких схем посвящено большое количество работ, поэтому остановимся лишь на некоторых принципиальных моментах проектирования этих схем. Множительно-делительные устройства классифицируются по структуре—замкнутые (с контуром обратной связи) и открытые (или параметрические); по принципу действия—прямые, косвенные и комбинированные; по возможности работы с входными сигналами различной полярности и т. п. К схемам прямого действия относятся устройства, выполняющие множительно-делительные операции без промежуточных математических преобразований. В схемах косвенного действия используются промежуточные математические операции, например логарифмическое преобразование входных сигналов. Таким образом, у разработчика имеется достаточно большой выбор схем решения этого узла устройства обработки исходя из заданного динамического диапазона изменений входных сигналов, диапазона изменений выходного параметра, точности вычислений этого параметра и др. Ряд типовых функциональных зависимостей может быть воспроизведен с помощью аналоговых перемножителей напряжений. На практике используются две основные схемы перемножителей: на основе логарифмических усилителей с последующим сложением или вычитанием и потенцированием (перемножители косвенного действия) и на параллельно-симметричных транзисторных каскадах. Перемножители на логарифмических усилителях часто используют экспоненциальную зависимость тока I через открытыйр-и-переход полупроводникового диода от напряжения U на этом переходе. При напряжении на переходе U » 2 6 мВ справедливо соотношение U = (l/p)ln(I/Is),

(9.34)

где р = q/(mkT); Is — теоретический обратный ток /?-и-перехода; ш = = 1 -=- 2—поправочный коэффициент, зависящий от типа диода и величины тока через него; q — заряд электрона (1,6 • 10~19 Кл); к — постоянная Больцмана (к = 1,38 • 10"23 Дж/К); Т — абсолютная температура; величина 1/р при Т = 300 К и m = 1 равна примерно 26 мВ. Приведенная зависимость для диодов соблюдается достаточно точно в диапазоне изменения тока на одну-две декады. В области малых токов она искажается за счет изменения коэффициента т ; при больших токах сказывается падение напряжения на объемных сопротивлениях электродов диода. В диодных схемах имеются значительные температурные зависимости. Большая точность достигается за счет применения специаль287

ибЭ4 = -(UBb,xi - и 6э3 ) = (l/p)ln((U1U3R2)/(U2IsRlR3)). Коллекторный ток транзистора VT4 определяется формулой 1К4 =

IE

M U

^

=

(U,U

3

R

2

)/(U

2

R

1

R3).

В итоге получим и„ых -

б) Р и с . 9.59. Типовые схемы умножителей напряжения

ных транзисторов (трансдиодов), у которых величина ш = 1 и не зависит от тока. На рис. 9.59, а показана схема перемножителя с применением транзисторов. В этом перемножителе выходное напряжение логарифмирующего каскада U m j x i определяется разностью базоэмиттерных напряжений транзисторов VTi и VT2. При этом коллекторные токи транзисторов поддерживаются усилителями Ai и А2 на уровнях соответственно U|/R| и U2/R2. Все транзисторы входят в одну микросхему, что позволяет считать их параметры почти одинаковыми. Для UBbIxi с использованием уравнения (9.34) можно записать: и вых) = и бэ2 - и 6э1 = (1 /p)ln(U2/(IsR2)) - (l/p)ln(U,/(IsR,)), а для перехода транзистора VT3: Ufo3 = (l/n)ln(U 3 /(№j)). На эмиттер транзистора VT4 подается разность напряжений UBUXi и и6эз- Учитывая, что база VT4 заземлена, можно записать: 288

Ik4R4

^ U,U, R 2 R 4 U2 R,R3 —

Если все транзисторы находятся в одинаковых температурных условиях, то изменение температуры окружающей среды не будет влиять на работу схемы. Устройство работает при условии, что Ui, U2, U3 > 0. Резисторы R5 и R6 повышают устойчивость работы схемы. Погрешность работы устройства после подстройки смещений и масштабного коэффициента может составить 0,1—0,5 % при изменении входных сигналов в диапазоне 0 - + Ю В. Перемножители на параллельно симметричных транзисторах также используют экспотенциальную зависимость тока коллектора от его базоэмиттерного напряжения. Подробно принципы их работы рассмотрены в [16] на примере построения типового умножителя на микросхеме К525ПС1. Разберем подробнее работу схемы более удобного умножителя К525ПС2, представляющего собой функционально законченное устройство (рис. 9.59, б). Этот умножитель имеет три сигнальных входа X, У, Z и три входа для регулировки смещений Хсн, Усм, Выходной сигнал снимается со встроенного операционного усилителя. Регулировку масштаба можно производить с помощью делителя, установленного, например, на входе У, как показано на рисунке. На схеме рис. 9.59, б выход соединен со входом Z. При таком включении реализуется операция перемножения по формуле UBblx = U | U2/10. Другие виды возможных функциональных зависимостей между сигналами осуществляются иными внешними соединениями (см., например, рис. 9.60); для простоты резисторы смещения не показаны. Входные сигналы перемножителя К525ПС2 могут изменяться в пределах ±10,5 В, погрешность умножения не более 1%. В схемах перемножителей находят применение также микросхемы К140MA 1, К572ПА1 и другие, с помощью которых можно обеспечить погрешность 1 - ^ 3 % при входных сигналах ±10 В [16]. Ряд полезных для 900' 10 Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

б) ч Х|0—,

—'

и вых = ^J-IOB

UBbIX= VuBx10B

и,

Dfl = 201g (X2>max/X2,min) , при этом статическая погрешность деления не превышает заданной величины. Диапазон измеряемых отношений также можно выразить в децибелах: Dr = 201g (Гщах/Гтт) » где г тах и rmj„—максимальное и минимальное значения отношения сигнаXI>MAX/X2,inin И Г Т ; П

=

X I > M I N / X 2 > M A X , a X I J M I N , Х ^ Т А Х » X 2 > M I N , Х2,ЩАХ

МИ-

нимальные и максимальные значения делимого и делителя соответственно. Делительные схемы характеризуются также частотным диапазоном, быстродействием, чувствительностью по Обоим каналам, а также погрешностями деления. Наиболее простой делительной схемой является схема косвенного действия на логарифмических усилителях (ЛУ) (рис. 9.61, а), в которой используется соотношение 290

Х,0

Х,0—

Х

Х20—. пнч

20 Гол"

ГПН

АД

10ga(Xi/x2) = lOgaXi - 10gaX2,

практики схем может быть получен на базе формирователей широтно-импульсных и частотно-импульсных сигналов. Для построения делительных схем также известен ряд принципов и схемных решений. Делительные схемы не измеряют отношение сигналов, а лишь преобразуют это отношение в напряжение, ток, частоту или код. При изменении входных сигналов в определенных пределах делительные схемы должны поддерживать выходной параметр у = xi/x2 — постоянным. Диапазон изменения входного сигнала делителя определяет динамический диапазон работы делительной схемы, который в децибелах выражается так:

=

ЛУ2

I—I

Р и с . 9.61. Варианты построения схем делителей напряжения

Р и с . 9.60. Варианты включения умножителя типа К325ПС2

л о в : ГТАХ

ЛУ,

где а — основание логарифма. Инвертор И и сумматор С в схеме на рис. 9.61, а позволяют вычислить значение отношения логарифмов, однако для получения величины отношения необходим еще блок потенцирования П. Практические схемы этого вида различаются в основном видом логарифмического преобразования, от которого в значительной мере зависят точность, динамический диапазон и сложность схем. Для их реализации используют логарифмирующие усилители, функциональные преобразователи с кусочно-линейной аппроксимацией логарифмической функции, операционные усилители с нелинейной экспоненциальной обратной связью и др. К этому же виду делительных схем относится и схема с функциональным преобразованием сигнала канала делителя в обратную величину (ОП-обратный преобразователь) с последующим перемножением (П-перемножитель) с сигналом канала делимого (рис. 9.61, б). Варианты схем деления этого типа отличаются способами преобразования сигнала делителя в обратную величину. Один из распространенных вариантов — использование времяимпульсного преобразования. Например, сигнал делимого управляет наклоном пилообразного напряжения генератора ГПН, а сигнал делителя задает частоту на выходе преобразователя напряжение — частота (ПНЧ) (рис. 9.61, в). Если период импульсов, управляющих частотой повторения ГПН, обратно пропорционален величине х2, то выходное напряжение, снимаемое с амплитудного детектора АД, равно у = С(х,/х 2 ). Рассмотренная делительная схема с времяимпульсным преобразованием далеко не единственная, нашедшая применение в практике проектирования медицинской техники. Широкое распространение схемы такого типа получили при разработке фотометрической аппаратуры, когда для вычисления фотометрических параметров требуется определение отно10* 291

шения амплитуд двух и более сигналов'. Схема на рис. 9.62 иллюстрирует принцип построения подобных устройств. Схема включает генератор пилообразного напряжения ГПН, скоР и с . 9.62. Схема делителя рость изменения напряжения на выфотометрических сигналов ходе которого регулируется сигналом делителя U2. Генератор тактовых импульсов ГТИ определяет частоту работы ГПН. Этот же генератор в начале цикла измерения устанавливает триггер Тр в состояние «1». Сигнал с ГПН поступает на схему сравнения СС, где он сравнивается с сигналом делимого Ui (рис. 9.62). В момент t„ оба сигнала равны. Этот момент фиксируется выходным импульсом схемы сравнения, который переводит триггер опять в состояние «О». Легко убедиться, что при идеальных схемах ГПИ и СС длительность импульса на выходе Тр пропорциональна отношению сигналов; остается только получить цифровой эквивалент его значения. Реально добиться высокого качества этих схем не удается, поэтому практические схемы более сложные. Параметры схем этого типа в основном определяются параметрами функциональных преобразователей сигналов делимого и делителя. Среди делительных схем прямого действия выделяют открытые (или параметрические) и замкнутые схемы. В схемах первого типа обратные связи отсутствуют и деление происходит либо за счет функционального преобразования нелинейным элементом, либо при использовании различных физических явлений — эффекта Холла, явления электромагнитной индукции, гиперболических характеристик некоторых полупроводниковых элементов. Такие устройства характеризуются погрешностью порядка нескольких процентов и узким динамическим диапазоном. В замкнутых схемах используются глубокие отрицательные обратные связи, что приводит к усложнению делительных схем, но позволяет получить высокие эксплуатационные характеристики (рис. 9.63). Широкий динамический диапазон (до 50 и более дБ) и высокая точность (порядка десятых долей процента) способствовали их широкому распространению. Принцип действия этих схем заключается в том, что коэффициент передачи прямой цепи К при помощи схемы автоматической регулировки усиления АРУ устанавливается обратно пропорциональным одной из 292

а)

б)

Р и с . 9.63. Делительные схемы с глубокими отрицательными обратными связями

входных величин: К = С2/х2, где С2 — постоянный коэффициент преобразования сигнала х2. При подаче второго сигнала Xi на вход прямой цепи выходная величина будет определяться как у = C 2 xi/x 2 . Для схемы на рис. 9.63, а получим k(Up) = ko-S(Up)U p ,

(9.35)

где S(UP) = dk(Up)/dUp — крутизна управления коэффициентом передачи, ко — начальный коэффициент передачи. В частном случае при ко = 0 и S(UP) = So цепь с управляемым коэффициентом передачи представляет собой идеальную множительную схему (МС). Так как U' = k(Up)U2, a AU = U' - Ui приближается к нулю при большом коэффициенте усиления цепи обратной связи (УОС), то k(Up) = Ui/U2. Нетрудно показать также, что Up = (l/So)(Ui/U2), то есть при использовании идеальной множительной схемы можно получить значение частного в аналоговой форме. Такое представление результата деления не получило широкого распространения, так как для этой схемы требуется обеспечение высокой точности и широкого динамического диапазона множительной схемы. В схеме на рис. 9.63, б процесс деления осуществляется более просто, без особых требований к управляющим элементам. В этой схеме использованы два элемента с управляемым коэффициентом передачи (MCi и МС2). Для канала передачи сигнала U2 можно записать: U' = k,(Up)U2 и AU = U' - U0 —> 0 . 293

Тогда u p = koc[ki(up)U2 - и 0 ],

(9.36)

где кос — коэффициент усиления усилителя обратной связи УОС; ki(Up) — коэффициент передачи первого управляемого элемента MCi. Подставив значение k](Up) из (9.35) в (9.36) и решив уравнение относительно Up, имеем U Р

- M ^ - U o ) l+koc(Up)U2 •

Так как одно и то же управляющее напряжение подано на оба элемента с переменным коэффициентом передачи, то выходное напряжение со второго элемента МС2 U3 равно. Ыз =U,[ko 2 -S 2 (U p )U p ] .

Подставляя в это выражение значение Up, получим U3 =

U

;

{ког - keCS2(Up)U0 + 1 + k o ^ S K U p ) ^ - S2(Up)ko,]}.

При соблюдении условий: kocSi(U p )U 2 » 1; kocS2(Up)Uo»ko2; S[(Up)ko2 = S2Upkoi - U3 = CU,/U2, где С—постоянный коэффициент преобразования. Первые два условия выполняются путем увеличения коэффициента усиления усилителя обратной связи и величины опорного напряжения U0. Последнее условие означает требование идентичности характеристик управляемых элементов, выполнение которого затруднено. Поэтому нашли применение схемы с одним управляемым элементом, на который сигналы Ui и U2 поступают последовательно за счет их временного разделения с помощью коммутатора, установленного на входе схемы. Схемы с временным разделением сигналов делимого и делителя без труда обеспечивают динамический диапазон до 40 дБ, обладают широкой полосой пропускания (до нескольких мГц), после соответствующей настройки имеют погрешность порядка 1 %, но отличаются сниженным быстродействием. 294

9.3.4. Способы повышения отношений сигнал/шум с помощью схем с нелинейной вольт-амперной характеристикой Когда амплитуда полезного сигнала существенно превышает амплитуду шума, выделение полезного сигнала легко решается с использованием пороговых элементов различного типа, например с использованием триггеров Шмидта. Однако в задачах, где полезный сигнал незначительно превышает уровень шумов (например, шумы усилителя, электродов и т. д.), выделение и точное удержание порога, разделяющего сигнал от шума, весьма затруднительно, а в ряде случаев и невозможно. Если форма сигнала не имеет существенного значения (например, в задачах определения частоты пульса, частоты сердечных сокращений, определения импульсной активности), ауровень сигнала по крайней мере не ниже уровня шумов, то задача отделения низкоамплитудного сигнала от шума может быть решена путем использования нелинейных функциональных элементов (НФЭ) с такими вольт-амперными характеристиками, когда полезный сигнал усиливается значительно больше, чем шум. В [48] для этих целей рекомендуется использование НФЭ с квадратичной характеристикой типа и вых = U2x. Это позволяет сильнее усиливать более высокоамплитудные сигналы, например если среднее значение шума 2 мкВ, а сигнала 5мкВ (разница ЗмкВ), то соответствующие выходные сигналы будут иметь амплитуду 4 мкВ и 25 мкВ (разность 21 мкВ ). Очевидно, что еще большую разность даст кубическая зависимость и т. д. Получение искомых вольт-амперных характеристик можно обеспечить как специальными функциональными преобразователями (включая применение схем умножителей), так и на основе простейших нелинейных элементов, например диодов. В качестве нелинейного элемента рекомендуется использовать диоды типа КД102, имеющие зоны нечувствительности (при входном напряжении 200 мВ) и квадратичные характеристики при UBX > 200 мВ (рис. 9.64, а). На рис. 9.64, б представлена блок-схема устройства амплитудно-селективного усиления импульсных сигналов нейронной активности. Такая схема по данным из [15] позволяет при соответствующей настройке выделять сигналы с разностью между амплитудами сигнала и шума в 3—5 мкВ. Дальнейшая обработка обычно не вызывает затруднений. Если форма сигнала не имеет значений, то после усилителя А2 МОЖНО поставить триггер Шмидта. Когда требуется сохранить форму импульса на уровне выше «шумовых», можно использовать пороговый элемент, который будет управлять аналоговым ключом. Ключ пропускает на выход только амплитуды сигнала, превышающие пороговый уровень (после усилителя А2). Далее этот «чистый» сигнал может 295

а)

б) Р и с . 9.64. Схема повышения соотношения сигнал/шум

быть усилен и подвергнут функциональному преобразованию с извлечением квадратного корня из амплитуды сигнала. При использовании ПЭВМ для обработки можно использовать весь выходной сигнал с ОУ А2, программным путем выделить полезные сигналы, анализируя их амплитуду, и выделять искомые полуволны с последующим преобразованием сигнала путем извлечения квадратного корня из его амплитуды, выполняя операцию, обратную по отношению к первичному преобразованию сигнала.

9.4. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ При рассмотрении различных схем вычисления математических операций над информационными сигналами обращалось внимание на необходимость иметь устройства для функциональных преобразований параметров этих сигналов. Такие устройства позволяют сохранить значение одного из сигналов до момента получения других (например, при расчете сложных медицинских показателей), выделить максимальное (минимальное) значение входного сигнала или пересчитать значения сигнала в соответствии с некоторой функциональной зависимостью (например, при разработке множительно-делительных схем). Ниже рассмотрены варианты таких устройств.

9.4.1. Устройства выборки-хранения Устройства выборки-хранения (УВХ) используются для запоминания уровней входного сигнала при последующей их обработке. В качестве запоминающего элемента такого аналогового элемента памяти обычно используется конденсатор. В работе УВХ можно выявить два этапа: 296

— этап выборки (слежения, записи, запоминания), который характеризуется тем, что выходной сигнал после команды выборки с большой скоростью достигает величины входного и далее повторяет (отслеживает) его, пока не наступает момент начала хранения; — этап хранения, который заключается в том, что на выходе УВХ сохраняется напряжение, выбранное на первом этапе, до тех пор, пока не закончится этот этап. Основные варианты УВХ строятся по типу схем с буферным усилителем (рис. 9.65, а) или путем включения запоминающего конденсатора в цепь обратной связи (рис. 9.65, б). Время хранения txp определяется допустимой величиной относительной погрешности хранения: Sxp = |Uc(o)-U c (t xp )|/U c (o),

б)

L А2> J, т

С

в)

Р и с . 9.65. Основные варианты схем реализации УВХ

где Uc(o) — напряжение на конденсаторе в начале периода хранения; Uc(txp)- - напряжение на конденсаторе в конце периода хранения (разряд за счет неидеальности используемых элементов схем). При построении УВХ по схеме рис. 9.65, а время хранения можно определить как (9.37) txp = 5xpC/[l/RB ток утечки запертого ключа (для МОП-транзистора где Iуг ~'°А); RBX = Гвхсф!IГвхдКоссф — входное сопротивление повто1ут= 10,-9 рителя на ОУ; гвхл—входное дифференциальное сопротивление ОУ; г^сф— входное синфазное сопротивление ОУ; К ^ — коэффициент ослабления синфазного входного сигнала, выраженный в относительных единицах. Работа УВХ, собранного по схеме рис. 9.65, б, аналогична работе интегратора, а время хранения может быть определено как (9.38) txp = 6xpCUc(o)/(iB + IyT). 297

Расчет элементов УВХ по схеме рис. 9.65, а предлагается производить по следующей методике [49]: — по формуле Яд0б = 2UBX/ICMax-Ro рассчитывается сопротивление Кдоб, — приняв сопротивление R2 = 20 кОм, рассчитывается величина Ri = R2/(K—1), где К — коэффициент усиления ОУ; — исходя из формулы (9.37) определяется величина емкости: О ~ ^ХРП/ОЮССФУГВХДКОССФ) + ( С + Iyr)AJc(o)]/8 xp ;

— определяется минимальное время хранения, необходимое для записи информации (длительность отрицательного управляющего импульса на затворе транзистора): t~ = (3 -=- 5)(R fl0 6 + Ro)C. Схема расчета УВХ по схеме на рис. 9.65, б иная: — приняв R2 = 20 КОМ, рассчитывается RI = R2/K; — находится напряжение, до которого заряжается конденсатор в режиме хранения: Uc(o) = UBXK; — в соответствии с формулой (9.38)'рассчитывается величина емкости: С = txp(i;x + iyr)/(txpUc(0)); — определяется минимальное время, необходимое для записи информации: t„ = ( 3 r 5)R|C. Для исключения влияния внутреннего сопротивления источника сигнала на работу УВХ целесообразно подключить входной каскад на ОУ, охваченный общим контуром отрицательной обратной связи (рис. 9.65, в). Переключение режима работы УВХ осуществляется ключом К по сигналу управления Uy. На этапе выборки ключ К замкнут, и конденсатор заряжается от источника входного сигнала UBX. Напряжение на конденсаторе изменяется в соответствии с выражением Uc(t) = UBX + (Uc(txp) - UBX) е'"", где Uc(txp)—напряжение на конденсаторе к моменту начала нового цикла выборки (концу цикла хранения); т3 = C(R„c + R3) — постоянная времени заряда конденсатора; R„c — сопротивление источника сигнала; R3 — сопротивление замкнутого ключа. В момент окончания режима выборки tB напряжение на конденсаторе на некоторую величину может не достигать значения Uax и будет равно Uc(tBK). Тогда относительная погрешность выборки будет определяться выражением 6В = [UBX - Uc(tB)]/UBX = [1 - Uc(tB)/UBX] е- /Тз . 258 298

Из последнего выражения легко определяется необходимое время выборки t„, чтобы ошибка выборки не превышала заданной величины: tB>x3ln[(l-U(txp)/UBX)/8B] . В режиме хранения ключ К разомкнут, и конденсатор медленно разряжается через входное сопротивление буферного каскада R6k, выполненного на повторителе А2 с высоким входным сопротивлением, через сопротивление разомкнутого ключа Rp и сопротивление утечки самого конденсатора Ry. Учитывая уравнение для разряда конденсатора, можно записать, что для некоторого момента времени хранения t'xp напряжение на конденсаторе определяется как Uc(t'xp) = U (
,

откуда• txp = тхр1п(1 - 6xp) - 1. На точность работы рассмотренных схем влияет ряд параметров: токи утечки ключей, входные токи ОУ, паразитные емкости и сопротивления и др. Чтобы уменьшить влияние этих погрешностей прибегают к специальным схемным решениям, например строят УВХ с компенсацией. Эти УВХ используются при обработке медленно меняющихся сигналов, характеризующих процессы жизнедеятельности с большой постоянной времени (время хранения до десятков минут) [50]. Структурная схема такого УВХ приведена на рис. 9.66, а. Здесь К — ключ, С — конденсатор памяти, БК—буферный каскад, ИН—интегратор, АС—аналоговый сумматор. На рис. 9.66, б показана временная диаграмма работы этого УВХ. В момент окончания времени выборки tB на конденсаторе устанавливается напряжение Uc(t„) в соответствии с выражением Uc(t) = и вх + (Uc(tXp)-UBX) е-"1' . В момент выборки сигналом Uy на выходе интегратора поддерживается нулевой потенциал. С момента начала режима хранения напряжение на конденсаторе начинает изменяться согласно выражению Uc(t'xp) = U c (t B )e- , - /t - .

Р и с . 9.66. Схема УВК с компенсацией Р и с . 9.67. Варианты схем амплитудных детекторов

Если коэффициент передачи БК (например, повторитель) равен единице, то напряжение Uc(t'xp) поступает на вход и аналогового сумматора,и интегратора. После интегрирования последнего выражения для выхода интегратора получим и и = [U c (t B )txp/T I J[l-e~ i; ' /Txp ],

где Т„ — постоянная времени интегратора, если выполнить условие тхр = Ти и принять весовые коэффициенты сумматора равными единице, то на его выходе сформируется сигнал 1Лых = Uc(tB).

Следовательно, за счет суммирования двух экспоненциальных напряжений производится компенсация погрешности, возникающей в режиме хранения.

9.4.2. Амплитудные детекторы Второй тип аналоговых элементов памяти составляют пиковые или амплитудные детекторы, которые выполняют функции, близкие к УВХ. Эти устройства предназначены для запоминания экстремальных значений входного сигнала. Они также работают в режимах выборки и хранения, но режим определяется входным сигналом. При возрастании входного сигнала пиковый детектор работает в режиме выборки, а при уменьшении — в режиме хранения и запоминает предыдущее максимальное значение входного сигнала. Режим хранения продолжается до прихода сигнала, превышающего запомненный, или до прихода сигнала сброса. Реализуются пиковые детекторы путем замены ключа в схемах УВХ диодом; в режиме выборки диод открыт, а в режиме хранения—закрыт. На рис. 9.67,а приведен один из вариантов схемы амплитудного детектора. При увеличении UBX диод Д) открыт, а Дг закрыт. Конденсатор С, подключенный к выходу ОУ, заряжается. При уменьшении UBX диод Д] 300

запирается более высоким потенциалом, накопленным на конденсаторе, и схема переходит в режим хранения накопленного напряжения. Диод Дг фиксирует выходные отрицательные напряжения ОУ на одном уровне, что уменьшает время перехода из режима хранения в режим слежения за входным сигналом. Перед новым циклом детектирования конденсатор разряжается путем замыкания транзисторного ключа по сигналу «сброс». Погрешности амплитудных детекторов определяются погрешностью выборки (заряда, подзаряда) и разрядом запоминающего конденсатора. Конденсатор разряжается за счет токов утечки диода, транзистора цепи сброса, самого конденсатора, а также за счет входного тока ОУ. Методики расчетов схем с емкостными элементами памяти рассмотрены в целом ряде работ, посвященных расчетам электронных узлов на основе ОУ с частотно-зависимыми обратными связями (см., например, [16, 43, 50]); можно воспользоваться материалом соответствующих разделов данного издания (см. разделы, посвященные расчетам интеграторов и устройств выборки-хранения). На рис. 9.67, б приведена схема двустороннего амплитудного детектора для обработки положительного и отрицательного напряжений [43]. Детектор положительного сигнала выполнен на усилителе Аг, диодах Дь Дг и емкости С]. Усилители Ai, A3 реализуют инвертирующий амплитудный детектор отрицательного сигнала. Выход детектора положительного сигнала обеспечивает опорное напряжение для детектора отрицательного сигнала, поэтому А3 суммирует напряжение положительного детектора с выходным напряжением детектора отрицательного сигнала. Делитель из резисторов Ri служит для согласования опорных потенциалов обеих детекторов. Эта схема обладает довольно высокой точностью работы, поскольку наличие двух емкостей обеспечивает частичную компенсацию влияния входных токов A3. Кроме того, выбором величин емкостей можно скомпенсировать влияние входных токов Ai и Аг на разряд конденсатораСь При равенстве входных токов всех трех ОУ условие компенсации 301

определяется соотношением Ci = ЗС2. Погрешность двустороннего детектора определяется суммой погрешностей обоих детекторов. Быстродействие ограничивается длительностью заряда конденсаторов С] и С2.

0—К} и* К

let AI IL

9.4.3. Функциональные преобразователи на основе диодных сборок К простейшим диодным функциональным преобразователям относят обычно выпрямительные схемы. На рис 9.68, а приведена классическая схема однополупериодного выпрямителя и его вольт-амперная характеристика. Для этой схемы характерно то, что из-за наличия нелинейного начального участка на его вольт-амперной характеристике выходное напряжение на нагрузке появится только при UBX > UOTn, где UBX — амплитуда входного напряжения (например, синусоидального); UOTn — напряжение отпирания диода. Поэтому становится невозможным выпрямление малых сигналов. В случае, когда решается задача преобразования и усиления малых входных сигналов в сигнал постоянного тока, используют схемы на ОУ, например, такие, как это показано на рис..9.68, б. При положительном входном напряжении UBX > 0 диод Д1 открыт и, пока ОУ работает в линейном режиме, его выходное напряжение U] равно напряжению на открытом диоде, следовательно, на инвертирующем входе ОУ напряжение будет равно U„=Ui/K = U0Tn/K. Это напряжение передается на выход выпрямителя через резисторный делитель R2, RH ^ВЫХ — " K(R H +R 2 )

i0

При отрицательном напряжении сигнала открыт диод Дд и напряжение на выходе определяется выражением R + Г П ^вых ~— 2 Я"Н . г

К,

«-f^U^KU. к.

где гДИ1), Гд„ф—соответственно динамическое и дифференциальное сопротивление диода ГдИ„« ГдИф = фт/1д, а фт — температурный потенциал. Амплитудные выпрямители предназначены для формирования постоянного выходного напряжения, пропорционального амплитуде входного переменного или импульсного напряжения. На рис. 9.68, в показана схема простейшего амплитудного выпрямителя. При UBX > 0 конденсатор С заряжается до амплитуды входного сигнала выходным током ОУ, проходящим через открытый диод. При этом неравнбе нулю падение напря302

RJ

и»

0

и»

уд,

и ~ и* и„ а)

б) |

R, [

и» 1

f

в) г) Р и с . 9.68. Типовые схемы амплитудных выпрямителей жеиия на открытом диоде не будет приводить к погрешности, так как диод включен в прямую цепь замкнутого контура. Когда напряжение UBX примет значение меньше, чем амплитудное (максимальное), то за счет того, что на неинвертирующем входе ОУ напряжение станет меньше, чем на инвертирующем входе, напряжение на выходе ОУ станет отрицательным и диод закроется. В дальнейшем диод будет закрыт до тех пор, пока входное напряжение не превысит напряжения запомненного на конденсаторе С. Резисторы R] и R2 в этой схеме не обязательны. Резистор RI ограничивает ток разряда конденсатора через входную цепь ОУ при выключении напряжения питания. Резистор R2 ограничивает выходной ток ОУ при заряде конденсатора и способствует повышению устойчивости цепи. Последующие устройства должны иметь высокое входное сопротивление. В реальных условиях емкость разряжается через сопротивление нагрузки R„,H коэффициент пульсаций можно ориентировочно оценить формулой l/(2pfCR„), где f — частота входного сигнала. Амплитудный выпрямитель, схема которого приведена на рис. 9.68, г, имеет низкое выходное сопротивление благодаря повторителю А2. Цепочка D2, Rj исключает перегрузку усилителя по входу при отрицательном входном сигнале, а цепочка D3, R2 препятствует разряду конденсатора обратным током диода Д|. Резистор R2 обеспечивает эквипотенциальность зажимов диода Д) при отрицательном входном сигнале. В [17] приводится схема двухполупериодного выпрямителя сигналов малого уровня, использующегося для преобразования электрокардиосигнала небольшой амплитуды (до 250 мВ) любой полярности в сигнал од303

Работу схемы с потенциально заземленными диодами рассмотрим на примере схемы, представленной на рис. 9.70, а. В исходном состоянии при нулевом сигнале диод Д1 закрыт небольшим отрицательным напряжением еь равным падению напряжения на открытом диоде Д2. При увеличении входного напряжения напряжение в точке ei изменяется в соответствии с выражением е,

UBX Е„ г -R 2 +r„ R,+r fl

=

При ei = 0 диод Д] открывается, тогда Е_

R

Е„ •г =R +Г 2+ „ " ! д " Г

где Е„ — напряжение переключения (излома). Пренебрегая малой величиной Гд, получим En = (Rj/ROEon .

Р и с . 9.69. Двухполуперродный выпрямитель

ной полярности (рис. 9.69, а). Эта схема используется в кардиомониторах в качестве входной части устройства для выделителя R-зубца, построенного на компараторе (рис. 9.69, б). Порог срабатывании выпрямителя, собранного по схеме рис. 9.69, а, может быть менее 1 мВ. На первом усилителе производится однополупериодное выпрямление и усиление в 10 раз входного сигнала без изменения его фазы. Вторым усилителем проводится суммирование положительных полуволн выпрямленного сигнала и входного сигнала, в результате чего на выходе формируется сигнал только отрицательной полярности. Компаратор (рис. 9.69, б) обеспечивает сравнение отрицательного сигнала, снимаемого с двухполупериодного выпрямителя, с установленным порогом. В момент сравнения на выходе компаратора формируется импульс амплитудой + Umax и длительностью, равной времени превышения входного сигнала порогового напряжения Un, к° т о Р о е может регулироваться переменным резистором. Для реализации типовых нелинейных зависимостей выходного напряжения от входного используют специализированные нелинейные функциональные преобразователи различных типов и назначений. 304

При дальнейшем увеличении UBX выходное напряжение меняется по линейному закону. Если в схеме выполняется соотношение R | R 2 » rfl(R| + R2), относительная погрешность такого диодного элемента может быть определена как 51 = U""ni"' 5U.X — ^ - 5 U o n R 2

lmax

R

lLax

—bk_8Rr R

lImax

На практике эта погрешность находится в пределах 0,1 %. На рис. 9.70, б, в, г показаны схемы, реализующие нелинейные характеристики в трех остальных квадрантах. Потенциально заземленные диоды могут включаться и в цепи обратной связи, при этом они будут работать на запирание. Пример такой схемы приведен на рис. 9.70, д. При нулевом входном напряжении все диоды Д1 Д„ открыты. Общее сопротивление обратной связи определяется параллельно включенными сопротивлениями R0...Rn. По мере увеличения UBX диоды поочередно закрываются, сопротивление обратной связи начинает увеличиваться, что в свою очередь будет увеличивать коэффициент передачи усилителя и обеспечивать реализацию кусочно-линейной зависимости выходного напряжения от входного. Крутизна каждого из участков будет определяться соответствующими резисторами-делителями. Пример схемы с диодами, работающими по типу ограничителей, приведен на рис. 9.71, а. В исходном состоянии (UBX = 0) диод открыт. Напряжение на выходе изменяется по закону UBbIX = - (Ro/Ri)UBx. При входном 305

'+Е„, напряжении UBX = Еп = [Eon/(Ri>+ —И-гС + R2)]Ro диод Д запирается, отклюАн-с А чая UBX от усилителя. Здесь диод работает на запирание. R, В другом варианте схемы (рис. 9.71, б) диод Д работает на отпирание. Здесь при UBX = 0 диод закрыт положительным ЕоП. До от-И-к крытия диода ивЬ1Х = -UBX(Ro/(Ri + Л. + R2)). Как только напряжение на аноде диода, определяемое выражением ei = (UBX/(Ri + R2))R2, станет R, равным Еоп, диод откроется и зафиксирует в точке делителя потен- и, циал Еоп, не зависящий от дальнейшего нарастания UBX. При этом д) ивых = -Eon(Ro/R2). Продолжение рис. 9.70, д В практике использования аналоговых функциональных преобразователей к схемам типовых нелинейностей относят обычно схемы, воспроизводящие ограничение координат по модулю (характеристика ограничения), характеристики зоны нечувствительности, вычисление модуля и т.д. [43]. • На рис. 9.72, а показана схема, воспроизводящая характеристики ограничения. При нулевом входном напряжении диоды Д! и Дг закрыты

£

U

д 1

тг

отт

R,

+Е.

и.,

1

d BX

5\Т ^

R,

и, R, R, + R.

а) и.

Р и с . 9.70. Варианты схем реализаций типовых нелинейных зависимостей (а — г) и схема реализации кусочно-линейной зависимости с потенциально заземленными диодами обратной связи (д)

и„, Ro / RI+R 2

U., Е Ro

Р и с . 9.71. Односторонние диодные ограничители 307

При этом величину Е„ можно определить из последней формулы по условию Цд = 0 Еп = EonroR2/(R„R,).

Е„г \ J

и

Остаточный угол у определяется отношением R2/R. Чтобы уменьшить этот угол, нужно, чтобы R » R2. Схему, воспроизводящую зону нечувствительности, можно получить, поставив диодную сборку на входе ОУ. Другие схемы воспроизведения типовых нелинейностей можно найти в соответствующей литературе. С помощью рассмотренных звеньев можно реализовать различные функциональные зависимости. Рассмотрим методы реализации таких схем. Пусть требуется реализовать кривую ОАВС, показанную на рис. 9.72, б. Поставим эту кривую в виде трех лучей 1,2 и З.Тогда кривая ОАВС может быть получена на операционных усилителях, а отдельные лучи можно получить схемами типа изображенных на рис. 9.70, рассчитав соответствующие коэффициенты передачи и напряжения переключения диодов. Подробнее методика построения и расчета универсальных нелинейных функциональных преобразователей изложена, например, в [43].

9.5. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ 9.5.1. Генераторы синусоидальных колебаний Р и с . 9.72. Реализация схемы двустороннего ограничения (а) и заданной кусочно-линейной зависимости (6)

небольшими напряжениями открытых диодов Дз и Д4. При увеличении входного напряжения напряжение на выходе меняется по линейному закону UBblx = -UBXRo/R. Через диод Дз протекает разность токов i = ii - i2. При i = 0 диод Дз закроется и на диоде установится напряжение

Ud = (E/Rnr0)R2/(R,+R2)

и. R,+R;

-R,.

Переключение диода Дз осуществляется, когда UBX = Еп при Ud = 0. При дальнейшем увеличении UBX коэффициент усиления резко падает из-за уменьшения сопротивления обратной связи за счет параллельного включения Ro и R2 и рост выходного сигнала ограничивается. 308

Генераторы гармонических колебаний преобразуют энергию источника постоянного тока (источника питания) в энергию колебаний синусоидальной формы. Основными элементами генераторов являются резисторы, конденсаторы и активные элементы для частоты до сотен килогерц. Для более высоких частот применяют катушки индуктивности. Активный элемент в генераторах принципиально необходим для восполнения потерь энергии в пассивной цепи, которая чаще всего имеет второй порядок. Обычно генератор гармонических колебаний описывается характеристическим уравнением а2р2 + аф + ао = 0. Необходимое условие существования автоколебаний требует выполнения неравенства < 0, а частота автоколебаний определяется выражением © = J а 0 / а 2 . Колебания будут устойчивыми, когда амплитудная характеристика «активного элемента имеет область насыщения. 309

личивается сопротивление R4. Поэтому вместо резистора R3 можно включить миниатюрный полупроводниковый терморезистор или вместо R4 металлический терморезистор или лампочку накаливания. На рис. 9.73, б показана схема генератора с нелинейностью на лампе накаливания EL. Если принять R5 = Ro » R4, то коэффициент передачи ООС а)

б),

R,

Д,

С,„

ri

"S

r2

if.

I

в) Р и с . 9.73. Типовые схемы генераторов синусоидальных колебаний

На рис. 9.73, а приведена схема популярного генератора с мостом Вина. При R3/R4 > R1/R2 + С1/С2 в устройстве возникают автоколебания с частотой соо =л/1/( R , R j C A ) . Обычно в мосте Вина обеспечивают выполнение равенств RI = R2 = R, C| = С2 = С. Тогда частота автоколебаний определяется выражением f 0 = 1/(2ITRC), а автоколебания возникают при условии, что коэффициент усиления усилителя, составленного из ОУ и резисторов R3 и R4, больше трех. Это условие обеспечивается выполнением неравенства R3/R4 > 2. Установившиеся автоколебания в замкнутой цепи возможны только при условии точного равенства единице коэффициента петлевого усиления на частоте f 0 , но для возникновения автоколебаний нужно, чтобы вначале коэффициент петлевого сопротивления был больше единицы. После возникновения автоколебаний их амплитуда стабилизируется на том уровне, когда коэффициент петлевого усиления будет равен единице. Для реализации эффекта изменения петлевого коэффициента усиления в цепи обратной связи используют нелинейные элементы. Получение гармонических колебаний с малыми искажениями обеспечивается использованием инерционно-нелинейных цепей отрицательной обратной связи ОУ. Нужный характер нелинейности создается тогда, когда с ростом амплитуды сигнала уменьшается сопротивление R 3 или уве310

К R6 _1 °~R4+R3R5+R6 3 будет обеспечиваться при R4 — 2R3. На рис. 9.73, в приведена схема RC-генератора с так называемой лестничной потенциально токовой RC-цепью. Частотно-зависимая цепь содержит элементы Сь С2, С3, Rj, R2. Частота автоколебаний этого генератора определяется формулой со0 « l/^R.RzCCA +С,С3 +С 2 С 3 ). Для возникновения автоколебаний необходимо выполнение условия R 3 > R,(C, + С 2 )/С э + R 2 (C 2 + Сз)/Сэ, где Сэ = С,С2С 3 /(С,С2+ 0 , 0 3 + 0203).

Если С] = Сг = С 3 и R] = R2 = R3, то частота автоколебаний определяется как fo = 1/2 V3TIRC,

а автоколебания возникают при выполнении условия R3 > 12R. Диоды Д] и Д2 обеспечивают нелинейность петлевого усиления и служат для стабилизации амплитуды колебаний. При малой амплитуде сигнала диоды закрыты и коэффициент петлевого усиления гораздо больше единицы. Это обеспечивает быстрое возбуждение генератора. Затем амплитуда колебаний стабилизируется на таком уровне, при котором сопротивление диодов совместно с R3 обусловливает единичное петлевое усиление для основной гармоники сигнала. Здесь приведены основные схемы генераторов, разновидностей которых известно достаточно большое количество. Управляют амплитудой и частотой генераторов путем изменения величины соответствующих резисторов и емкостей. Для этого могут быть использованы переменные резисторы и емкости, а также полевые транзисторы, фоторезисторы^ терморезисторы р т.д. [16, 51]. 311

9.5.2. Генераторы импульсов Наиболее простые генераторы импульсов (мультивибраторы) обычно строят, охватывая ОУ цепями положительной и отрицательной обратными связями (ПОС и ООС), причем действие ПОС должно опережать действие ООС. Тогда цепь ПОС обеспечивает лавинообразный переход мультивибратора из одного состояния в другое, а цепь ООС совместно с ПОС ограничивает время пребывания устройства в каждом из состояний. На рис. 9.74 показан один из вариантов построения такого мультивибратора [16, 50]. Цепь ПОС в этой схеме выполнена на элементах Ri, R2, а цепь ООС содержит пассивный интегратор С, R3. Коэффициент передачи по петле ПОС в этой схеме определяется формулой рп = R,(R, + R2). На рис. 9.74, б представлена временная диаграмма работы мультивибратора. Поскольку коэффициент передачи по ПОС (с выхода на неинвертирующий вход) определяется значением р„, то на неинвертирующий вход поочередно подается положительное U + или отрицательное 1Г выходное напряжение величиной PU + или PIT. Выходным сигналом положительной полярности через резистор R3 конденсатор заряжается, а выходным сигналом отрицательной полярности разряжается. Когда напряжение на заряжающемся конденсаторе Uc(t) достигает и затем начинает превышать величину PU + , то на инвертирующем входе потенциал становится более положителен, чем на неинвертирующем, и ОУ лавинообразно формирует

на выходе отрицательное напряжение 1Г. Конденсатор через резистор R3 выходным напряжением начинает разряжаться до величины PLT, после чего начинает преобладать напряжение на неинвертирующем входе по отношению к инвертирующему, и ОУ скачкообразно переходит в область положительного выходного напряжения U + . Длительность импульсов генератора можно найти, используя выражение для напряжения на конденсаторе в процессе его перезаряда Uc(t) = и ^ - к и ^ - и . ) ^ * - " ,

<9-39)

где Uc | — напряжение на конденсаторе, которое должно было бы установиться на нем при t, стремящемся к бесконечности; Uc[t=0 — напряжение на конденсаторе в момент начала процесса перезаряда; т — постоянная времени цепи перезаряда. Для интервала времени to, tj для схемы рис. 9.74, а на основании (9.67) получим Uc(t) = и + + (-Р1Г - и + )e" l/R ' c .

(9.40)

Для момента времени ti справедливо соотношение Ue(t,) = PU + .

(9.41)

Совместное решение уравнений (9.40) и (9.41) позволяет определить длительность импульса положительной полярности t+ = ti - to t + = R3Cln[(U + + PU")/(U + - PU+)].

(9.42)

Для интервала Г = t2 - 1 | выражение 9.39 преобразуется в другое: Uc(t) = - I T + (PU + - LT)e~lRC. Считая, что начало процесса перезаряда начинается со времени ti, определим продолжительность отрицательного импульса

а) 1

б)

г-с^Ь-М^?'

Г = R3Cln[(U" + PU+)/(1Г - PIT)].

(9.43)

Период повторения импульсов определяется отношением T=t+ + f . Скважность импульсов определяется отношением Q = T/t + .

»> г) Р и с . 9.74. Типовые схемы мультивибраторов иа ОУ 258 312

При симметричном напряжении питания ОУ |U + | = |U~|, тогда справедливо соотношение

t = t+ = r = R3CIn(l + 2R,/R2); T = 2t,; Q = 2. В мультивибраторе, собранном по схеме рис. 9.74, в, цепь ПОС выполнена как дифференцирующая (элементы С ь R4, R3), а цепь ООС образована резистивным делителем R R I . Для этой схемы Р „ = R / ( R + R4), а Ро = R I / ( R I + R ) . Введем постоянную времени, определяемую по формуле 2

3

3

2

т = C(R3 + R,). Тогда справедливо выражение Т = 2т1п[2/((УРо)— 1].

Мультивибратор по схеме рис. 9.74, в работоспособен при Р„ > Ро, то есть должно выполняться соотношение R / R 4 > R J / R 2 . Нестабильность длительности генерируемых колебаний в рассматриваемых схемах определяется нестабильностью источников питания. Для реализации мультивибраторов, генерирующих импульсы с различной скважностью, используют раздельные цепи перезаряда емкости от напряжений U+ и 1Г. Пример такого мультивибратора приведен на рис. 9.74, г [50]. Разделение цепей производится диодами VD] и VD2. При формировании сигнала U + конденсатор заряжается через диод VD] и резистор R3 с постоянной времени R3C, при этом диод VD2 заперт. Конденсатор заряжается до момента времени t1, когда напряжения на обеих входах ОУ станут равны; далее на выходе усилителя формируется напряжение LT. Если пренебречь влиянием падения напряжения на открытом диоде VDi, то, подставляя в выражение (9.42) постоянную времени R3C и учитывая, что |U+| =|U~|, получим 3

t + = R3Cln(l + 2(R,/R2)). Когда на выходе ОУ сформировано напряжение 1Г, диод VDt запирается, а конденсатор перезаряжается через открытый диод VD2 и резистор R4, при этом t" = R4CIn(l + 2(R,/R2)) ; T = (R3 + R,)Cln(l + 2(R,/R2)) ; Q=1+(R3/R4).

Регулируя соотношения между R3 и R4, можно изменять скважность, а изменяя сопротивление резисторов R] или R2, можно управлять периодом или частотой следования импульсов. Диапазон регулировки Т лежит в интервале [10—10"6] с, a Q регулируется от 100 до 0,01. Относительная 314

погрешность частоты следования сигналов зависит от стабильности напряжений питания, воздействия внешних факторов (особенно температуры) и колеблется от 0,5 до 1 %. Расчет параметров элементов мультивибраторов рекомендуется производить по следующей схеме. Исходными данными для расчета являются tu (для симметричного мультивибратора), tui и t„2 — для несимметричного мультивибратора. Обычно задают величину Kg, обеспечивающую безопасный режим работы входных цепей, поскольку превышение дифференциального входного напряжения, равного для схем, изображенных на рис. 9.73 а, г |UH| = |U„|, может привести к пробою /^«-переходов входных транзисторов ОУ. Величина К8 для приведенных схем определяется соотношением Ri / R2. Дальнейший расчет включает следующие шаги: — задаются величиной С исходя из того,что более длительные процессы обеспечиваются большими величинами емкости; — задаются сопротивлением Ri и рассчитывают из него сопротивление R2, причем учитывается нагрузочная способность ОУ, которая требует выполнения неравенства R2 + Rj » R«min> a R2 = Ri/Kg; — рассчитывают величину R3 = tul/[Cln(l +2(R,/R2))]; — дополнительно для несимметричного мультивибратора рассчитыют величину R4 по формуле R4 = tu2/[Cln(l +2(R,/R2))]. Ждущие мультивибраторы или одновибраторы — это генераторы прямоугольных импульсов заданной длительности, которые формируются в ответ на запускающий импульс произвольной длительности. Такие генераторы несложно получить из автоколебательных, если последние затормозить в каком-либо устойчивом состоянии и снабдить цепью запуска, выводящей их в другое состояние на заданное время. На рис. 9.75, а приведена схема одновибратора, которая получена путем модификации схемы мультивибратора на рис. 9.74, а. В этой схеме заторможенный режим обеспечивается диодом VD b а цепь запуска выполнена на элементах С3, R3, VD2. Ждущий режим одновибратора обеспечивается тем, что при формировании на выходе ОУ положительного напряжения U + диод VDi отпирается и конденсатор заряжается до небольшого положительного напряжения, равного падению напряжения на открытом диоде, т. е. Uc = Uno. Это напряжение меньше, чем то напряжение, которое формируется на неинвертирующем входе через делители R2, Ri от выходного напряжения U + . Таким образом, одновибратор сохраняет на выходе ивых,положительный потенциал U + (рис. 9.75, б). 315

R,

R,

V D

+

R,

LU

C

4 R. С

1

R3

T

>

j ^ b - L

нн

6)

U.,

Р и с . 9.75. Типовая схема ждущего мультивибратора на ОУ

и

Iu..

a) a

V D

6) MB1

Тг

MB2

> Ц

Л При появлении заднего фронта запускающего импульса, дифференцирующегося цепью C3R3, появляется отрицательный «всплеск», который через открытый диод VD2 поступает на неинвертирующий вход ОУ. Этот потенциал больше потенциала на инвертирующем входе, в результате чего на выходе ОУ формируется отрицательный потенциал 1Г, который запирает диоД VDi, и конденсатор С i через R3 начинает заряжаться от выходного напряжения LT. Когда напряжения на обоих входах сравняются, одновибратор возвратится в ждущий режим. При этом время импульса t„ определяется по формуле (9.43), то есть будет справедливо (без учета падения напряжения на VDi) соотношение t„ « R3Cln(] + ( R I / R 2 ) ) или с учетом падения напряжения на VDi более точно t„ = R3Cln(l + ( R I / R ) ) ( 1 -(Ufli/U~)). Время восстановления будет определяться формулой 2

te = R3Cln[l + (R,/R2)/(l + (R,/R2))], откуда максимальная частота запускающих импульсов не должна превышать величины

6-1Т

1 t„+tB

Расчет параметров ждущих мультивибраторов рекомендуют производить по той же схеме, что и автоколебательных мультивибраторов, а для дифференцирующей цепочки рекомендуется С3 = 100 пФ, R3 = 10 К [49]. Управляемые мультивибраторы—это генераторы импульсов, в которых с помощью входного напряжения осуществляется управление параметрами автоколебаний. На рис. 9.76, а приведена схема, которая позволяет включать или выключать режим генерации с помощью входного напряжения. Если UBX < 0 — диод VD закрыт и схема находится в состоянии отсутствия генерации импульсов. Когда входное напряжение положи316

в) Р и с . 9.76. Типовые схемы управления мультивибраторов (а,б) и временной селекции (в)

тельно, выходное напряжение становится положительным, диод VD открывается, включая цепь ООС, что переводит схему в режим автоколебаний. Условием возникновения автоколебаний является превышение глубины ПОС над глубиной ООС, что достигается выполнением условия R3/R4 >

RI/R

2

.

Если в устройстве рис. 9.76, а заменить полярность диода, то оно будет генерировать импульсы при UBX < 0. Если в таком устройстве исключить диод из цепи ООС, то автоколебания будут существовать, пока выходное напряжение и в ы х = UBX(1 + R 2 / R i ) находится в границах линейного участка амплитудной характеристики ОУ. В противном случае на выходе ОУ устанавливается положительное напряжение при UBX > 0 или отрицательное (при UBX < 0). На рис. 9.76, б приведена схема, в которой с помощью входного напряжения осуществляется управление частотой автоколебаний. Здесь заряд конденсатора осуществляется от входного сигнала LPX, при этом ОУ находится в положительном ограничении, диод VD закрыт. Когда под воздействием входного сигнала напряжение на инвертирующем входе достигает напряжения, заданного на неинвертирующем входе цепью ПОС, ОУ перейдет в состояние LT, диод VD откроется и произойдет разряд С через R2, И схема возвращается в исходное состояние U + и т. д. Таким образом, длительность заряда определяется величиной UBX. ЕСЛИ сделать длительность разряда С достаточно малой, то частота колебаний будет в основном определяться величиной UBX. Для этого требуется, чтобы Ly/Ri «|U BbIX |/R 2 , где UBUX—напряжение устойчивого состояния ОУ. 317

яние. Таким образом, на выходе схемы формируется сигнал ивых, длительность которого определяется как сумма длительностей импульсов с МВ1 и МВ2, то есть тс = т + 0.25RR.

9.5.3. Интегральные таймеры

t Р и с . 9.77. Временные диаграммы работы временного селектора

Автоколебания в этой схеме осуществляются при выполнении условий UBX > |UBblx|R3/(R3 + R4) и UBX<|UBbIX|R,/R2. Эта схема представляет собой простейший преобразователь напряжения — частоты (ПНЧ). Более совершенные схемы ПНЧ будут рассмотрены в соответствующих разделах. В [17] приводится пример использования ждущих мультивибраторов для реализации схемы временной селекции Т-зубца в электрокардиосигнале (рис. 9.76, в). Эта схема используется в электронном выделителе R-зубца для его блокировки, когда в электрокардиосигнале Т-зубец по амплитуде превышает R-зубец, что может привести, например, к ложному определению R-R интервалов. Временной селектор Т-зубца вырабатывает блокирующие импульсы, длительность которых является функцией R-R интервала. Ждущий мультивибратор МВ1 формирует импульс постоянной длительностью т = 80 - 100 мс. Мультивибратор МВ2 собран по схеме управляемого ждущего мультивибратора, длительность импульса которого пропорциональна длительности R-R интервала (0,25 RR). Мультивибратор MB 1 запускается от схемы выделения R-зубца, например компаратором R-зубца. По переднему фронту импульса, вырабатываемого МВ1, триггер Тр устанавливается в состояние единицы (см. временные диаграммы на рис. 9.77, б). От заднего фронта сигнала с МВ1 запускается мультивибратор МВ2, который формирует импульс длительностью 0,25 RR предыдущего периода. Задний фронт импульса с МВ2 возвращает триггер в исходное сосго318

Для формирования импульсов заданной длительности и скважности можно использовать специальные интегральные схемы—таймеры. Функциональная схема одного из популярных таймеров КР1006ВИ1 (зарубежные аналоги SE555, NE555) приведена на рис. 9.78. В эту схему входят два компаратора Ai и А2, RS-триггер, резистивный делитель Rj—R3, выходные транзисторные каскады. Напряжение питания таймера U„ + может изменяться в пределах + 5 + 15 В. Делитель напряжения подает на нижний компаратор А2 напряжение U„ = U n + /3, а на верхний компаратор А] - U„ = 2U + n /3. Таким образом, если на клемме 2 таймера напряжение станет меньше, чем UH, то на триггер поступит сигнал установки в единицу. Если на вход таймера 6 будет подано напряжение больше, чем UB, то компаратор А| выработает сигнал установки в ноль триггера Т. Кроме этого для триггера Т имеется дополнительный вывод установки в ноль (контакт 4). Если на вход 4 подать напряжение меньше 0,4 В (логический ноль для цифровых микросхем), то независимо от состояния компараторов триггер устанавливается в состояние ноль (высокий потенциал на инверсном входе триггера Т). Высоким потенциалом на инверсном выходе триггера открывается транзистор VT3, подавая на выход 7 таймера низкий Потенциал, то есть нулевой сигнал со входа 4 таймера имеет высший управляющий приоритет. Этот сигнал является для таймера сигналом разрешения Е: если Е = 1, то работа таймера разрешена, если Е = 0, триггер таймера находится в состоянии ноль. Вторым по старшинству является сигнал U2, подаваемый на вывод 2. Этот сигнал является инверсным для установки триггера Т в состояние «1» вне зависимости от сигнала со входа 6. Самый младший приоритет у непрерывного сигнала U6, подаваемого на вход 6. Этот сигнал при Е = 1 и условиях U2 > U„ и U6 > UB устанавливает триггер в состояние «ноль». Выходной каскад триггера, построенный на транзисторах VTi и VT2, обеспечивает ток до 319

Uco(t) = U n (l - е - " ' ) ,

RJ R„

с Е ви и; Ц: S

где xi = (Ri + R2)C„, Un — напряжение питания. В момент времени, когда Uco(t) = U„/3, компаратор А2 снимает сигнал установки в ноль триггера Т, но своего состояния он не меняет. В момент времени to, когда Uco(t) = 2U„/3, срабатывает компаратор А ь устанавливая триггер Т в состояние «ноль», транзистор VTi закрывается, VT2 открывается, на выходе 3 устанавливается состояние «0». Открывается также транзистор VT3. Транзистор VT3 подключает почти к «земле» 7-й выход таймера, в результате чего через сопротивление R2 и открытый переход VT3 емкость С в начнет разряжаться. Учитывая совместно два уравнения

Q О

R,

VD^J

V'-VD-

v, с

Е ВИи; ~X~2

Но S

Q G

1=10 I» iVn (T)

cT В)

г)

Д)

| Uc0 (t) = U„ (1 - е - " 1 '); [U c 0 (t)=2U n /3, для момента времени to можно получить

P и с. 9.79. Типовые схемы мультивибратора на таймере КР1006ВИ1 TO

100 мА, то есть такой ток может обеспечивать управление цепями средней мощности вплоть до релейных схем. В таймере имеется вход, позволяющий управлять опорными напряжениями компараторов (контакт 5). Если он не используется, рекомендуется заземлять его через шунтирующий конденсатор Сш. Временные параметры импульсов, формируемых генераторами, которые собираются на базе таймера, слабо зависят от изменения напряжения питания и температуры и определяются внешними по отношению к интегральному компаратору элементами. На рис. 9.79, а изображена схема автоколебательного мультивибратора на таймере КР1006ВИ1. В этой схеме используется времязадающая цепь на резисторах Ri и R2 и конденсаторе Св. Конденсатор С ш шунтирует вход 5. Временные диаграммы работы таймера в режиме мультивибратора показаны на рис. 9.79, б. После включения напряжения питания конденсатор Св начнет заряжаться от источника LP через резисторы Ri и R2. Но сначала напряжение на нем невелико, а напряжение на входе компаратора А2 не превышает величины Un/3.. Триггер Т установлен в состоянии ноль, транзистор VTi открыт, напряжение U3 равно единице (см. рис. 9.78). Для определения напряжения на емкости С„ воспользуемся формулой (9.39). Для интервала времени 0 < t < t o 320

= Т]1пЗ = l,l(Ri + R

2

)C

B

.

Для интервала цремени (to - ti), когда конденсатор разряжается через R2, без учета падения напряжения на открытом транзисторе VT3 на основании (9.39) можно записать Ucl(t) = (2U n /3)e-"\

(9.44)

где т2 = R 2 C b — постоянная времени разряда. Когда напряжение Uci(t) падает до величины U„/3 через компаратор А2, триггер вновь переключается в состояние единицы, VT2 и VT3 закроется, VTi откроется, напряжение на третьем выходе переключается на высокий уровень (логическая единица). Конденсатор С„ вновь начнет заряжаться до Uc(t) = 2U„/3 и т. д. Для момента времени ti справедливо равенство Uc,(ti) = U„/3, откуда, учитывая (9.44), получим ti = т21п2 = 0,693R2Cb .

(9.45)

Для интервала (ti -1 2 ) с учетом (9.39) можно записать Uc2(t) = Un + (Ц/3 - U„) е-' 1 ',

(9.46)

для времени t2 — Uc2(t2) = 2U„/3, поэтому с учетом (9.46) можно записать t2 = T,ln2 = 0,639(R, + R2)CB.

(9.47)

На основании (9.45) и (9.47) получим Т = 0,639CB(R, + 2R2); Q = 2 + (R,/R2). 13 Электрофизиологическая и фотометрическая 385 медицинская технология

321

Для получения импульсов меандра (импульсы при Q = 2) нужно выполнить условие Rj = 0, но тогда при открывании VT3 через него пойдет большой ток и он может сгореть, поэтому рекомендуют выбирать R, > 1К. Для получения меандра можно использовать другие схемы, которые основаны, например, на методах разделения цепей заряда и разряда времязадающей емкости. На рис. 9.79, в показана схема с раздельным управлением зарядом/разрядом времязадающей емкости, с последовательно включенными переменными резисторами, которые обеспечивают регулировку длительности и периода следования Импульсов. В этой схеме С„ заряжается через R|, R2 и открытый диод VD|, а разряжается через открытый диод VD2 И резистор R3. Схема одновибратора на таймере представлена на рис. 9.79, г. Цепь запуска состоит из элементов R3, Сз и VD, времязадающая цепь RB, Св. В ждущем режиме на выходе таймера формируется низкий потенциал (рис. 9.79, д). Исходно на входе S таймера (вход 2) резистором R3 поддерживается напряжение U2 > U„, триггер Т в нуле, транзистор VT3 открыт, вывод 7 таймера имеет потенциал «земли», емкость С„ разряжена. Если на вход S подать отрицательный запускающий импульс (по заднему фронту запускающего сигнала) так, что в течение некоторого времени будет обеспечиваться выполнение соотношения U2 < U„, то триггер таймера перейдет в единичное состояние, транзистор VT3 закроется и конденсатор С„ начнет заряжаться от U„ через RB. Когда конденсатор зарядится до величины 2Un/3, триггер возвратится в нулевое состояние и таймер вновь окажется в исходном состоянии. Длительность импульса на выходе таймера может быть рассчитана как tu = RBCBln3 = 1,1RBCB. Запуск одновибратора может осуществляться непосредственно подачей сигнала на вход S или перепадом 1/0 на входе дифференцирующей цепи. Вход 4 может использоваться для прерывания процесса формирования импульса. На вход 5 может быть подано управляющее напряжение Uy от источника с малым выходным сопротивлением, например с выхода ОУ, таким образом можно управлять длительностью формируемого имцульса в соответствии с формулой

9.5.4. Генераторы линейно изменяющегося напряжения По форме генерируемых сигналов ГЛИН разделяются на генераторы пилообразного напряжения (ГПН) и генераторы напряжения треугольной формы. Способ получения линейно изменяющегося напряжения основан на заряде (разряде) конденсаторов постоянным током, а отличия в схемотехнике ГЛИН сводятся к различным способам построения источников постоянного тока. На рис. 9.80, а приведена диаграмма, иллюстрирующая работу реального ГПН, а на рис. 9.80, б—диаграмма, иллюстрирующая процесс формирования погрешности работы ГЛИН. Относительная погрешность работы ГПН определяется из выражения бпн = |AUmax/(U ВЫХК .ОН ивыхнвч)|) где AUmax = max|Uид ивых.нач |, и ид — мгновенное значение выходного напряжения, соответствующее идеальному выходному сигналу; U ^ — мгновенное значение реального выходного напряжения; ивых кон, и„ыХ.Нач — напряжения соответственно в конце и начале цикла формирования линейно изменяющегося напряжения; tnp — время прямого хода ГПН; tB — время восстановления (см. рис. 9.80). Одна из широко используемых схем ГПН строится на основе генератора с компенсирующей ООС (рис. 9.81, а). В этой схеме для задания начальных условий (разряда конденсатора) используется ключ на полевом транзисторе, управляющее напряжение на который подается от генератора прямоугольных импульсов. Формирование линейно изменяющихся напряжений осуществляется при закрытом транзисторе. При размыкании ключа конденсатор заряжается от входного напряжения. Удобно выбрать UBX = const = Uo- Для этой схемы без учета малых параметров можно записать UBlIX(t) = - U 0 [1 - e_t/(I+k)RC] .

tu = RBcBin[u;/(u;-uy)]. Входной ток компаратора А1 составляет примерно 0,1мкА, ток закрытого транзистора VT3 = 0,5 мкА. Этими токами определяется наибольшее допустимое сопротивление резистора RB. Рекомендуемые значения RB — [1кОм—ЮмОм]. Наименьшая возможная длительность t„ определяется параметрами таймера и равна приблизительно 10 мкс. 322

погрешностей работы ГЛИН 323

rjoC X L f U y n p

Схема, приведенная на рис. 9.81, а, из-за конечного значения К реализует выпуклую форму выходного напряжения1. Используя неинвертирующий вход усилителя (организуя ПОС), можно значительно повысить линейность работы ГПН за счет организации источника тока с достаточно хорошими характеристиками. Такая схема приведена на рис. 9.81, б. Для этого генератора выбираем UBXi = const и UBx2 = const. На его выходе при R, = R4 = R и R2 = R3 при запертом транзисторе в режиме работы ОУ формируется выходное напряжение, определяемое формулой

иbxib—[

+ E0

Ubx2«K

R

UB1

VTI Uynp.J^

TV a)

+

Eo

6)

С

R,

ви

ивых = 2t(UBx2 - UBXi)/RC + Ug,,1XHa4. Напряжение ивых.„ач является выходным напряжением ГПН, когда транзистор VT открыт. При условии выполнения соотношения R0 + Ra06 « Rt имеет место соотношение

R,

VT

с и,"—

с. B)

yz.

ивых нач ~ —Ц>х1 R2/R1.

ТУ*

Р и с . 9.81. Типовые схемы ГПН

Для выходного напряжения этой схемы можно получить и другую запись: и„ых(0 =

— f U„dt +U„ RC *

U.xt + U. RC

(9.48)

Напряжение и вых иач — остаточное напряжение на конденсаторе при замкнутом ключе, оно может быть найдено из выражения UBI

i-(Ro + Ядоб)ивхЛ1ь

(9.49)

где Ro — сопротивление открытого транзистора; Rao6 — добавочное сопротивление, ограничивающее ток через транзистор. Для полного разряда конденсатора необходимо добиться выполнения условия (Ro + Кдоб)С « t „ , где t„ — время, в течение которого транзистор открыт. ГПН характеризуется также скоростью изменения выхбдного напряжения v. Для рассматриваемой схемы v = -UBX/RC. Из этого выражения видно, что скорость нарастания можно регулировать изменением UBX. Если учитывать такие параметры ОУ, как напряжение смещения нуля есм, входные токи 1„хи i ^ , и пренебречь факторами второго порядка малости, можно определить вызванное этими параметрами изменение выходного напряжения ГПН, т. е. погрешность от воздействия этих факторов +

U ^ = UBUX =t(i „R,/R 324

- e^/RyC.

Из двух последних соотношений видно, что в генераторе могут устанавливаться как величины v и UBX, так и величина и выхнач . Достаточно хорошая линейность при построении ГПН обеспечивается при использовании таймера (рис. 9.81, в). В этой схеме генератор тока собран на транзисторе VT и резисторах Ri + R3. Таймер включен в режим ждущего мультивибратора аналогично схеме на рис. 9.79, г. При поступлении запускающего импульса на второй вход таймера конденсатор С„ начнет заряжаться от генератора тока, собранного на транзисторе VT. Напряжение на конденсаторе линейно нарастает до величины 2U„/3, после чего одновибратор возвращается в ждущий режим. Напряжение и вых снимается непосредственно с конденсатора С„, поэтому необходимо, чтобы последующий каскад обладал большим входным сопротивлением. В [49] предложен следующий порядок расчета ГПН. Для схемы рис. 9.81, а исходными данными являются: tnp — время прямого хода, в течение которого формируется линейно изменяющееся напряжение; |UВых.кон| — напряжение в конце цикла формирования линейно изменяющегося напряжения; UBX — постоянное напряжение, подаваемое на вход ГПН. Алгоритм расчета состоит из следующих этапов: — рассчитывается сопротивление Rfl06 таким образом, чтобы при разряде конденсатора ток через МОП-транзистор не превысил предельно допустимый. Это условие обеспечивается при выполнении неравенства Rflo6 "> |ивых.ко|Дстах!

—

^0»

— сопротивление R рассчитывается из условия R » Rfl06 + Ro и R > E0i/IBbrx max- Последнее условие не позволяет перегрузить ОУ по току. Здесь Е0) — напряжение положительного источника питания; 325

— из уравнения (9.48) при заданном tnp определяют емкость конденсатора

С

ОСС2

UBX tnp R / UBWXK . OH

ОСС1

—

и для выбранного С уточняется сопротивление

R

UbX tnp/CUBbIx.KOH>

-

Генератор прямоугольных импульсов

—> определяется минимальное время, в течение которого должен быть открыт транзистор (длительность отрицательного импульса на затворе транзистора)

Интегратор

—я

^вых

а)

б)

Т - tnp = t~ = (3 -ь 5)(Ro + Ядоб)С ;

— проверяется выполнение неравенства Rj вх < = есм, приняв iBX = iBX. Если оно выполняется, то принимается Ri = 0, если не выполняется, то Ri = R;

— по формулам UBxmin =-U+Bb,xRC/t„p и UBXmax = -LT[XRC/tnp вычисляются максимальное и минимальное входные напряжения, при которых ОУ не входит в насыщение. Для схемы рис. 9.81, б исходными данными являются tnp, U . o „ , UBX(, UBX2, Uex.HaM (напряжение в начале цикла формирования линейно-изменяющегося напряжения). Последовательность расчета схемы следующая: — конденсатор С и резистор Rfl06 можно рассчитать по методикам, приведенным для схемы на рис. 9.81, а; — находятся сопротивления Ri = R| = R по формуле (9.48) при условии, что t = tnp и ивых = ивых.кон

г) Р и с . 9.82. Типовые схемы генераторов треугольных импульсов

BbIx K

R — 2tnP(UBX2

UBX|)/C(UBblXKOn

UBbIXHa4);

— исходя из уравнения (9.49) рассчитывается сопротивление R2 = —RUBbIX Ha4/ UBXi, можно принять R3 = R2; — проверяется выполнение условия R31| R» < R„, где RH — минимальное сопротивление нагрузки. Если оно выполняется, расчет заканчивается. Если не выполняется, то емкость уменьшается в R„/(R31| Ri) раза и расчет элементов схемы повторяется. В отличие от ГПН в генераторах треугольных импульсов и заряд, и разряд конденсатора производятся постоянным током, за счет чего достигается линейный рост и спад напряжения. В большинстве случаев для создания такого режима работы на вход интегратора подаются разнополярные прямоугольные импульсы. Поддержание требуемых характеристик сигнала достигается введением ООС. 326

Возможные варианты включения ООС в генераторах треугольной формы приведены на рис. 9.82, а. Локальная ООС1 охватывает интегратор обратной связью по постоянному току, компенсируя постоянное смещение на выходе генератора. Улучшение характеристик линейности выходного сигнала обеспечивается за счет ООС2, которая воздействует на скважность импульсов, подаваемых на вход интегратора. Временная диаграмма работы генератора треугольных импульсов приведена на рис. 9.82, б. Простейшая схема генератора треугольных импульсов приведена на рис. 9.82, в. Эта схема представляет собой интегратор, охваченный глубокой ООС по постоянному току, которая поддерживает близким к нулю среднее выходное напряжение. ООС построена на Т-образной цепочке Rod, Roc2, Сое- На вход интегратора поступают разнополярные прямоугольные импульсы типа меандра с параметрами Uynp, LPnp, t*, t u . Исходными данными для расчета являются параметры t„p = to6P и управляющее напряжение ±Uynp (например,±10 В). Расчет такого генератора состоит из следующих этапов: — сопротивление резисторов R и Ri и емкость С определяются по тем же соображениям, что и для схемы ГПН (рис. 9.81, а); — амплитуды выходных напряжений рассчитываются по формуле и„

-и в

tnp(U+ynp - U~ )/2RC; 327

— сопротивления Rio,. = R2oc = Roc определяются из условия 10R> Roc > R„; выполнение этих неравенств обеспечивает удовлетворительную стабилизацию по постоянному току и исключает перегрузку ОУ по току; — емкость цепи ООС рассчитывается по формуле Сос •= 20tn[/Roc.

:

Более высокое качество треугольных импульсов получают в схемах с общей ООС (рис. 9.82, г.). ОУ А1 с резисторами Ri, R2, R5 служит пороговым устройством с гистерезисом, которые вырабатывают прямоугольные импульсы. Второй ОУ А2 с элементами R3, R4, С представляет собой интегратор. Когда на выходе А1 формируется напряжение отрицательной полярности, на выходе интегратора генерируется возрастающая часть сигнала треугольной формы. Часть этого сигнала через R5 поступает на неинвертирующий вход ОУ А1 и компенсирует часть сигнала, поступающего с его же выхода через Ri и R2. При равенстве сигналов со стороны R5 и Ri на входе А ] этот ОУ переключается в состояние положительного выходного напряжения, в результате чего на выходе интегратора начинает формироваться отрицательный спад сигнала треугольной формы. Амплитуда выходного сигнала А2 регулируется резистором R2, с помощью которого изменяется отношение R ^ R j + R2) [50]. Частота следования импульсов определяется постоянной времени интегратора (R3 + R4)C и регулируется сопротивлением R3. При высоких требованиях к линейности не рекомендуется превышать частоту следования треугольных импульсов в 10 кГц из-за ограничений на характеристики ОУ. Для больших частот рекомендуют выбирать высокочастотные ОУ или использовать таймеры [50].

9.6. УСТРОЙСТВА НЕПРЕРЫВНО-ДИСКРЕТНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ Многие задачи по обработке аналоговых сигналов связаны с использованием цифровых методов анализа, поэтому большое значение приобретают методы и устройства для реализации процессов непрерывно-дискретного преобразования. С их помощью осуществляется преобразование дискретных значений аналогового сигнала в их цифровые эквиваленты (при кодировании значения амплитуды в некоторой системе счисления) — аналого-цифровые преобразователи (АЦП) — и цифровых значений в аналоговые—цифроаналоговые преобразователи (ЦАП). Простейшие аналого-цифровые преобразователи реализуются на базе схем сравнения — компараторов, варианты схемных решений которых 328

рассмотрены в параграфе 9.3.1. На вход этих схем поступают аналоговые сигналы, а в качестве опорного уровня сравнения используется некоторый уровень напряжения. На выходе компаратора можно получить сигнал, амплитуда которого принимает только два значения — максимальное и минимальное, что соответствует состоянию нуля и единицы. Компараторы могут собираться с использованием операционных усилителей или иметь специальное интегральное исполнение, например микросхемы типа: K554CAI, К554СА2 (iBX = 75мкА, tBlcl = 135нс, Еп = + 12В; -6В); К554САЗ (iBV = 0,1 мкА, tBI01 = 200нс, Еп = ±15В); КМ597СА1 (iBX = 13мкА,' tBk71 = 6,5нс); КМ597СА2 (iBX= ЮмкА, гвкл=12нс); КМ597САЗ (iBX = = 0,25мкА, tBKI = 300нс, Е„ = ±15В). Однако выполнение на их основе многоуровневых аналого-цифровых преобразователей нецелесообразно; для этих целей разработаны специальные схемы, образующие класс АЦП. Известно несколько подходов к классификации типов АЦП [50]. Например, по методам' преобразования различают: — развертывающие АЦП последовательного счета; — следящего (в том числе поразрядного) уравновешивания; — параллельного преобразования; — двойного интегрирования и др. По времени формирования разрядных коэффициентов различают: — параллельные (одновременное формирование всех разрядных коэффициентов); — последовательные (последовательное формирование разрядных коэффициентов); — параллельно-последовательные. Можно классифицировать АЦП по способу представления цифровых сигналов на выходе: — преобразователи напряжение — цифровой код; — преобразователи напряжение — частота импульсов; — преобразователи напряжение—длительность импульса и т. д. Разнообразны по схемным решениям и цифроаналоговые преобразователи. По принципам действия ЦАП разделяют на три группы [50]: — последовательного действия; — параллельного действия; — с промежуточным преобразованием. В ЦАП последовательного действия код поступает последовательно, начиная с младшего разряда. В параллельных ЦАП все разряды кода одновременно поступают на схему суммирования, то есть происходит пространственное разделение разрядов, а суммирование токов и напряжений осуществляется с учетом весов разрядов. Параллельные ЦАП по способу 329

формирования сигнала делятся на сумматоры токов, делители напряжений и сумматоры напряжений. ЦАП с промежуточным преобразованием используют преобразование кода в какой-либо промежуточный параметр (длительность импульса, число импульсов и др.), который затем преобразуется в аналоговый сигнал. Рассмотрим подробнее принципы расчета и проектирования этих классов преобразователей сигналов.

9.6.1. Аналого-цифровые преобразователи Аналого-цифровое преобразование является первым этапом процесса непрерывно-дискретного преобразования. На этом этапе происходит сравнение амплитуды входного сигнала с несколькими «разрешенными» уровнями. Номер ближайшего разрешенного уровня принимается за числовое значение амплитуды; оно фиксируется в форме кодированного выходного сигнала. Оценка близости амплитуды входного сигнала к одному из уровней осуществляется с помощью одного из двух неравенств пДх <. х8Х < (п + 1)Дх или (п - 0,5)Дх £1 Хцх < (п + 0,5)Дх . Если выполняется условие неравенства, то хвх = пДх. Здесь Дх—уровень квантования по амплитуде; п—номер ближайшего уровня. Уровень квантования определяет разрешающую способность АЦП; его динамический диапазон задается разностью амплитуд сигналов—Umjn ч- Umax. Этому диапазону соответствует и диапазон изменения количества уровней— Nmin-5- Nmax. Еще одним важным параметром является время преобразования tnp — интервал времени, за которое формируется числовой эквивалент преобразуемой амплитуды. Быстродействие АЦП задается шагом квантования входного сигнала по времени, At—интервал времени между отдельными отсчетами сигнала. При выборе или расчете схемы АЦП эти параметры должны быть заданы. Рассмотрим схемные решения наиболее распространенных типов АЦП. А. АЦП последовательного счета относится к преобразователям, использующим в своем составе цифроаналоговые преобразователи (ЦАП). Схемотехника ЦАП достаточно подробно будет рассмотрена в параграфе 9.6.2. Для освоения материала данного раздела достаточно иметь самые общие представления о ЦАП как устройстве, которое производит преобразование цифрового кода в соответствующую ему величину аналогового напряжения. 330

Niux(So»Slt...,Sn.,) Р и с . 9.83. Структура АЦП последовательного счета

Упрощенная функциональная схема АЦП последовательного счета приведена на рис 9.83. Перед началом работы сигналом «сброс» счетчик СЧ устанавливается в исходное (нулевое) состояние. Компаратор К находится в единичном состоянии, поскольку U B X > ивых из-за нулевого состояния счетчика. С момента поступления сигнала «старт» через схему И на счетчик СЧ начинают поступать импульсы счета. На выходе счетчика формируется двоичный код, который схемой ЦАП преобразуется в аналоговый эквивалентный сигнал ивых. Когда ивых становится больше UBX, компаратор К устанавливается в состояние «0», закрывая схему И. Счет прерывается, а зафиксированный параллельный код может быть считан как результат преобразования. После сброса счетчика в ноль и появления разрешающего сигнала «старт» процесс преобразования возобновляется. Время преобразования такого АЦП является переменным и зависит от уровня входного сигнала. Для максимального входного сигнала время преобразования можно определить как: tnp = 2гтт 0, где г — разрядность счетчика, а тт — период тактовых импульсов. Б. АЦП следящего уравновешивания имеет структуру, похожую на АЦП последовательного счета, с той разницей, что счетчик является реверсивным. Упрощенная функциональная схема такого преобразователя приведена на рис. 9.84, а. При UBX> UBblx на выходе компаратора формируется высокий уровень, открывающий верхнюю схему И, и реверсивный счетчик суммирует тактовые импульсы, увеличивая величину ивых. При ивых > UBX на выходе компаратора формируется напряжение UK = 0, закрывающее верхнюю схему И и открывающее нижнюю. Реверсивный счетчик от тактовых импульсов уменьшает свое содержимое, тем самым величину и вых . Таким образом, схема будет следить за изменением величины входного напряжения, переключая счетчик в режим суммирования и вычитания. Код NBbIX на выходе PC является эквивалентом преобразуемого сигнала. В этой схеме следует для исключения эффекта «дрожания» кода при переходе от одного значения к другому использовать компара331

а) б) Р и с . 9.84. Структура АЦП следящего уравновешивания (а) и поразрядного уравновешивания (б)

тор с гистерезисом.Следящие АЦП рекомендуется использовать для преобразования медленно меняющихся сигналов. Наибольшее время необходимо для первого преобразования. Оно такое же, как у схемы последо"ательного счета. Поэтому иногда в начальный момент устанавливают в счетчике значение кода, соответствующее середине интервала преобразования. В. АЦП поразрядного уравновешивания (рис. 9.84, б) находит наибольшее применение при практической реализации интегральных АЦП. В АЦП этого типа код в регистре результата изменяется так, чтобы обеспечить по возможности быстрое уравновешивание входного напряжения или тока напряжением или током, получаемым с выхода ЦАП. В исходном состоянии регистр результата содержит нулевой код (и в х >и в ы х ). Компаратор поддерживает высокий уровень напряжения, включающий по сигналу «старт» работу устройства управления (УУ). Уравновешивание начинается со старшего разряда. В этом разряде УУ устанавливает вначале единицу и оценивает знак разности (UBX - ивых). Если UBX > ивых, то установленная в старшем разряде единица сохраняется, если UBX < ивых, то единица сбрасывается, то есть в дальнейшем в этом разряде сохраняется нуль. Далее таким же образом проверяется, нужна ли единица в соседнем, младшем по отношению к уже проверенному разряду. Уравновешивание продолжается до тех пор, пока не будут опрошены все разряды регистра, включая самый младший. Время преобразования в таком АЦП всегда одинаково и определяется разрядностью преобразования Ц, = пхт, где п — число разрядов, тт — период следования тактовых импульсов. Точность преобразования определяется в основном точностью работы ЦАП. Отечественной промышленностью выпускается целый ряд интегральных микросхем, работающих по принципу последовательного приближения. На рис. 9.85, а показана схема АЦП на основе микросхемы К572 ПВ1 [16]. Это 12-разрядный АЦП, который имеет выходные каскады с тремя состояниями (0,1 и высокоимпедансное), благодаря чему он может выда332

CP

III ZI V НЕ LE RE ST и„ +5В 0- „ иЬ -15ВО— Ц;, 23 , CI

MP ii*

401

N

22 Z0 26^ DR I, I» GA GD fl

i S А2 и.

1

а) К.

hfiи, 0 1 ^ I

1

А1

U

I

jH

rl

А2>—*С\

б) А -

Tj г

А1

и,

\

А2>—0CI

и, 1

в) Р и с . 9.85. Схема АЦП на основе микросхемы К572ПВ1

вать информацию в системную шину микропроцессоров, контроллеров и т. д. Этот АЦП имеет двунаправленный кодовый канал, что позволяет использовать его и как ЦАП. •Переключение кодового сигнала на ввод или вывод производится сиг налом У(режим): если V = 0 — включен режим вывода кода, если 0 — режим ввода. Перевод кодового сигнала в высокоимпедансное состояние производится подачей нулевого сигнала на вход LE (управление восемью младшими разрядами) и НЕ (управление четырьмя старшими разрядами). Благодаря этому информация с АЦП может выводиться побайтно на восьмиразрядную шину данных. Работа преобразователя синхронизируется тактовыми импульсами по входу С, частота которых не должна превышать 250 кГц. Для работы в режиме АЦП схема дополняется источником опорного напряжения Uo, операционным усилителем А1 и компаратором А2. ОУ 333

А1 используется для преобразования в напряжение выходного тока 1|, входящего в микросхему ЦАП. Выходы дополняющего тока 12 ЦАП и вывод последнего резистора сетки ЦАП Ь подключается к земле. В качестве резистора обратной связи ОУ А2 используется один из резисторов, входящих в микросхему (на рис. 9.85, а набор резисторов микросхемы, доступных для внешних соединений, изображен отдельно от микросхемы). В распоряжении пользователя имеются четыре таких резистора, которые соотносятся по двоичному закону 2R, R, R/2, R/4 (R « 10 кОм). Компаратор А2 сравнивает выходное напряжение ЦАП, снимаемое с выхода А1, с преобразуемым напряжением входа UBX. Результат сравнения подается на вход С1 (сравнение). При включении АЦП по схеме на рис. 9.85, а обеспечивается преобразование напряжения UBX от 0 до -Uo. Если в обратную связь ОУ А1 включить сопротивление 2R или R/2, то предельное значение UBX станет равным -2Uo или -Uo/2 соответственно. Опорное напряжение Uo может изменяться в пределах от -15 до + 15 В. АЦП на основе микросхемы К 572 ПВ1 можно построить и без операционного усилителя А1, если его выход 1[ соединить непосредственно с неинвертирующим входом компаратора и на этот же вход через резистор R подать преобразуемое напряжение UBX. Инвертирующий вход компаратора при этом заземляется. В этом варианте происходит сравнение с нулем суммы токов UBX/R и Ii. В обоих вариантах (с ОУ и без него) опорное напряжение Uo должно иметь полярность, противоположную полярности UBX. В приведенной схеме включения Uo должно быть отрицательным. При положительном Uo входы компаратора следует поменять местами. Два варианта двухполярного АЦП на основе микросхемы К572 ПВ1 приведены на рис. 9.85, б и в. В обоих случаях смещение характеристики преобразователя производится путем соединения опорного источника Uo через резистор со входом компаратора А2. Схеме на рис. 9.85, б соответствует диапазон изменения U^ от -Uo до + Uo, а схеме на рис. 9.85,в — от - U 0 / 3 до

+U 0 /3.

Запуск АЦП производится положительным импульсом, подаваемым на вход ST (старт). Весь цикл преобразования длится 28 периодов тактовых импульсов: 2 периода—сброс, 24 периода—реализация программы последовательного приближения и 2 периода — формирование положительного импульса на выходе DR (готовность данных). Цикл преобразования АЦП может быть закончен досрочно путем подачи повторного импульса запуска на вход ST. Таким образом, сокращается время преобразования и соответственно разрядность АЦП. Если требуется-организовать циклическую работу АЦП, то соединяются между собой выход Z0 (выход цикла) и вход Z1 (вход цикла). 334

Схема ЦАП на основе микросхемы К572ПВ1 приведена на схеме рис. 9.86. В этом случае на вход V подается сигнал «1»,и через кодовый •канал входной код N записывается в выходной регистр, управляющий работой ЦАП. Операционный усилитель А1 преобразует выходной ток Ii ЦАП в напряжение и вых . Внешняя кодовая информация, в выходной регистр может быть записана так же и последовательно, по входу DI. Записываемый код на этот вход подается, начиная с младших разрядов, синхронно с парами тактовых импульсов (запись 12 разрядов кода занимает время, равное 24 периодам тактовых импульсов). Преобразователь имеет вход RE, разрешающий смену кода в выходном регистре. Этот код может изменяться только при RE = 1. Если RE = 0, то в регистре хранится ранее введенный в него код. При работе с ТТЛ-схемами U^, = + 5В, при работе с КМОП-схемами U*, может быть повышено до + 15В. «Аналоговую землю» GА рекомендуется использовать в качестве низкопотенциальной точки для входного и опорного напряжений (UBX, U0). «Цифровую землю» GD рекомендуется использовать в качестве общей точки для дискретных сигналов. Соединять эти земли в общую точку следует в одном месте—на клемме источника питания. Отечественная и зарубежная промышленность выпускает функционально законченные АЦП, в состав которых входят все узлы, необходимые для работы преобразователя по методу последовательных приближений. Примерами таких АЦП могут служить микросхемы типа К1108ПВ1 и К1113ПВ1. На рис. 9.87, а показана схема включения АЦП К1108ПВ1. Десятиразрядный АЦП К1108ПВ1 может работать как с внутренним, так и с внешним тактовым генератором. Во втором случае на вход «С» подаются тактовые импульсы с выхода ЭСЛ инвертора (уровни-0,9;-1,7В), а в первом случае вход «С» соединяется через емкость 25 пФ с общим проводом. Эта емкость может быть увеличена, если требуется снизить частоту пре335

и, 0,47 мкф|

AI GA GD

35!

K1108

Joj^pj N

ПВ1

Ш

L

-5.2 В

25 пФ

"J" .1,0 мкФ -^+5 8 a)

UR

AI GA

1

HHN

К1113 0 ПВ1 N

в/С

DR

чг,

V GD

"^+5 В чг-15В

б) Р и с . 9.87. Схемы включения АЦП К1108ПВ1 (а) и К1113ПВ1 (б)

образования. Вместо емкости может быть подключен кварцевый резонатор на 13,6 МГц. Все цифровые входы за исключением С и V рассчитаны на работу с уровнем ТТЛ схем. Вход V управляет переключением разрядности АЦП. Для работы в десятиразрядном режиме (время преобразования 0,9 мкс) вход V соединяется с «цифровой землей». Для работы в восьмиразрядном режиме (время преобразования 0,75 мкс) вход V соединяют с источником питания U~, (-5,2 В). Вывод 15 — вывод питания аналоговой части. Вывод 12 — питание цифровой части. В АЦП К 1108 ПВ1 имеется внутренний источник опорного напряжения 2,5 В ± 0,1 В. Для частотной коррекции этого источника к выводу 19 подключается емкость 0,47 мкФ. Опорное напряжение U^ можно снять с вывода 18, например, для смещения начального уровня входного усилителя (потребляемый ток от и+0 не должен превышать 1 мА). Температурный коэффициент напряжения для этого источника ±(30 ч-100)10~6. Если точность внутреннего источника U* недостаточна, к выводу 18 можно подключить внешний, более точный, источник. Для отключения внутреннего источника U^ надо вывод 19 через резистор 0,1 кОм соединить с землей. Кодовые выходы АЦП могут быть переведены в высокоимпендансное состояние подачей единичного сигнала на вход DE. Для частотной коррекции ОУ и для снижения входного сопротивления источников питания подсоединяют конденсаторы к выводам 12,15, 16,21. Для циклической работы следует вход запуска ST соединить с землей. Выход «готовность данных» DR ис336

•пользуется для синхронизации системы считывания выходного кода АЦП. В процессе очередного преобразования на кодовом выходе АЦП присутствует код предыдущего преобразования. Входное напряжение АЦП может изменяться от 0 до 8Uo/7(~3B). Регулировки нуля и чувствительности АЦП лучше производить с помощью дополнительной схемы на ОУ, включаемой между UBX и аналоговым входом АЦП(А1). На рис. 9.87, б приведена схема подключения 10-разрядного АЦП К1113ПВ1, рассчитанного на входные напряжения 0*10,24 В или -5,12 4- +5,12 В. Переключение режима работы производится по входу V. Если V = 1, то UBX может изменяться в диапазоне 0 * 10,24 В, если V = 0, преобразователь работает в диапазоне входных напряжений -5,12 -з- + 5,12 В. Процесс преобразования в этом АЦП осуществляется при нуле на входе В/С (бланкирование-преобразование). Для сброса текущего выходного кода необходимо подать на вход В/С положительный сигнал длительностью не менее 2 мкс. После этого подача кода нуля на вход В/С инициирует новый цикл преобразования. По окончании преобразования на выходе DR (готовность) появится сигнал «ноль». В процессе сброса и преобразования на этом выходе поддерживается сигнал «единица», а кодовые выходы АЦП находятся в высокоимпедансном состоянии. По окончании преобразования одновременно с сигналом готовности данных DR = 0 на кодовых выходах устанавливается искомая информация, согласующаяся с цифровыми ТТЛ схемами. Регулировку чувствительности можно производить с помощью переменного резистора 100—500 Ом, включаемого между источником сигнала UBX и аналоговым входом АЦП AI. Для регулировки нуля можно включить переменный резистор 5—50 Ом между входом GA и внешней аналоговой землей. В [17] приведена практическая схема АЦП для цифровой обработки электрокардиосигнала (ЭКС) в кардиомониторе (рис. 9.88). Тактовые импульсы с частотой квантования fKB поступают на триггер Шмидта для повышения крутизны фронтов и запускают формирователь нормализованных импульсов (ФНИ) для квантования аналогового сигнала в АЦП. Цифровые сигналы через буферные инверторы (БИ) передаются на дальнейшую цифровую обработку. Сигнал конец преобразования (КП) формируется аналогично сигналам квантования. Обычно перед подачей на АЦП ЭКС фильтруют, защищая преобразователь от шумов, идущих с частотой выше, чем самая высокочастотная информационная составляющая полезного сигнала. Для работы с однобайтовыми цифровыми схемами разработан ряд функционально законченных 8-разрядных АЦП, например К572ПВЗ, К572ПВ4 [16]. 337

Фни

Till K155T7I2

г ,D

АЦП КШЗПВ1А

напряжения будет приходиться U(l) = Umax/2n = 8/8 = 1 В. Пусть входной сигнал изменяется от 0 до 8 В. Тогда при равномерных поддиапазонах входной шкалы будет существовать соответствие

БИ K155JIH1

#/л

-П.

код

(Г G НИ RG 620

Цифровой выход

КД522Б

ФНИ К155АГЗ

ч END

экс

D

Г Пшк

1'К 10К

-П_

КП

R G RG

КД522Б +5В Р и с . 9.88. Схема АЦП кардиомоиитора

Г. АЦП параллельного преобразования имеют самую простую логическую организацию, однако сложность схемы резко возрастает с увеличением разрядности. На рис. 9.89, а приведена упрощенная схема АЦП параллельного преобразования [16]. В этом устройстве компараторы К] -5- Km_i преобразуют входной сигнал в позиционный код. Каждый из компараторов «отвечает» за свой участок квантования входного напряжения UBX по уровню. Резистивный делитель задает равномерную сетку квантования по уровню. Приоритетный шифратор Ш, тактируемый внешним сигналом, преобразует позиционный код в параллельный двоичный. Время преобразования такого АЦП определяется лишь задержкой срабатывания компараторов и шифратора и обычно не превышает сотен наносекунд, однако для обеспечения п-разрядного двоичного кода необходимо использовать 2"—1 компаратор, поэтому более чем 8-разрядные АЦП такого типа практически не строят. Принцип действия АЦП параллельного преобразования рассмотрим на примере. Такой АЦП ставит в соответствие входному напряжению UBX «-разрядный двоичный код, то есть с выхода АЦП может быть получено m = 2П различных комбинаций, каждая из которых должна соответствовать w-различным поддиапазонам (квантам) входного сигнала. Пусть для примера разрядность цифрового кода п = 3, тогда АЦП должен различать 2 = 8 поддиапазонов входного сигнала. На один поддиапазон входного 338

средний уровень

поддиапазон

000

0-0,5

001

0,5-1,5

010

1,5 - 2.5

011 100

2,5 - 3,5

101

4,5-5,5

110 111

6,5-7,5

3,5-4,5 5,5-6,5

Для этого примера резистивный делитель должен быть подобран так, чтобы в диапазоне входного сигнала 0 -=- 0,5 В не сработал ни один компаратор, в диапазоне 0,5 ч- 1,5 В срабатывает первый компаратор, в диапазоне 1,5 ч- 2,5 В срабатывает второй и т. д. В общем случае в состав АЦП параллельного преобразования входит делитель опорного напряжения Uo, задающий границы соответствующих т-1 поддиапазонов, и т-1 компаратор, устанавливающий соответствие между UBX и этими уровнями. На рис. 9.89, б показана схема включения АЦП параллельного преобразования типов К1107ПВ1 и К1107ПВ2. К1107ПВ1 — шестиразрядный,

13.15,16.18.20 (НЩ.13)22(У) 11(16) 4.19(11.14)

3

AI К1107 UJ ПВ2 v£ (ГТВЦ

41(44) G A 36(48) V I V2 30(4) С

+5Bj^_2M3&39) 47.48,49,50 -6В (24,37,38)

40(45) СР 39(46) 38(47) 37(1) N

35(2) 34(3) 33(МР) 32 M P

41.

И

АС

129,42(5,43) G D

17(12)

б) Р и с . 9.89. Организация и схема подключения АЦП параллельного преобразования 339

а К1107ПВ2 — восьмиразрядный АЦП. Поскольку опорное напряжение на этих схемах отрицательное -2В, то входное напряжение тоже должно быть отрицательным в пределах (UBX = 0-s- -2В). К средней точке делителя АЦП подсоединен корректирующий резистор RK, свободный вывод которого (АС) может быть соединен с одним из конечных выводов делителя Up или U r . Таким способом в некоторых пределах компенсируется нелинейность преобразователя. Если, например, исходно резисторы нижней половины превышают по своему номиналу (из-за технологического разброса) номиналы верхних резисторов, можно резистор RK (вывод АС) соединить с нейтральным выводом U°. Тогда общее сопротивление нижней половины уменьшится, вследствие чего уменьшится по модулю и соответствующее напряжение на делителях. В простейшем варианте включения АЦП вход Up соединяют с источником опорного напряжения —2 В, а вход Up — с аналоговой землей GA. Допускается эти входы соединять с выходами регулирующих усилителей и регулировкой U0 и в пределах ±0,1 В корректировать чувствительность и ноль АЦП. Можно выполнять U0 зависимым от UBX и таким путем получать функциональную зависимость выходного кода От сигнала U„. Ток, потребляемый преобразователем от источника входного сигнала, близок к 0,5 мА, а входная емкость превышает 300 пФ, поэтому при большой скорости изменения входного сигнала рекомендуется между источником входного сигнала и входом AI АЦП включать буферный усилитель, обеспечивающий быстрый перезаряд входной емкости. Работа АЦП синхронизируется тактовыми импульсами, додаваемыми на вход С, частота следования которых не должна превышать 30 МГц. Выходной код АЦП в данный момент времени соответствует входному напряжению, присутствующему на входе АЦП двумя периодами тактовых импульсов ранее. Вид выходного двоичного кода АЦП определяется сигналами на входах VI, V2. VI

V2

0

0

— обратный

код

0

1

— дополнительный

1

0

— обратный дополнительный

1

1

— прямой

Дискретные сигналы рассчитаны на работу с цифровыми ТТЛ-схемами. Для работы с ЭСЛ-схемами разработан АЦП К1107 ПВЗ со временем преобразования 20 Не. 340

Д. Интегрирующие АЦП относятся к классу последовательных преобразователей и по своему быстродействию уступают преобразователям последовательного приближения, но они требуют небольшого числа компонентов, изготовляемых с повышенной точностью, имеют высокую помехоустойчивость, у них отсутствует дифференциальная нелинейность и они достаточно дешевы. Эти свойства интегрирующих АЦП определили их широкое применение в практике построения биомедицинских систем, где не требуется высокого быстродействия (от одного до нескольких тысяч измерений в секунду), но где в качестве основных требований выступают требования высокой точности и нечувствительности к помехам. Интегрирующий АЦП, как правило, состоит из двух преобразователей: преобразователя напряжения или тока в частоту или длительность импульсов, а затем производится преобразование частоты или длительности импульсов в код. Вторая часть преобразования реализуется просто. Если первая часть преобразователя вырабатывает частоту, пропорциональную величине преобразуемого аналогового напряжения UBX, то перевод частоты в код осуществляется подсчетом импульсов счетчиком за фиксированный промежуток времени. Очевидно, что чем больше UBX, тем выше частота преобразователя и, следовательно, тем большее количество импульсов подсчитает счетчик за фиксированное время, а на его выходе сформируется больший по величине двоичный код N. Если первая часть вырабатывает импульс, длительность которого пропорциональна величине входного сигнала UBX, то задача его преобразования в цифровой код решается тем, что в период существования этого импульса от генератора фиксированной частоты производится заполнение счетчика. Очевидно, что чем больше длительность импульса, отражающего величину UBX, тем больший двоичный код фиксируется на выходе счетчика. На рис. 9.90, а представлена структура АЦП, работающего с преобразователем входного напряжения в частоту (схема ПНЧ). Тактируется работа элементов схемы (установка в исходное положение, запуск, синхронизация) устройством управления УУ. Формирователь временных ворот формирует импульс фиксированной длительности, разрешающей прохождение импульсов счета ПНЧ через схему И на счетчик СЧ. На рис. 9.90, б приведена структура АЦП, работающего с преобразователем напряжения в длительность импульса, иногда эти преобразователи называют широтно-импульсными преобразователями, схемами формирования широтно-импульсных сигналов (ШИС) или схемами преобразования напряжение — время (ПНВ). В этой схеме импульсами с генератора тактовых импульсов ГТИ фиксированной частоты заполняется временной интервал, фиксируемый ПНВ. В остальном принцип работы этой схе341

б) В)

Р и с . 9.91. Преобразователь двойного интегрирования

Р и с . 9.90. Структура ПНЧ и ПНВ преобразователей

мы аналогичен принципу работы с преобразователем типа ПНЧ. Цифровые и импульсные элементы схемы практически не влияют на точность работы интегрирующих АЦП. Основные их характеристики определяются свойствами применяемых преобразователей ПНЧ и ПНВ. В простейших случаях при построении ПНВ или схем ШИС используют схемы формирователей с одним управляемым параметром, прямое изменение величины которого приводит к изменению длительности генерируемого импульса. На рис. 9.90, в изображена простейшая схема, реализующая развертывающий способ формирования ШИС, и временная диаграмма ее работы [50]. В этой схеме генератор тактовых импульсов управляет работой генератора пилообразного напряжения ГПН и триггера Тг. Пилообразный сигнал с ГПН сравнивается компаратором К со входным напряжением. В начальный момент времени триггер Тг установлен в состояние «0», а ГПН выключен. В момент ti ГТИ запускает ГПН и устанавливает Тг в состояние «единица». Когда UBX = UrnH, срабатывает компаратор К, устанавливая триггер в исходное состояние. Чем больше UBX, тем позже наступает сравнение и тем больше будет величина Т; = - tj. Наибольшая погрешность преобразователя формируется из-за нелинейности Un,H, особенно на начальном участке. Преобразователи ПНВ- и ПНЧ-типов так же могут строиться на основе прямого управления одним параметром функционального преобразо342

вателя, например на основе управляемых генераторов или мультивибраторов. При построении интегрирующих ПНЧ и ПНВ чаще всего используется принцип двухтактного (двойного) интегрирования. В соответствии с этим принципом в первом такте преобразования производится интегрирование другого входного сигнала обычно противоположного UBX знака, то есть производится как бы «разынтегрирование» входного сигнала до выполнения какого-либо условия. Реализацию принципа двойного интегрирования рассмотрим на примере схемы, приведенной на рис. 9.91, а. Одним из основных элементов этой схемы является интегратор ИНТ, ко входу которого с помощью ключа поочередно подключается входной сигнал и опорный сигнал Uo полярности, противоположной UBX. Работой АЦП управляет устройство управления УУ, которое путем подсчета тактовых импульсов формирует интервал времени интегрирования входного сигнала—1„, затем интегрируется опорный сигнал, уменьшающий выходной сигнал интегратора U„ до нуля. Когда U„ = 0, срабатывает нуль-орган (НО), построенный, например, на компараторе с нулевым уровнем сравнения, который дает УУ сигнал об окончании цикла преобразования. В интервале времени от t„ до срабатывания нуль-органа (НО) производится заполнение счетчика импульсами от ГТИ. На рис. 9.91, б показаны временные диаграммы работы интегратора U„i — для большего напряжения UBX и U„2 — для меньшей величины UBX. Из диаграммы видно, что большему значению UBX соответствует больший интервал времени tj - t„. 343

t i - t „ = (UBXtH)/Uo, с и.

к

RI А.

к и вых 1Г

НЬ

и

4

и„

которому соответствует выходной код <

и-

ии и.

-и, и.»+ и

/|\ 1 / /1к 1 / / 1 1 1 /

/ гV :У 1 1

\

t, S

t,

|у

t5

1

Л \

i

» 1

t,

! /

\ N.

. t,

t.

t.

\

i // 1 / ,y 1/

t

1 1 и

t

U" At*

N = UBX (a/U0),

и.,

At" б)

Р и с . 9.92. Структура ПНЧ двойного интегрирования и диаграмма его работы

Если интегратор построен на базе ОУ по схеме рис. 9.91, б с постоянной времени интегрирования RC, то определение величины N можно произвести следующим образом. К моменту времени t„ на выходе интегратора будет напряжение U„(t„) = (UBxt„)/RC. При подключении Uo интегратором формируется сигнал

где а = fct„—постоянный коэффициент; fc—частота следования счетных импульсов. На рис. 9.92, а показана структура простейшего ПНЧ, в котором разряд интегратора (разынтегрирование) осуществляется источником постоянного тока 10. Коммутатор К управляется компаратором с гистерезисом (триггером Шмидта). Последний имеет петлю гистерезиса Ui - U2. Поскольку коммутатор К (ключ К) управляется компаратором с петлей гистерезиса, напряжение интегратора колеблется между Uj и U2 (рис. 9.92, б). На диаграммах учтено, что интегратор собран по инвертирующей схеме. Частота следования выходных импульсов компаратора изменяется в зависимости от UBX, так как Io = const. До момента времени ti компаратор в состоянии U~, ключ К подключен к источнику Io = const, емкость заряжается по линейному закону (интегратор инвертирующий, поэтому Uj растет). Когда U„ = Uj (t = tj), компаратор переключается в состояние U + , переключая ключ К к источнику положительного входного напряжения и вх . Емкость интегратора начинает разряжаться, интегрируя входное напряжение UBX, которое в общем случае не является постоянным на периоде времени интегрирования. В момент времени t = tj справедливо соотношение Uc(ti) = UH(ti) = Ui- Когда Uc(t) достигнет величины U2 (момент времени t2), компаратор переключится в состояние U_, переключив ключ К к источнику тока. На момент времени t2 за время At+ = t2 - tj выходное напряжение интегратора определится как

•i где Еср — среднее за время At+ значение напряжения сигнала. Когда к интегратору подключается источник тока, на его выходе формируется напряжение

U„(t -1„) = (UBXt„)/RC - U0(t - t„)/RC . Для момента времени срабатывания компаратора tj выполняется условие U„(t,-t„) = 0 . С учетом этого можно найти интервал времени 344

U„(t) = U2 + (t-t 2 )Io/C, которое в момент времени t = t3 достигнет напряжения Uj. Длительность интервала At" определяется формулой Ar = t 3 - t 2 = (U,-U 2 )C/Io. 345

Следовательно, период повторения импульсов Т определяется выражением Т = At+ + АГ, а соответствующая частота определится как f=ECpl0/[C(U1-U2XRIo

+ E ep ).

(9.50)

Зависимость f(Ecp) является нелинейной, но если обеспечить условие Rio » Еср, эта нелинейность может быть достаточно малой. При этом f » Е„

I, (U,-U 2 )RCI 0

ч> (U,-U 2 )RC

(9.51)

Если UBX за период интегрирования «держится» достаточно стабильно (Еср = UBX), то можно записать, что f*U BX /((U,-U 2 )RC). Относительная погрешность преобразования, связанная с нелинейностью выражения (9.50), может быть определена как S нл _ (Kf - К,") КГ Ecp'CWo).

(9.52)

где К"л = Af/Ecp и К" —дифференциальные коэффициенты передачи преобразователя, описываемые соответственно уравнениями (9.50) и (9.51). В общем случае для метода двухтактного интегрирования суммарное приращение интеграла за цикл интегрирования равно нулю, поэтому можно записать (UiTi)/t = (U2T2)/i: = 0,гдеТ1иТ 2 —длительность первого и второго тактов интегрирования, Uj и U2 — имеющие различную полярность, интегрируемые на первом и втором такте напряжения. Соотношения длительностей тактов удовлетворяют отношению T2/Tj = = -Ui/U 2 . Различные способы построения ПНВ и ПНЧ могут быть представлены четырьмя большими группами в зависимости от того, как организован цикл двухтактного интегрирования (рис. 9.93). Первая группа — интегрирующие двухтактные ПНВ с заданной длительностью цикла интегрирования (ПНВ ЗЦ). ПНВ ПНЧ В таких преобразователях (ПНВ ЗЦ) фиксируется суммарная длитеС заданным С заданной С заданным С заданным льность двух тактов циклом тактом амплитудой интегралом Т = Т, + Т2. В простейшем случае Т = const, Р и с . 9.93. Способы реализации ПНЧ и ПНВ однако бывают ситуа346

ции, когда Т подстраивают под сигнал помехи. В ПНВ ЗЦ обычно принимают для первого такта интегрирования Tj напряжение интегрирования U, = UBX - Uo , а для второго такта Т2 — напряжение интегрирования U2 = UBX + Ц>. В этом случае справедливо соотношение

т,-та_т,-т2_и, + и 2 _ и , т,+т 2 т и 2 - и , и0" Таким образом, разность длительностей тактов Tj-T 2 изменяется пропорционально измеряемому напряжению UBX T , - T 2 = (T/U0)UBX. Принцип двухтактного интегрирования с заданной длительностью одного, например первого такта, используется для построения как ПНВ, так и ПНЧ. В ПНВ с заданным тактом ПНВ ЗТ принимают обычно Ui = UBX, U2 = = -U 0 , тогда

т 2 /т,=-и,/и 2 = ивх/и0. По такой схеме реализован преобразователь АЦП, структура которого представлена на рис. 9.91, а. В ПНЧ заданным тактом ПНЧ ЗТ выбирают напряжения Ui = UBX - Uo, U2 = UBX, откуда можно получить U f-12 T U2 - U, T,

1 U0 T, '

В ПНВ и ПНЧ, реализующих принцип двухтактного интегрирования с заданной амплитудой (ПНВ ЗА и ПНЧ ЗА), первый такт интегрирования заканчивают тогда, когда напряжение на выходе интегратора достигает некоторого заданного уровня, а второй такт, когда это напряжение возвратится в исходное состояние, аналогично тому, как это делалось в схеме ПНЧ рис. 9.92, а. Если через U„ обозначить размах пилообразного напряжения на выходе интегратора, то и,

и2

В ПНВ ЗА обычно устанавливают U,=U BX - Uo, U2 = UBX + U 0 , поэтому характеристика преобразователя в них имеет такой вид

(т, - т2ут = UBX/U0 . 347

В этом выражении Т — величина переменная, зависящая от U„x, то есть эти схемы сложнее, чем предыдущие, и поэтому как АЦП они применяются редко, однако они хорошо работают там, где нужно получить широтно-и мпульсную модуляцию, в устройствах гальванической развязки, в аналоговых ШИМ-АИМ перемножителях. В ПНЧ ЗА чаще всего устанавливают U| = UBX, U2 = —UBX, тогда f _

R|<7«OM С ,

Rj I MOM -^Sli 0-CZ3 i; LL 0,1 мкФ

f^Uex/S.

Q т—щ

1 SSL

1 _ _ и« Т,+Т 2 и л и . - и , ) ! 2Urol

В ПНЧ с заданным интервалом компенсация осуществляется не за счет компенсирующего импульса длиной Т2 и величиной Uo, а, например, путем перезаряда конденсатора. Важно, чтобы интеграл входного напряжения компенсировался другим компенсирующим интегралом S. В общем случае, если интеграл (площадь) компенсирующего импульса равен S, то частота на выходе ПНЧ определяется выражением [16]

А.1 ИКФ

г-С—}

СОМ 3 2 S7.

S9* +

.в-

и„

sio;

3 6 S3,

U,0

3 5 S4„ 3 3 34

38

40

100 шеф

D 39

2ТГ

i

100 кОм

Р и с . 9.94. Структура АЦП КР572ПВ2

При емкостном формировании компенсирующего импульса S = CRU r . Рассмотрим подробнее схемотехнику интегрирующих преобразователей напряжение-время. На рис. 9.94 представлена функциональная схема аналоговой части АЦП КР572ПВ2, работающего с заданным тактом. АЦП содержит буферный повторитель напряжения А1, интегратор на ОУ А2, компаратор A3, узел формирования общего потенциала, включающий в себя ОУ А4, систему аналоговых ключей SI—S11 и цифровую часть (на рис. 9.94 не показана). Постоянная времени интегратора определяется внешними элементами R b C|. Конденсатор С2 используется в цепи коррекции напряжения смещения усилителей AI, А2, A3. На конденсаторе Сз запоминается опорное напряжение Uo- Резистор R2 и конденсатор С4 определяют частоту встроенного тактового генератора. На входе АЦП может быть установлен фильтр нижних частот R3, С5, сглаживающий пульсации входного сигнала. Этот АЦП имеет дифференциальные входы для преобразуемого (UBX) и опорного (U0) напряжений. Это значит, что на результат преобразования оказывает влияние разность напряжений между входными зажимами (выводы 31 и 30) и между зажимами Uo (выводы 36 и 35). Синфазные же напряжения, существующие на этих зажимах, практически не влияют на работу ПНВ. Отсчет синфазных напряжений ведется относительно общего потенциала, присутствующего на выводе 32(СОМ). Этот потенциал задается стабилитроном Du и делителем R^Rs на уровне примерно 2,8 В более низком, чем положительное напряжение 348

питания U*,. Повторитель, выполненный на ОУ А4, имеет различную нагрузочную способность для втекающего и вытекающего тока — примерно 20 мА и 10 мкА соответственно. Это дает возможность при желании присоединить вывод общего потенциала к земле и таким путем устанавливать этот потенциал равным нулю. Разность напряжений между выводами U*, и СОМ может в принципе использоваться в качестве опорного напряжения АЦП. Температурный коэффициент этой разности примерно равен 10"4К. Однако при работе АЦП на световой индикатор рассеиваемая в микросхеме мощность зависит от числа светящихся сегментов индикатора, это вызывает значительные изменения температуры кристалла и, следовательно, непостоянство разности потенциалов между U*, и СОМ. Двум основным тактам интегрирования в данном АЦП предшествует такт автокоррекции (нулевой такт). Обозначения ключей на рис. 9.94 снабжены вторыми индексами, обозначающими номера4тактов, в которых эти ключи замкнуты. При автокоррекции замыкаются ключи S3—S6, SI 1. При этом входы буферного усилителя и интегратора присоединяются к общему потенциалу, а выход компаратора A3 соединяется с инвертирующим входом интегратора А2. Усилители А2 и A3 оказываются охваченными единичной обратной связью, вследствие чего их суммарный коэффициент усиления становится равным единице. На обкладке конденсатора С2, подключенной к контакту 29 микросхемы, устанавливается напряжение, равное сумме напряже349

ний смещения усилителя А2 и приведенного напряжения смещения A3. На противоположной обкладке этого конденсатора будет присутствовать напряжение смещения усилителя А1. Таким образом, на конденсаторе С2 на этапе автокоррекции запоминается напряжение ошибки, обусловленное напряжением смешения всех трех ОУ А1 -г A3. В последующих двух тактах интегрирования ключ S11 размыкается и запомненное на С2 напряжение вычитается из выходного сигнала ОУ А2. Такое схемное решение позволяет уменьшить суммарное напряжение смещения АЦП до значения, не превышающего 10 мкВ* В такте автокоррекции осуществляется также заряд конденсатора Сз опорным напряжением UoВ первом такте преобразования замыкаются ключи SI, S2 и производится интегрирование входного напряжения UBX в течение 1000 периодов тактовых импульсов. По окончании первого такта по сигналу на выходе компаратора A3 устройство управления, входящее в цифровую часть, оценивает знак напряжения UBX. Если UBX > 0, то сигналы на выходе интегратора и компаратора будут отрицательными, если же UBX < 0, то положительными. В зависимости от знака UBX замыкаются ключи S8, S9 (если UBX > 0) или S7, S10 (если UBX < 0) и, кроме того, замыкается ключ S6. Таким образом, на втором такте интегрируется напряжение Uo, снимаемое с конденсатора Сз, причем полярность этого напряжения противоположна полярности входного напряжения. Длительность второго такта определяется временем, в течение которого напряжение на выходе интегратора уменьшается по модулю до нуля, что будет зафиксировано срабатыванием компаратора A3. Эта длительность, измеренная числом тактовых импульсов, может изменяться от 0 до 2000, и именно это число представляет собой результат преобразования АЦП. Для этого преобразователя справедливо соотношение u IJ 0

f mUu 0

и0

u

где N — выходной код АЦП; fT—частота тактовых импульсов; Ni — число тактовых импульсов, определяющих длительность первого такта интегрирования. Тактовые импульсы в АЦП вырабатываются путем деления на 4 частоты колебаний, получаемых с выхода встроенного тактового генератора (fT = fr/4). Частота этого генератора определяется соотношением f r » 0,45/(R2C4). Рекомендуемый диапазон частот f r = 40 -г- 200 кГц. В АЦП предусмотрена кварцевая стабилизация частоты f r . В этом случае вместо элементов С4, R2 используется кварцевый резонатор, включаемый между выводами 39,40. Допускается использование внешнего, задающего тактовую частоту генератора. Тактовые импульсы с внешнего генера350

тора подаются на вывод 40 (выводы 38 и 39 остаются свободными). Целесообразно устанавливать такое значение f r , при котором длительность первого такта кратна периоду сетевого напряжения (20 мс). В этом случае АЦП нечувствителен к сетевой помехе, наложенной на полезный сигнал. Диапазон входного напряжения АЦП OT-2UO ДО + 2Ц>. Знаки « + » и «-» у входных зажимов АЦП (UBX и U0) показывают неинвертирующий и инвертирующий входы. Если полярность UBX совпадает с этими знаками, то результат преобразования будет положительным. В противном случае— отрицательным. Рекомендуемые значения Uo — 1В или 0,1 В. В первом случае диапазон входных сигналов ±1,999 В, а во втором ±0,199 В. Входы АЦП для UBX и U0 — дифференциальные. Напряжение на'любом из входных 4-х зажимов должно находиться в пределах от UN2 до U„,. Если возможно, рекомендуется низкопотенциальные зажимы входов UBX и U0 соединять с общим потенциалом (вывод СОМ) так, как это показано на рис. 9.94. Возможны и другие схемы включения. Например, на рис. 9.95, а показан вариант включения, в котором UBX подается относительно общего потенциала, а источник напряжения Uo с выводом СОМ не соединен. Опорное напряжение здесь вырабатывается стабилитроном Д. На рис. 9.95, б показана схема на базе микросхемы АЦП КР572 ПВ2 для измерения напряжения рассогласования четырехплечного моста RI — R4, который питается от напряжений U*, и UN2. К этим же источникам напряжений подключен делитель R5 — R7, вырабатывающий опорное напряжение. В этой схеме обеспечивается независимость результатов измерений от напряжений, питающих мост (логометрическое измерение). Линейность функции преобразования ПНВ ЗТ и, в частности, АЦП КР572ПВ2 сильно зависит от качества конденсатора интегратора. Для

Р и с . 9.95. Схемы включения АЦП типа КР572ПВ2 251

10 и,О 6 Сг"и_3

9

А -

I

11

_ ИОН —

и пН

т5|-L т1J13I .1А -15В "Ш7

R,

т

37 и:

S2,

33]

S52 S7T

12 c

iT

т ж S6, S8„

38

36

-39

S40

ифровая часть

34 35 40I 2| 311 11 GAi & i j, С4

GD

+5B +15B

Р и с . 9.96. Структура АЦП типа КР1108ПП2

керамических конденсаторов достигается погрешность линейности 0,1 %.. В конденсаторах с полистирольным и полипропиленовым диэлектриками — 0,01 % и 0,001% соответственно. Из отечественных конденсаторов рекомендуются конденсаторы типов К71-4, К71-5, К72-6, К73-7, К73-16 [16].Для системного использования предназначен АЦП типа ПНВ ЗТ, состоящий из двух микросхем КР1108ПП2 и КР572ПП2[1]. Эта схема выполнена по тому же принципу,что и микросхема КР572ПВ2. Отличие заключается в том, что его входы недифференциальные. Структура аналоговой части такого АЦП приведена на рис. 9.96. Входной усилитель может использоваться как в режиме повторителя, так и в режиме усилителя. Компаратор A3 сравнивает выходное напряжение интегратора с пороговым напряжением U„. Резистивный трехполюсник R2, R3 обеспечивает согласование компаратора с цифровой частью. Этот 16-разрядный АЦП работает с двухполярным входным напряжением и имеет развитую интерфейсную часть. Она может обеспечивать побайтную выдачу информации на системную шину, осуществлять выдачу информации через синхронный приемопередатчик, может работать в комплекте с различными микропроцессорами. В работе [16] рассматривается схемотехника других типов ПНВ. Рассмотрим теперь схемотехнику интегрирующих преобразователей типа напряжение — частота. 352

Ri_C, Отечественной промышленностью выпускается ПНЧ с заданным тактом (ПНЧ ЗТ) типа КР1108ПП1. Упрощенная функциональная схема этого ПНЧ показана на рис. 9.97. ПНЧ Sj ]КР1108ПП1 включает в себя усили4] 5J_ C212J 11J_ тель А1, два компарато-15В +15B ра А2, A3, RS-триггер, Р и с . 9.97. Структура АЦП типа КР1108ПП1 два источника стабильных токов 1|, Ь, два аналоговых переключателя Si, S2, источник опорного напряжения Uo, логическую схему И и выходной транзистор VT). Дополнительные элементы Ri,Ci вместе с А1 образуют интегратор, компараторы А2, A3 с элементами S2, С2, 12 и триггером образуют одновибратор.

13

Работает ПНЧ следующим образом. Под действием положительного входного сигнала UBX напряжение на выходе интегратора уменьшается. Триггер Т в начальный период времени находится в состоянии «0», ключи Si, S2 — в состоянии, показанном на рисунке. Ток I) нагружает А1, не влияя на его выходное напряжение. Ток 12 через ключ S2 идет на землю. Когда напряжение на выходе А1 уменьшится до нуля, срабатывает компаратор А2, переводя триггер Т в состояние «единицы», запуская тем самым одновибратор. При этом ключ S2 размыкается и под влиянием тока 12 начинает уменьшаться напряжение на конденсаторе С2. Когда это напряжение достигнет величины Uo, срабатывает компаратор A3 и триггер вновь возвращается в «нуль». Пока триггер находился в состоянии «единица», ток I) поступал на вход интегратора, вследствие чего напряжение на выходе 2 снова возросло. Далее процесс повторяется под воздействием UBX. Длительность импульса одновибратора, определяющего длительность такта Ть в течение которого интегрируется ток I), находится как Т, = и 0 с 2 л 2 . Импульсы тока I) уравновешиваются током, вызываемым входным напряжением UBX. Условие уравновешивания можно определить соотношением -о, ' R,

12

откуда f

_ 1 _ U»x h 1 Т -U 0 I, R,C,

12 Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

353

В схеме Ii = 12 « 0,8мА, U 0 «-7B. АО К Р Из последнего выражения сле-ЯЛ. А1 110> DO ПП1 дует, что стабильность характериЧГ, стик ПНЧ зависит от стабильности внешних элементов Rj, Cj и внутС. 1C C1 2 fi • ренних параметров Uo, Ii и I2. ь -т Для амплитуды UBX 0 * 2 В и fBb]X = 0 + 20 кГц рекомендуется выбирать Cj = 1,4 нФ, Rj = 10 кОм, Р и с . 9.98. ПЧН на микросхеме С, = 4 нФ. КР1108ПП1 ПНЧ КР 1108ПП1 содержит выходной каскад с открытым коллектором, напряжение питания которого подбирается из условия сопряжения с последующими каскадами. Элемент И позволяет управлять работой выходного каскада, блокируя его. Это позволяет, например, объединить выходы нескольких ПНЧ одной сигнальной линией. Для преобразования отрицательных напряжений UBX можно подать на неинвертирующий вход усилителя А1, а вход резистора Rj заземлить, однако при этом погрешность преобразования может возрасти в 1,5 — 2 раза. Микросхему КР1108ПП1 можно использовать как преобразователь частота — напряжение (ПЧН). В этом варианте импульсы входной частоты подаются на запуск входящего в микросхему одновибратора, а выходное напряжение получают пропорциально среднему току Ii, поступающему на вход усилителя А1. Схема включения ПЧН показана на рис. 9.98, Для согласования входа компаратора А2 с выходом цифровых ТТЛ-схем на инвертирующий вход компаратора А2 может быть подано напряжение смещения элементами R2, VDi, VD2. Для получения хорошей линейности преобразования рекомендуется выбирать скважность импульсов не менее четырех. Выходное напряжение ПЧН, собранного по схеме рис. 9.97, определяется выражением

9.6.2. Цифроаналоговые преобразователи

LC.

U Bl |x

Принцип действия последовательного ЦАП рассмотрим на примере ЦАП с применением двух схем устройств выборки хранения (УВХ) (рис. 9.99) с общей обратной связью [50]. Двоичная кодовая комбинация сигналов UK последовательно, начиная с младшего разряда, поступает на управляющий вход ключа Ki. При поступлении на вход двоичного сигнала «единица» ключ Ki замыкается и его опорное напряжение Uo подключается ко входу первого УВХ (ОУА1). Когда поступает кодовый разряд «нуль», ключ Ki остается разомкнутым. ОУ А1 выполняет операцию суммирования сигнала Uo (когда К! замкнут) с сигналом U2j, формируемым на выходе А2 с коэффициентом передачи 0,5. Для этого необходимо задать соотношение резисторов RI = R3 = 0,5R2. Обработка каждого разряда кода длится в течение двух тактов tn и ti2. В первом такте замыкается ключ Кг, на выходе ОУ А1 устанавливается сигнал и „ = 0,5[и0 + и2(И)], где U2(j_i)—сигнал на выходе А2, соответствующий коду разряда i-1. Во втором такте К2 размыкается и замыкается ключ К3. При R4 = R5 на выходе ОУ А2 устанавливается напряжение U2; = Un. Если на вход ЦАП поступает кодовый разряд со значением 0, то в первом такте на выходе ОУ А1 формируется сигнал Un = 0,5U2(;_i), который на втором такте запомнится на выходе ОУ А2. После окончания цикла преобразования сигналом U„ открывается ключ К4, с выхода которого снимается исходный сигнал. Табл. 9.3 иллюстрирует механизм формирования аналогового сигнала на выходе ОУ А2 для трехразрядного двоичного кода. Анализ первой строки таблицы показывает, что вес «десятичной единицы» (кода числа один) падает с ростом разрядности п преобразуемого кода. Можно определить, что этот вес может быть подсчитан по формуле U(l) = Ц/2", а

f.x Uo с 2 Ri I j / h .

Сглаживание пульсаций этого напряжения производится конденсатором Ci. Со схемотехническими решениями ПЧН других типов можно познакомиться в [16] и другой специальной литературе. 354

Р и с . 9.99. Схема ЦАП последовательного действия 12*

355

напряжение на выходе ЦАП в зависимости от поступающего на вход двоичного кода определяется как U(K) = U ( l ) K = KUo/2n,

где К—десятичное обозначение двоичного кода разрядности п, поступающего на вход ЦАП. К достоинствам последовательных ЦАП относят то, что они не требуют дополнительных схемных решений при работе с последовательными кодами, например при работе с последовательными портами ЭВМ. К основным недостаткам ЦАП последовательного действия относят их низкое быстродействие, поскольку на каждом такте необходимо обеспечивать временную задержку, связанную с требуемым временем заряда конденсатора. Например, для схемы рис. 9.99 при постоянной времени заряда конденсаторов 1мкс и 12-разрядном входном коде время преобразования составляет не менее 0,3мс, поэтому наибольшее распространение получили параллельные схемы ЦАП. Таблица Формирование аналогового сигнала ЦАП последовательного действия Десятичное

Двоичный код

иие

9.3

Номер второго такта 4ц I

u„

3

2

А1

А2

AI

A2

AI

A2

1

001

0,5U„

0,5U„

0,25Uo

0,25Uo

0,125U„

0,125U„

2

010

0

0

o,su„

0,5Uo

0,25U„

0,25Uo

3

011

0,5U0

0,5U(,

0,75Uo

0,75Uo

0,375U„

0.375U,,

4

100

0

0

0

0

0 , 5 Uo

0,5Uo

5

101

0,5U„

0,5Uo

0,25U„

0,25U„

0,625U„

0,625Uo

6

110

0,5U„

0,5U„

0,75Uo

0,75Uo

0

0

ЦАП с суммированием токов реализуется с помощью токового сумматора (рис 9.100, а), в котором резисторы для цифровых разрядов выбираются исходя из условия Ri = 2 ni Ro,

где Ro — сопротивление резистора в цепи, управляемой старшим разрядом цифрового кода с разрядностью n; R; — сопротивление резистора, коммутируемого в цепи i-разряда этого кода. Ключ So коммутирует старший разряд, S„.i — младший. Если в соответствующих разрядах цифрового разряда а, код единицы, то соответствующий ключ Si подключается к источнику эталонного (опорного) напряжения и ток с соответствующим весовым коэффициен356

X

UM=KNU„ > K=2~"

1TN. u x (S 0 > S ) ,...,S^ 1 ) . в) Р и с . 9.100. Структуры ЦАП параллельного действия

том попадает на ОУ, где токи от всех разрядов суммируются и преобразуются в выходное напряжение ОУ-ивых по соотношению п-1 п UBUX = -IcyMRoe = - (RocUo ;2')Л*о 2 ~\ i=0 где Roc — сопротивление резистора обратной связи ОУ; [l, если ключ Sj замкнут на U 0 ; 0, в противном случае. При большой разрядности ЦАП, построенных по такому принципу, разница между сопротивлениями резисторов крайних разрядов (младшего и старшего) велика, что трудно технически реализовать с требуемой точностью, особенно в интегральном исполнении, поэтому при построе357

нии ЦАП с большим числом разрядов обычно используют матрицы лестничного типа R-2R. В схемах лестничного типа номиналы резисторов относятся 2г1, -причем схемы соединений резисторов таковы, что вклад каждого разряда пропорционален его двоичному весу. На рис. 9.100, б показана основная структура такого ЦАП. So—ключ, замыкающий старший разряд, S„-i — младший, при поступлении единицы только в старшем разряде ключ So подключает опорное напряжение к резистору 2R, подключенному к точке а. Все остальные резисторы своими ключами замкнуты на землю. Их эквивалентное сопротивление относительно точки а (все резисторы слева от а) составляет 2R, поэтому на неинвертирующий вход ОУ поступает сигнал Uo/2. Такие же эквивалентные сопротивления 2R с левой стороны имеют место и для точки б и т. д. Если к Uo подключен резистор 2R только через ключ S b то в точке б будет напряжение U0/2, но относительно ОУ это напряжение передается через резистор R, таким образом, на вход ОУ попадает сигнал Uo/4, что соответствует весу второго разряда. Если подключен резистор только через S2, то на ОУ попадет сигнал U0/8 и т. д. Поскольку ОУ работает в режиме повторителя с коэффициентом передачи «единица», то для него можно записать [7] ивых = и 0 2 - п Х а ( 2 ' . i=0

Достоинством такого ЦАП является использование сопротивлений только двух номиналов, что легко реализуется в интегральном исполнении. В практических схемах интегральных ЦАП часто используют сочетание токовых матриц со взвешенными резисторами и матриц типа R-2R. Аналоговые ключи преобразователей выполняются на базе биполярных и униполярных транзисторов. Для униполярных транзисторов характерна отсутствие остаточного напряжения во включенном состоянии, кроме того, на их основе можно строить ключи, коммутирующие напряжение произвольной полярности, используя источники опорного напряжения любой полярности и любого уровня напряжения. Для получения лучших соотношений сигнал/шум в ЦАП рекомендуется эталонное напряжение U0 выбирать как можно большим. Такой ЦАП интерпретируют еще и как схему аналого-цифрового перемножения сигналов (схема на рис. 9.100, в),и как управляемый двоичным кодом коэффициент передачи (цифровой потенциометр). При преобразовании кода в разнополярный аналоговый сигнал обычно учитывают три способа представления чисел со знаком: использование в цифровом коде специального знакового разряда; использование смещенного кода; использование дополнительного кода [6]. 358

и. ША В первом простейшем способе для обозначения зна- S,„. : J) J 't ии S, ка используется один двоичный разряд, например Sn, тогa) да в зависимости от значения ,0,5U„ этого разряда с помощью U.ША ф ключа К обеспечивают ин^-••••'Vi —£ версию выходного сигнала 6) ЦАП, например так, как это показано на рис. 9.101, а. 0.5U, Ц, MIA Здесь квадрат со значками s, s„. •U„ #/А — одно из условных обо4 3 значений ЦАП на структурв) ных схемах. Р и с . 9.101. Схема получения разнополярных При смещенном коде сигналов число 0 соответствует половине шкалы обычного двоичного кода. Справа по шкале отсчитываются (по возрастанию модуля) положительные числа, слева по шкале, так же по возрастанию модуля, — отрицательные числа. Смещенный код подается на ЦАП как обычный двоичный код, а выходное напряжение ЦАП сдвигается на половину шкалы в область отрицательных значений напряжений (рис. 9.101, б). При использовании дополнительного кода отрицательное число образуется инверсией всех разрядов соответствующего по модулю положительного числа, с последующим прибавлением единицы к младшему разряду. Схема, реализующая такое преобразование, приведена на рис. 9.101, в. Отличие от ЦАП, работающего со смещенным кодом, заключается в том, что старший разряд перед подачей на ЦАП инвертируется. При выборе конкретных схем ЦАП и АЦП для построения биотехнических систем ориентируются на их технические характеристики. К основным характеристикам относят разрешающую способность, время преобразования t np , точность преобразования и номинальный выходной ток 1ВЬ1Х. Разрешающая способность определяется числом разрядов преобразуемого кода — п. Теоретически ЦАП должен обеспечивать 2" различных значений выходного сигнала, различающихся друг от друга точно на величину уровня разрешения U02"n. Различного рода погрешности, вызванные неидеальностью ключей, температурной нестабильностью элементов, нелинейными явлениями, приводят к отличию реального значения разрешающей способности от теоретического. В большинстве случаев разработчики ЦАП стремятся к тому, чтобы все составляющие погрешностей в совокупности не приводили к появлению абсолютной

&

359

погрешности, превышающей уровень разрешения преобразователя, или в пересчете на цифровой код ±0,5 единицы младшего разряда [6]. На рис. 9.102 представлены кривые, поясняющие характер погрешностей ЦАП [16]. Прямая ивых.ид соединяет точки, соответствующие идеальной зависимости выР и с . 9.102. Характер погрешностей преобразователей ходного напряжения от управляющего цифрового кода. Кусочно-линейная кривая и,,ыхреал представляет аналогичную реальную зависимость. Разность Пвых.реал - Ц > ы х . и д Д л я максимального KoflaN называют погрешностью полной шкалы б пш . Наибольшее отклонение кривой ивых.реал от прямой, соединяющей две крайние точки этой кривой, называют погрешностью линейности 8Л. Дифференциальная нелинейность определяется как наибольшая по модулю разность единичного приращения (кванта) выходного напряжения q, и среднего значения этого приращения qcp. Погрешности ЦАП могут быть выражены в процентах или других относительных единицах, а также в долях кванта qcp. Время преобразования tnp, или, что то же самое, время установления выходного сигнала после изменения управляющего кода tyCT определяется как интервал времени от момента начала преобразования до появления окончательного результата с точностью, определяемой разрешающей способностью преобразователя. С временем преобразования тесно связана такая характеристика, как частота преобразования f np , определяющая максимальную частоту смены кода, при котором ЦАП сохраняет свои точностные параметры. Аналогично определяются технические характеристики АЦП. Основное назначение ЦАП—формирование аналоговых сигналов от цифровых измерительных и вычислительных устройств, применение в качестве узлов обратной связи аналого-цифровых преобразователей — АЦП, для построения усилителей с переменным, управляемым коэффициентом усиления (возможно, от ЭВМ), для реализации операций умножения и деления и др. В биомедицинских приложениях удобно использовать схемы ЦАП для формирования электрических и других воздействий на биообъект, параметры которых рассчитаны с помощью ЭВМ или спецпроцессоров. 360

На рис 9.103 приведена упрощенная схема двенадцатиразрядного интегрального ЦАП с биполярными транзисторными ключами типа К594ПА1 [1]. N — цифровой код, ср — старший разряд, мр — младший разряд. Встроенный ОУ А1 используется для формирования двоично-взвешенных токов, пропорциональных опорному напряжению Uo (схема формирователя тока вместе с VT b R2 и Ri). Коллекторные токи транзисторов VT2 — VTB пропорциональны проводимостям резисторов, соответствующих старшим разрядам. Эти проводимости соотносятся по двоичному закону (2П). В младших разрядах нужное соотношение поддерживается за счет использования в эмиттерных цепях транзисторов резисторной сетки вида R—2R. Переключатели Si -s- S13 управляются входным кодом N (выводы 7—18 микросхемы) и пропускают на выход (вывод 3) токи, соответствующие ненулевым разрядам этого кода. Переключатели S1-S-S13 выполнены на биполярных транзисторах. Выходной ток Ь ЦАП преобразуется в выходное напряжение с помощью дополнительного внешнего ОУ А2. Резистор обратной связи для этого ОУ может быть взят из микросхемы R5. Величина R5 = 5кОм позволяет при изменении цифрового кода от нуля до максимума изменять выходное напряжение от 0 до 10 В. Если требуется получить знакопеременное выходное напряжение, изменяющееся в диапазоне ±10В, то в цепь обратной связи ОУ А2 последовательно включаются резисторы R5, R6 и, кроме того, инвертирующий вход ОУ через резистор R3 соединяется с источником Uo (на схеме пунктирная связь). В этом случае при нулевом цифровом входе на выходе ОУ А2 напряжение - 1 0 В и при максимальном коде + 10 В. ЦАП, построенные с использованием МОП-транзисторов, позволяют изменять опорное напряжение как по величине, так и по знаку, в ре- зультате чего ЦАП приобретает свойства перемножителя входного (опорного) напряжения и входного (управляющего) кода. Такими умножающими 361

К555ИР23

К572ПА1

Р и с . 9.105. Практическая схема ЦАП-кардирмонитора Р и с . 9.104. Структура ЦАП К572ПА2

ЦАП являются микросхемы типов К572ПА1 и К572ПА2. Схема ЦАП К572ПА2 показана на рис. 9.104. Здесь используется сетка R—2R и ключи S| + Sio на МОП-транзисторах. Резистивная сетка в этой схеме питается не от источника тока, а непосредственно от источника опорного напряжения Uo и вырабатывает двоично-взвешенные токи, поступающие на МОП-переключатели S] * S I0 . С выводов ЦАП получаем два тока I] и 12. Ток 1( изменяется пропорционально управляющему коду N. Ток 12 — дополняющий и определяется соотношением I2 = Io - Ii, где Io — максимальное значение тока Ij. У разных экземпляров этот ток лежит в пределах 0,5-;-2мА (номинальное значение 1о= 1мА). Выходное напряжение ЦАП и вых снимается с выхода дополнительного усилителя А1 и определяется равенством UBMX » -UoN/Nmax. Поскольку Uo может принимать как положительные, так и отрицательные значения, то приведенная схема осуществляет двухквадрантное умножение Uo на N. Для 4- квадрантного умножения ЦАП дополняется еще одним усилителем А2 и резисторами Ri * R3 (Rj = R3 = 2R2). Напряжение на выходе усилителя А2 можно определить как UBblx2 = -Ubux1R3/R2 - U0R3/R1 = 2U0(N - Nmax/2)/Nmax. Если один из сомножителей Ux — Uo, а второй Uy представлен смещенным двоичным кодом N = a UyNmax + Nmax/2, где а — постоянный коэффициент, то результат четырехквадрантного перемножения равен ивыХ2=2а UxUy. ЦАП типа К572ПА1 может управляться кодом с выводов дискретных интегральных схем типов КМОП и ТТЛ. В последнем случае выходные уровни следует поднять путем подключения к выходам этих микросхем сопротивлений 2—10 кОм, которые своим вторым выводом подключаются к источнику питания + 5 В. Можно произвести непосредственное со362

гласование ЦАП с ТТЛ-схемами, уменьшив напряжение питания ЦАП до 5 В, но при этом возрастают погрешности преобразования. В [17] приведена практическая схема ЦАП с фильтром низких частот для сглаживания ступенчатости в выходном сигнале, применяемая в кардиомониторах(рис. 9.105). В этой схеме регистр РГ служит для промежуточного хранения цифровых данных. Схема работает с частотой выборки 250 Гц, имеет разрядность 8 и полосу пропускания 0,1 * 30 Гц при неравномерности АХЧ ± 10%. Умножающие ЦАП удобно использовать для построения усилителей с управляемым коэффициентом усиления (например, автоматизированное изменение масштабов преобразования аналоговых сигналов под управлением ЭВМ или специализированных микропроцессоров). Действительно, если в схеме рис. 9.104 U0 рассматривать как входное напряжение, UBb[X| как выходное напряжение усилителя, то коэффициент усиления этого усилителя определяется по формуле К у = -N/N max ,TO есть изменяется прямо пропорционально величине Uo. На основе умножающего ЦАП может быть построен так же 16 и неинвертирующий Roc liL усилитель с управляемым коэффициентом U., и. усиления. На рис. 9.106, а условно показана такая схема на б) основе ЦАП К572ПА1, р и с. 9.106. Структура неинвертирующего усилителя (а) и в которой приведены делителя (б) 363

схематично управляемые сопротивления от KOflaN и одно постоянное сопротивление обратной связи [16]. В данном случае использовано обратное включение ЦАП: опорное напряжение Uo подключено к выводу 1, соответствующему выходному току Ij (в таком включении это входной ток), а выходное напряжение снимается с вывода 15, на который подается обычно опорное напряжение. Такое включение сетки R—2R обеспечивает напряжение на 15-м выводе, пропорциональное управляющему коду N, причем при таком включении пропорциональная зависимость сохраняется при любом постоянном сопротивлении нагрузки. Однако токовые МОП-ключи не рассчитаны на переключение больших напряжений, поэтому рекомендуется выполнять соотношение - I B < U0 < ГВ. Если нужно получить знакопеременное выходное напряжение для смещенного кода при постоянном Uo, в схему вводится дополнительный резистор Rj. В результате справедливо выражение и, ых = и 1 .

~

Nmax

В частности, если принять Ri = R, R 2 =1,25R, R3 = 5R, то U,„x = 10U0(N - Nmax/2)/Nmax. Умножающий ЦАП может быть использован для реализации операции деления. На рис. 9.106, б показана схема деления на ЦАП К572ПА1, для чего ЦАП включен в цепь обратной связи усилителя. Для этой схемы и вых = -UBXNmax/N, причем следует иметь в виду, что относительная погрешность этой схемы возрастает при малых значениях N.

Г л а в а

10

УСТРОЙСТВА ОБРАБОТКИ ДИАГНОСТИЧЕСКОЙ ИНФОРМАЦИИ

10.1. МЕТОДЫ И АЛГОРИТМЫ ОБРАБОТКИ ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ В настоящее время известно достаточно большое количество методов и алгоритмов обработки электрофизиологических сигналов, которые в основном можно разбить на три большие группы. 1. Первая группа включает методы и алгоритмы, которые основаны на анализе структуры исследуемых сигналов (длительность и амплитуда волн и их различных участков, асимметрия, площадь, «махристость» и «остроконечность» волн, частота пересечения волнами некоторых фиксированных уровней сигналов, в частности так называемой нулевой линии (изолинии), частота следования волн, исчисляемая по фиксации времен появления минимумов или максимумов волн и т.д.) Разработаны методы и алгоритмы, позволяющие выделить информативные признаки, которые характеризуют различные структурные особенности временных составляющих исследуемых сигналов [17, 52, 53, 54]. Процесс выделения показателей, характеризующих структуру волн сигналов, основывается на прямых измерениях временных и амплитудных характеристик характерных точек сигналов или их производных (минимумов, максимумов, точек перегибов, пересечений заданных амплитудных уровней и т. д.) с возможным вычислением простейших расчетных соотношений для получения производных параметров. С целью повышения надежности измерений используют предварительную фильтрацию и усреднение исследуемых характеристик по нескольким волнам. Иногда вместе с фильтрацией используют специальные приемы выделения и удаления артефактов, например путем пропускания исследуемого сигнала через дискриминатор уровней. Наибольшее распространение среди этих методов получил метод периодометрического анализа и некоторые его разновидности [55], в которых получение признаков для классификации основывается на фиксации 365

точек пересечения исследуемой кривой и ее производных с изолинией и вычислениях средних значений и дисперсии значений временных отсчетов. Разработчик метода периодометрического анализа Берг утверждал [52], что анализ периодов дает почти такую же информацию, что и частотный анализ сигналов. Известны работы, в которых описаны практические задачи классификации с использованием признаков, выделенных на основе периодометрического анализа [53]. К достоинствам периодометрического метода, безусловно, следует отнести простоту и низкую стоимость реализации, что позволяет разрабатывать различные технические средства и специальные вычислительные устройства на основе простых операционных автоматов и микропроцессоров [53], которые в настоящее время находят широкое применение в медицинской практике. Однако такой анализ обладает и рядом потенциальных недостатков: — частоты пересечения нулевого уровня для сигналов разного типа могут оказаться одинаковыми; — регистрируются лишь периодометрические свойства сигнала, тогда, как известно, что в ряде случаев информативными являются амплитудные и планометрические характеристики, показатели асимметрии и ряд других; — колебания выше и ниже изолинии не обнаруживаются, пока не определены частоты пересечения изолинии одной или несколькими производными; — существенную погрешность в результате измерений вносит дрейф изолинии; — частоты пересечения для первой и второй производной могут быть сильно зашумлены; :— не обеспечивается выделение различных временных составляющих и параметров переходных процессов. Перечисленные недостатки объясняют тот факт, что при огромном количестве исследований, выполненных в направлении использования периодометрического анализа, в большом числе случаев получаемые результаты нельзя признать удовлетворительными [53]. В качестве информативных признаков, характеризующих сигналы более сложной статистической природы (типа электроэнцефалограмм, электромиограмм, кожно-гальванических реакций и др.),используют текущее значение модуля амплитуды сигналов, дисперсию среднего значения модуля, коэффициент асимметрии волны, коэффициент плосковершинности волны, коэффициент «махристости», параметр формы волны, отображение структурных свойств сигнала на фазовой плоскости и т. п. Сложность функционирования биологических систем и большое количество информации, содержащейся в электрофизиологических сигна366

лах (ЭФС), не позволяет однозначно связывать значения отдельных параметров сигналов с диагностическими врачебными заключениями. Поэтому следующим шагом в обработке ЭФС является поиск комплексных показателей, зависящих от ряда измеряемых элементарных признаков, или симптомокомплексов — комбинаций признаков (векторов признаков), которые позволили бы повысить достоверность получаемых результатов. При этом одним из самых популярных приемов стал подход, основанный на применении методов теории распознавания образов, когда на этапе обучения из совокупности признаков формируется множество данных в виде специальных таблиц с указанием того, к какому диагностируемому классу относится тот или иной набор параметров. Далее, с помощью специальных математических приемов находится решающее правило, позволяющее отличать элементы таблиц различных классов [59]. На этапе классификации решающие правила соотносят вектор признаков к одному из классов, выделенных на этапе обучения. Следует, однако, отметить, что успех решения задачи классификации при таком подходе сильно зависит от того, удается ли найти такие наборы информативных признаков, извлекаемых из ФС, которые позволяют строить достаточно надежные решающие правила. Например, практика использования такого подхода для сигналов со сложной статистической природой (типа ЭЭГ, ЭМГ и др.) показала, что получить удовлетворительные результаты удалось для весьма узкого класса задач. Например, удается решать частную задачу определения стратегии лечения больных эпилепсией на ранних стадиях возникновения болезни, но плохо диагностируются опухолевые процессы, различные типы психических расстройств, тонких изменений в функциональном состоянии человека и т. д. [53, 54, 57]. Связано это в первую очередь с тем, что, например, для такого сигнала.как ЭЭГ, нет достаточно определенной информации как о составе, так и о значимости признаков в записи ЭЭГ, нет унифицированного подхода к структуре и оценке сочетаний этих признаков. 2. Второй подход основывается на использовании различных математических моделей, позволяющих с достаточной точностью аппроксимировать и (или) моделировать исследуемые процессы. Среди методов аппроксимации известны такие, которые используют сплайн-аппроксимацию, аппроксимацию полиномиальными, тригонометрическими и экспоненциальными моделями. Параметры моделей могут быть определены, например, методом сингулярного анализа [53], методом автокорреляционного и взаимно корреляционного анализа [53]. • Достаточно широкое распространение получили методы спектрального анализа, простейший из которых позволяет выделять различные частотные составляющие исследуемых сигналов путем их пропускания через систему полосовых фильтров с известной полосой пропускания. Ши367

рокое распространение среди этих методов анализа ЭФС получили различные варианты классического спектрального анализа, основанные на преобразованиях Фурье, Уолша, Хартли и др. В этом направлении для некоторых частных задач получены хорошие результаты [53]. Однако исследователи, активно использующие методы спектрального анализа для обработки сложных сигналов, отмечают, что надежные результаты удается получить для весьма ограниченного круга задач. Такие ограничения принято связывать со сложной, нестационарной природой исследуемых процессов с недостаточно изученными типами нестационарностей, а также с тем, что в медицинских приложениях спектр мощности редко служит конечным результатом, поскольку пользователя обычно интересуют другие параметры, характеризующие в основном особенности наблюдаемых полуволн исследуемых сигналов. Хотя в настоящее время известны подходы к обработке случайных нестационарных процессов, включая применение методов спектрального анализа, но применительно к выделению информативных признаков из сигнала типа электроэнцефалограмма, электромиограмма, они разработаны слабо. С точки зрения вычислительных процедур, выделение информативных признаков методами спектрального анализа (за исключением применения полосовых фильтров для выделения различных частотных составляющих) представляется достаточно трудоемкой задачей. Поэтому для практической реализации требуется либо использование специализированных вычислительных средств, либо достаточно мощных микроЭВМ или ЭВМ общего назначения, возможно,со специализированными сигнальными процессорами, например, серии КР 1815. Для электрофизиологических сигналов, обладающих значительной нестационарностью (например, при анализе спайков или «острых» волн в сигналах), элементы нестационарности иногда легко обнаружить «на глаз». Например, отчетливо видимый комплекс пик-волна при кратковременном эпилептическом припадке имеет четко выраженную форму. Аналогичная ситуация возникает при выявлении вызванных потенциалов как реакции на внешнее воздействие. Однако зачастую при преобладающем фоновом шуме, то есть низком отношении с/ш, нестационарная активность трудно различима. Непараметрические методы обнаружения нестационарностей обычно основываются на непосредственном вычислении по записи ЭЭГ-сигнала таких величин, как производные, длительности, амплитуды. Для обнаружения нестационарных компонент используются также некоторые математические функции этих величин. Известные методы обработки нестационарных сигналов основаны на применении согласованных фильтров. В этом случае должна быть изве368

стна форма волны, что является ограничивающим фактором, поскольку формы волн могут значительно отличаться у разных людей и даже у одного и того же человека. Заранее форму волны из всего встречающегося разнообразия сигналов предсказать очень трудно. 3. Третья группа методов связана с оценкой степени «похожести» (синхронности) протекания электрофизиологических процессов в разных отведениях, различных участках одного и того же процесса или на разных участках тела. Для этих целей нашли применение методы корреляционного анализа и различные меры близости изучаемых процессов [53]. В ряде работ отмечается, что использование методов корреляционного анализа при решении задач обработки электрофизиологических сигналов затрудняется тем, что надежные результаты получаются в основном в случае исследования стационарных процессов. Вид корреляционных функций по своей сложности зачастую достигает сложности исследуемого сигнала. При решении практических задач часто возникает необходимость выяснения вопроса о том, за счет каких свойств или параметров сигнала нарушается корреляционная связь. Непосредственный анализ, корреляционной функции в общем случае ответа на причину рассогласования сигналов не дает. В [56] рассмотрен структурный подход к исследованию степени синхронности протекания пар физиологических сигналов, позволяющий измерять синхронность по амплитуде и направлению с учетом параметров, которые характеризуют сдвиг фаз и амплитудную разность. При всем разнообразии методов и алгоритмов автоматизированной обработки электрофизиологических сигналов в целом ряде задач они значительно уступают по своей диагностической ценности заключениям, выдаваемым опытными специалистами-электрофизиологами. Поэтому в некоторых современных системах из электрофизиологических сигналов выделяется та же информация, которую используют в своей практической работе врачи-электрофизиологи, и затем реализуются соответствующие решающие правила, моделирующие логику врачебного принятия решений. В основном это правила продукционного типа, реализуемые в соответствии с четкой и нечеткой логикой. Рассмотренный в этом разделе далеко не полный перечень методов' обработки электрофизиологических сигналов позволяет сделать вывод о том, что для своей реализации они требуют весьма широкой номенклатуры технических средств различных типов и назначений, от простейших электронных схем до сложных вычислительных комплексов и экспертных систем. 369

10.2. УСТРОЙСТВА ВЫЧИСЛЕНИЯ ФОТОМЕТРИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ Анализ технических характеристик образцов отечественных и зарубежных фотометрических медицинских приборов показывает, что по виду измеряемого параметра можно выделить несколько типов устройств первичной обработки сигналов ОЭИП. Они предназначены для измерения следующих фотометрических параметров: — коэффициентов пропускания, поглощения, отражения и других, которые определяются через отношение сигналов ФПУ h = U1/U2; — оптической плотности D = lg(U2/Ui) = lg(l/h); — коэффициентов, характеризующих поглощающие свойства исследуемого образца через отношение сигналов, которые измерены в двух спектральных областях излучения Xj и Х2: Ь(Я.) = U(Xi)/U(X2); — медицинских показателей (например, характеризующих концентрацию, состав или тип вещества, содержащегося в образце), определяемых через отношение двух или более сигналов. Для разных фотометров различен и диапазон изменения этих параметров, а также метрологические требования. Так, например, для коэффициента пропускания т (см. табл. 10.1) максимальный диапазон изменения соответствует диапазону изменения h = 0 -s-1,0. Однако для ряда приборов диапазон изменения ограничивается величинами h = 0,2 -s- 0,6 или h = 0,6 + 1,0. Диапазон изменения оптической плотности D чаще всего равен 0 + 2, что соответствует изменению отношения сигналов h от 0 до 100. Аналогичная ситуация характерна и для других методов фотометрических исследований, вариантов фотометра и фотометрических параметров. Для большинства фотометров задается абсолютная точность измерений, при задании относительной погрешности оговаривается значение измеряемого параметра, для которого обеспечивается эта погрешность. Для медицинских фотометров обычно "относительная погрешность составляет 0,5 -г- 2,5 % при максимальном значении измеряемого параметра. Однако в медико-биологической практике известны фотометрические задачи, для решения которых требуется обеспечение предельных по точности, помехоустойчивости и чувствительности измерений. Важной характеристикой устройства первичной обработки является порядок поступления сигналов ОЭИП. Можно выделить одноканальные устройства первичной обработки сигналов ОЭИП—устройства последовательного действия, предназначенные для обработки последовательно поступающих сигналов ОЭИП, и двухканальные — устройства паралле370

льного действия, позволяющие и,(|)_^7Т47иГ обрабатывать сигналы, которые —' — поступают на устройство первич- у ^ 'ной обработки одновременно. В общем случае устройства Р и с . 10.1. Типовая структура измерителя первичной обработки в фотометотношений сигналов pax разных классов представляют собой измерители отношения (ИО) сигналов, построенные на базе делительных схем и предназначенные для автоматического определения отношения двух величин (представляемых в виде тока, напряжения, частоты или кода) по выходному напряжению, коду, а в простейшем случае — по показанию стрелочного или цифрового индикатора Как правило, ИО (рис. 10.1) состоит из делительной схемы ДС, на которую после предварительного усиления усилителями Yi и Y2 поступают сигналы Ui и U2 с ОЭИП. Пределы измерения могут устанавливаться заранее или выбираться с помощью переключателя пределов (ПП). Выходной сигнал ДС после прохождения через дополнительный усилитель ДУ фиксируется в индикаторном устройстве (ИУ), преобразующем выходной сигнал делительной схемы в необходимый вид для дальнейшей обработки или индикации. Измерители отношения h достаточно полно характеризуются следующими показателями: — относительной статической погрешностью 5СТ, определяемой в установившемся режиме и характеризующей отличие измеренного значения отношения Ьи от истинного его значения h0 - 5СТ = (h„ - h0)/h0; — динамическим диапазоном в децибелах, который определяется отношением максимального значения сигнала делителя U2 к минимальному, в пределах которого статическая погрешность деления не превышает заданной величины — D = 201g(U2max - U j ) ; — диапазоном измеряемых отношений — Ьть hmax; — частотным диапазоном; — быстродействием каналов — временами нарастания сигнала по каналам делимого и делителя или общим временем установления результата тот; 2 m

n

ч у в с т в и т е л ь н о с т ь ю ВХОДОВ Uimin и U2min-

Входные цепи реальных устройств первичной обработки сигналов ОЭИП могут незначительно отличаться от схемы, приведенной на рис. 10.1, например, за счет включения схем суммирования — вычитания сигналов при измерении фотометрических параметров, определяемых через дробно-линейные функции сигналов ОЭИП. Возможно непосредственное получение величины отношения в линейном масштабе или '

371

определение медицинского показателя при известной функциональной связи последнего с отношением входных величин. В последнем случае выход ДС подключается к функциональному преобразователю отношения величин (ФП). Приведенные выше рассуждения позволяют высказать предположение о возможности стандартизации устройств первичной обработки медицинских фотометров с учетом решаемых ими задач и разработке унифицированной базовой схемы измерения отношения, пригодной для многих практических задач. В [27] предложен ряд фотометрических приборов — ряд ФМП — с типовыми по параметрам измерительными схемами. Каждая схема ряда должна удовлетворять требованиям определенной группы приборов, различных по назначению, но близких по техническим характеристикам. Такой ряд содержит всего восемь измерительных схем. Особенностью ряда ФМП является включение в него схем, позволяющих вычислять параметры типа г = U1/( Ui + U2) и К = ( U2 - Ut)/(Ui + U2). Эти параметры, как показывает теоретический анализ, могут заменить показатели типа к, особенно при к > 1, обеспечивая при этом лучшие метрологические характеристики фотометрического прибора в целом. Таблица

10.1

Ряд измерительных схем Измеряемый фотометрический параметр

Диапазон изменения параметра

т

0 — 1

т

0,2 — 0,6

т

0,6 — 1,0

к

0 — 2

к

0 — 10

к

0 — 100

г

0 — I

К

-1 — 1

Достаточно простые и быстродействующие устройства первичной обработки сигналов ОЭИП можно построить на базе схем измерения отношений открытого типа, в частности с использованием метода аналого-временного преобразования. Этот метод позволяет для каждого типа фотометра предложить базовую схему, характерной особенностью которой является возможность управления диапазоном изменения выходного параметра путем изменения номиналов нескольких элементов электриче372

ской принципиальной схемы. Кроме того, при незначительной модификации структуры базовой схемы она может быть приспособлена для измерения любого параметра из табл. 10.1.

^

1

U2

Р и с . 10.2. Структура базового варианта устройства первичной обработки для

В качестве примера рассмотрим фотометров структурную схему базового варианта устройства первичной обработки (рис. 10.2) для наиболее часто встречающегося фотометра с временным разделением двух потоков излучения, предназначенного для измерения параметра h. На вход устройства последовательно во времени поступают импульсы, амплитуда которых равна Ui (числитель) и U2 (знаменатель). С приходом импульса числителя схема управления (СУ) открывает ключ К|.и в устройство выборки-хранения (УВХ) записывается значение амплитуды импульса U|. После окончания импульса числителя схема управления закрывает ключ К). В момент прихода импульса знаменателя открывается ключ К2, через который этот импульс подается на интегратор (Инт). Выходной сигнал выборки-хранения поступает на устройство сравнения (УС), на другой вход которого подается напряжение с интегратора и ииг . Момент равенства Uj и и инт фиксируется в устройстве сравнения. Промежуток времени tp с момента начала интегрирования до момента равенства напряжений пропорционален измеряемому отношению h = Ut/U2. После окончания импульса знаменателя закрываются ключи, при этом очищается устройство выборки-хранения и происходит установка начального уровня интегратора—схема готова к следующему циклу измерений. Для получения цифрового или кодового эквивалента отношения временной интервал tp заполняется импульсами опорной частоты (Г), которые проходят через схему пропускания (СП) и подсчитываются в блоке регистрации результата (БРР). Основными источниками погрешности измерения отношения в этой схеме являются погрешности устройства выборки-хранения и интегратора, наличие порога срабатывания схемы сравнения, а также нелинейность начального участка интегратора. Как показал анализ [б], передаточная характеристика и интегральная систематическая погрешность устройства определяется в соответствии с выражениями: ,

«.Т. +«.Т, - t . t , «.T»-tS-t.t, Г Т Гхр ' * - > — Г и7 г• хрГ —

(101)

373

(10.3)

К. В последнем случае схема до- U, полняется сумматорами и инверторами сигналов. Для компенсации погрешностей измерения фотометрических параметров можно использовать Р и с . 10.4. Устройство первичной известные в схемотехнике приемы. обработки с компенсацией погрешности Так, на рис. 10.4 приведена схема, в которой вводится второе устройство сравнения УС2, а в качестве опорного напряжения используется часть напряжения делимого или делителя. В схеме используется резистивный делитель R| — R2 и переключатель (Пр), который соединяет один из входных сигналов с соответствующим устройством сравнения. Например, если к делителю подключен сигнал U B то на вход УС| поступает в качестве опорного сигнал U O I = U J R / ( R I + R ) . У С | срабатывает в момент времени T| = U I T / U = U J R T / [ U ( R I + R ) ] . Для устройства У С опорным уровнем является сигнал U|, поэтому момент срабатывания t2 = U | T / U . Импульсы с У С 1 и У С управляют триггером (Тр), длительность импульса с которого trp = t2 - ti = kUj/U2 = kh, то есть пропорциональна параметру h и не зависит от нелинейности интегратора. Структура устройства первичной обработки фотометрических сигналов повышенной точности приведена на рис. 10.5. В этом варианте используется интегратор (Инт) со сбросом, управляемый от генератора тактов (ГТ). Ко входу интегратора подключается сигнал знаменателя U2, а его выходной сигнал поступает на два устройства сравнения УС] и УС2. На второй вход УС] поступает сигнал с преобразователя опорного уровня (ПОУ), а на второй вход УС2—сигнал с суммирующего устройства (СУ). В суммирующем устройстве осуществляется сложение сигнала числителя с некоторым опорным уровнем Uo, поступающим от источника опорного напряжения (ИОН). Выходными импульсами с УС| и УС2, которые появляются в моменты времени ti и t2, управляется триггер (Тр). Длительность выходного импульса:

При t2 > 0 значение hmax уменьшается примерно в [1 +(t2/t„)] раз. Полученные соотношения справедливы для всех базовых схем, в которых использован метод аналого-временного преобразования, в том числе и таких, которые предназначены для измерения параметров г и

tTp = t 2 -1, - (k3U, + IQUO + Дисг - ДиС1 + U , - k2U0)/(k,U2), (10.4) где k| — величина, обратная постоянной времени интегратора; к2 — коэффициент преобразования ПОУ (k2 < 1); кз и 1с» — весовые коэффициенты суммирующего устройства; AUCi и ДИсг—пороги срабатывания соответствующих устройств сравнения; U^, — напряжение смещения нуля суммирующего устройства. Если выбрать k2 = (lc»Uo + UC2 - UCi + U^/Uo, то длительность импульса, формируемого триггером, будет пропорциональна отношению сиг-

где tp — реальная длительность импульса; t„ = ah — истинная длительность, пропорциональная измеряемому параметру h; a — масштабный коэффициент; Тхр — постоянная времени схемы выборки-хранения; to = aAU/U2; AU — абсолютная погрешность схемы сравнения; U2 — амплитуда сигнала знаменателя; t2 — временной интервал между импульсами числителя и знаменателя; cp(t„) — интегральная систематическая погрешность. Анализ выражения для абсолютной погрешности показывает, что <р = 0 при t„ = 0 , 5 ( ^ + 4 1 ^ - 1 , ) , а при t„ = 0 <р = toРассмотрим случай, когда t2 —> 0. Введем обозначения t„/t„o = х; Txp/tHo = 1/d; tp/t„0 = у; (p/t„0 = Ду; t„0 = ^t 0 T xp . Тогда выражения (10.1) преобразуются к виду: у = (х + d)/(xd + 1); Ду = (1 - x2)d/(xd + 1).

(Ю.2)

На рис. 10.3 приведено семейство зависимостей Ду = f(x) для разных значений а при to > 0. Полученные соотношения связывают основные параметры рассмотренной базовой схемы ряда МФП с величиной допустимой абсолютной погрешности Ду = Ддоп. Так при х = 0 Ду = d, откуда to = Ддоп* Задаваясь величиной d, можно определить: Xmax = 0,5(Vd 2 +8+d) и максимальное значение отношения амплитуд входных сигналов при U2 = const: AY*10-3 hmax

Р и с . 10.3. Семейство зависимостей AY = f(x) для различных значений d при to > 0 374

= (Ui/U2)max = xmaxt„o/d .

2

0

2

2

2

2

2

2

2

2

375

N. Сч1

тК К

ЬуЧечГ

->1 Сч2 W Р и с . 10.5. Устройство первичной обработки повышенной точности

Р и с . 10,6. Базовый вариант цифрового устройства первичной обработки

налов, то есть tTp = k3Ui/(kiU2). В этом устройстве повышение точности достигается за счет уменьшения погрешностей, вызываемых неравенством порогов срабатывания устройств сравнения и смещением нуля суммирующего устройства. Выполнение условия k2 < 1 обеспечивается при использовании в качестве преобразователя ПОУ резисторного делителя напряжения. С другими вариантами аналоговых базовых схем устройств первичной обработки сигналов можно ознакомиться в [6]. Аналоговая базовая схема не является единственно возможной. Режим импульсного питания источника излучения позволил предложить оптико-электрические измерительные преобразователи, в которых сигналы представлены последовательностью импульсов Ni и N2. Для таких ОЭИП возможен другой вариант базовой схемы, реализующий типовые операции над импульсными сигналами. Один из возможных вариантов цифрового устройства первичной обработки приведен на рис. 10.6. Пусть на вход схемы последовательно поступают две серии импульсов- N, и N2, пропорциональные сигналам U, и U2. При подаче серии N2 переключатель (П) подключает вход устройства первичной обработки к делителю частоты (ДЧ). Коэффициент деления кд определяет точность деления (количество разрядов в цифровом эквиваленте). Импульсы с выхода ДЧ поступают на счетчик Счь в котором за время передачи серии N2 накопится число импульсов AN2 = N2/kfl. При подаче серии N( переключатель соединяет вход схемы со счетчиком Сч2 и начинается счет импульсов. Разрядные выходы Сч2 связаны с компаратором кода (КК), на второй группе входов которого находится код числа AN2. Компаратор постоянно сравнивает коды входных чисел; при совпадении кодов на выходе компаратора появляется импульс единицы, который подается на счетчик Сч3 и на сброс счетчика Сч2. Счетчик Сч2 обнуляется, но, так как серия Ni не закончена, он продолжает счет этих импульсов при одновременном сравнении результата счета с кодом AN2. Это происходит до тех пор, пока на информационный вход счетчика Сч2 поступает серия N,. При окончании этой серии на счетчике Сч3 накопится результат: n = E[N|/AN2], который 376

является цифровым эквивалентом отношения NI/N2. Емкость счетчиков Сч| и Сч2 определяет динамический диапазон работы схемы, то есть пределы изменения сигнала U2. При изменении значения U2 автоматически изменяется число AN2 (вес одного счетного импульса результата) и схема адаптируется к этим изменениям. Данная схема может быть подключена и к аналоговому ОЭИП, только в этом случае подключение осуществляется через преобразователь «напряжение—частота импульсов». Тот или иной фотометрический параметр не всегда является выходным параметром прибора. Для физиологических исследований характерной задачей является определение по значению параметра целого комплекса диагностических показателей, таких, как насыщение крови кислородом, количество и тип фермента, витамина и других биологических веществ и т. п. Вычисление таких медицинских показателей может быть осуществлено непосредственно в фотометре при включении в структуру устройств первичной обработки функциональных преобразователей (см. рис. 10.1). Весьма эффективным также для преобразования фотометрических параметров или сигналов ФЭП в диагностические показатели представляется использование средств микропроцессорной техники. В этом случае программным путем удается осуществить необходимую функциональную зависимость между измеренными сигналами и конечным показателем. Методы разработки подобных преобразователей для фотометрических приборов не имеют особенностей по сравнению с другими областями применения микропроцессорных наборов. 10.3. С И Н Т Е З

УСТРОЙСТВ

БИОМЕДИЦИНСКОЙ

ОБРАБОТКИ

ИНФОРМАЦИИ

Специфика проектирования устройств обработки электрофизиологической информации определяется, прежде всего уникальными особенностями биообъекта и обязательными требованиями обеспечения его безопасности. В то же время при проектировании аппаратуры для обработки электрофизиологической и фотометрической информации необходимо удовлетворять ряд других требований — к реализуемым функциям, решаемым задачам, условиям функционирования и т. п., которые носят в основном неформальный характер. Причем для реализации одних и тех же функций могут быть выбраны различные способы получения информации, различные алгоритмы обработки и различные структуры соответствующих устройств и систем. При выборе варианта конкретного технического решения, после определения и уточнения перечня решаемых задач и функций, а также после предварительной оценки сложности реализуемых вычислительных и управляющих процедур рекомендуется оценить возможность и сложность реализации при структурно-функцио377

нальном подходе, при использовании специализированных и универсальных микропроцессоров, микроконтроллеров или более сложных вычислительных систем (от ПЭВМ до вычислительных комплексов универсального или специального назначений). Эта предварительная задача опытными разработчиками может решаться мысленным моделированием (экспериментом) или прорисовкой вариантов структур технической реализации. Точных рекомендаций по выбору структур реализации устройств обработки электрофизиологической информации нет. Однако практика построения известных устройств позволяет сформулировать ряд практических рекомендаций. 1. При решении задач регистрации амплитудных, частотных и временных параметров сигналов с «хорошо различимыми» характерными точками (частота пульса, частота сердечных сокращений, частота дыхания, длительность межпульсового интервала и т. д.), а также для получения простейших характеристик этих параметров (усреднение на заданном интервале, выход сигнала за заданный амплитудный, частотный или временной диапазон, выполнение простейших расчетных отношений и т. д.) целесообразно использовать структурно-функциональный подход. Этот же подход удобно использовать при построении автономных и дешевых приборов для регистрации сопротивлений, разности потенциалов или токов биологически активных точек, при регистрации «простейших» параметров кожно-гальванического рефлекса, при измерениях фотометрических параметров различных биологических сред-тканей. Разработка структурной схемы всего устройства начинается с анализа структуры его входной части, в которую, как правило, включаются электроды для регистрации соответствующего электрофизиологического сигнала или оптико-электрические измерительные преобразователи и усилители (возможно,с гальванической развязкой, схемой подавления синфазной помехи и т. п.). Для улучшения соотношений с/ш рекомендуется использовать пассивные и активные фильтры. Выделение характерных точек типа минимумов или максимумов из аналоговых сигналов можно осуществлять соответствующими амплитудными детекторами или после предварительного дифференцирования нуль-органами. Условия пересечения аналоговым сигналом фиксированных уровней или условия выхода сигнала за пределы уровней дискриминации (или сравнения) проверяются с помощью схем сравнения (компараторов). Для запоминания аналоговых сигналов с возможной дальнейшей их индикацией аналоговыми регистрирующими приборами используются устройства выборки-хранения. Усреднение параметров аналогового сигнала за заданный период удобно осуществлять с помощью активных интеграторов. При измерении сопротивлений биообъекта удобно использовать схемы преобразования сопротивления в напряжение на основе операционных усилителей. Для 378

получения параметров, определяющих частоту следования исследуемых сигналов, обычно сигнал с датчика усиливается, возможно, фильтруется и с помощью компараторов превращается в прямоугольные импульсы, которые подсчитываются счетчиком зафиксированное время измерения. При этом для хранения промежуточных результатов часто используют дополнительные регистры, подключаемые через соответствующие дешифраторы к цифровым индикаторам. Сигналы начальной установки счетчика, записи информации в промежуточные регистры, периода времени измерения вырабатываются простейшим устройством управления. Аналогично строятся устройства для определения длительности интервалов между характерными точками сигнала. Отличие заключается в том, что измерение производится путем заполнения счетчиков импульсами фиксированной частоты за время между характерными точками. При использовании цифровой индикации для визуализации параметров, выраженных в аналоговой форме, в форме цифровых эквивалентов используют соответствующие аналого-цифровые преобразователи. Принцип структурно-функционального проектирования часто используют при построении приборов графической или магнитной регистрации физиологических сигналов. В этих случаях к графопостроителю или магнитному регистратору (магнитографу) проектируются соответствующие одноканальные или многоканальные электронные приставки. Приставки для графических регистраторов, как правило, содержат один или несколько каналов усиления сигналов. Возможно применение схем подавления синфазных помех, усилителей с гальванической развязкой, схем фильтрации. Для решения проблем сопоставимости результатов различных измерений в этих приборах используют специальные калибровочные генераторы, вырабатывающие импульсы стандартной амплитуды и частоты, а усилительные схемы каналов снабжаются регуляторами коэффициентов усиления и нулевой линии. Для управления двигателями графических регистраторов используются специальные усилители мощности и схемы стабилизации частоты вращения. Магнитные регистраторы отличаются тем, что для записи низкочастотных электрофизиологических сигналов на магнитную ленту необходимо использовать соответствующие модуляторы, а при считывании информации — демодуляторы. Обычно используют амплитудную, частотную или импульсную (амплитудную, частотную, временную, широтную или фазовую) модуляции. ' 2. При возрастании сложности функций, реализуемых приборами и устройствами регистрации и обработки физиологической информации, например при решении задач определения вероятностных характеристик сигналов (расчет дисперсии, параметров законов распределения, энтропии, индекса напряжения по Баевскому и т. д.), вычисления признаков, 379

характеризующих структурные различные особенности сигналов (вычисление мощности под кривой, определение показателей асимметрии, вычисление амплитудных и временных отношений различных сегментов полуволн сигналов и т. д.), выделение параметров, характеризующих различные частотные или временные составляющие сигналов, меры сходства и т. д., рекомендуется использовать микропроцессоры или микроконтроллеры, программа работы которых записывается в постоянных запоминающих устройствах. При наличии больших объемов промежуточных данных в микропроцессорных системах предусматривают блоки оперативной памяти. При этом съем, предварительное усиление и фильтрация данных, а также подавление синфазных помех могут производиться соответствующими аналоговыми элементами и узлами. Далее осуществляется преобразование аналогового сигнала в цифровой код, в период или частоту следования импульсов и передача соответствующей информации в микропроцессорную систему или микроконтроллер. Согласование работы отдельных узлов и блоков осуществляется либо по программе работы микропроцессорной системы, либо с помощью специальной системы управления. При регистрации и обработке многоканальной информации решаются вопросы коммутации каналов, мультиплексирования и демультиплексирования данных, поступающих в микропроцессорную систему и выводимых из нее. При построении автономных приборов и устройств, выполняемых на микропроцессорах и микроконтроллерах, отображение информации, как правило, осуществляется средствами цифровой индикации без применения дисплеев. 3. При выборе структуры устройств обработки информации, особенно при многоканальной обработке, необходимо учитывать вопросы быстродействия, которые определяются частотными характеристиками исследуемых процессов, количеством регистрационных каналов, выбираемыми алгоритмами обработки информации, требованиями к оперативности обработки (обработка в реальном времени или допустимость обработки с задержкой по отношению к приему данных) и т. д. Частотные диапазоны основных типов физиологических сигналов лежат в относительно низкочастотной области, поэтому специальных требований к полосе частот аналого-цифровых преобразователей обычно не предъявляется. Требования к частоте дискретизации в преобразователях аналог—код определяются в основном рекомендациями известной теоремы Котельникова, которую в практических приложениях можно сформулировать следующим образом. Частота дискретизации аналогового сигнала выбирается не меньше двойной частоты информативной высокочастотной гармонической составляющей искомого процесса. Например, для сигналов типа ЭКГ рекомендуют выбирать частоту дискретизации в пределах 250 + 700 Гц [13]. 380

При использовании микропроцессоров и микроконтроллеров для обработки аналоговых сигналов следует иметь в виду, что частота смены данных определяется тактом работы соответствующих аналого-цифровых преобразователей и при реализации требований обработки в реальном времени необходимо учитывать, что все вычислительные и управляющие команды, связанные с приемом и обработкой вновь поступающих данных, должны выполняться в промежутках между командами чтения данных с соответствующих преобразователей. Если это требование выполнить не удается, то в соответствующих устройствах или системах используют ряд технических приемов, связанных с применением буферной памяти, «быстрых» алгоритмов обработки, включая методы распараллеливания вычислительных процедур, несколько параллельно работающих микропроцессоров. Достаточно часто создают устройства предварительной обработки данных, построенных, например, по структурно-функциональному принципу, с применением сопроцессоров, специализированных процессоров И т. д. При отсутствии требований на скоростную обработку данных в реальном времени и при значительных объемах данных обычно организуют предварительную запись информации на магнитные носители или в оперативную память достаточных объемов. Обмен данными с микропроцессором производят в одном из трех режимов: командный обмен, в режиме прерывания или прямого доступа к памяти. 4. При реализации задач со сложными вычислительными алгоритмами, например с использованием преобразований Фурье, Уолша, корреляционного анализа, при обработке изображений сигналов, записанных на промежуточные носители, построении экспертных систем, решении задач формирования и ведения баз данных и других используют универсальные или специализированные вычислительные машины или сети на их основе. В настоящее время для этих целей широко используются персональные ЭВМ (ПЭВМ), которые обмениваются данными с медицинским оборудованием' через стандартные интерфейсы или специально разрабатываемые контроллеры. Предпочтение ПЭВМ отдается и в том случае, когда даже при простых алгоритмах обработки данных желательно иметь хорошую систему отображения данных (таблицы, графики, поясняющие тексты и т. д.). Как и при использовании микропроцессоров, в случае недостаточных мощностей ПЭВМ применяют сопроцессоры, устройства предварительной обработки данных, сети из ПЭВМ и т. д. Обмен данными с внешними устройствами осуществляют в режимах программного обмена, прерывания или прямого доступа к памяти ПЭВМ. Часто оценку технического уровня разработки и выбор предпочтительного варианта решений осуществляют методами экспертного оценива381

ния с использованием аддитивных критериев' [70]. В этом случае формируется группа высококвалифицированных экспертов, вырабатывающих систему показателей, по которым будет производиться сравнительная оценка вариантов различных технических решений. При проектировании изделий медицинской техники в качестве таких показателей обычно используют точность регистрации искомых параметров (XI); быстродействие (производительность) (Х2); функциональные возможности (количество регистрируемых параметров, количество измерительных каналов, тип регистрируемых сигналов и (или) показателей и т. д.) (ХЗ); надежность (Х4); ремонтопригодность (Х5); стоимость прибора или устройства (Х6); стоимость разработки (Х7); время разработки (Х8); габариты (Х9); весовые характеристики (X10); скорость технической реализации (XI2) и т. д. При проектировании медицинских приборов и устройств стремятся к увеличению первых пяти показателей (XI -5- Х5 ) и к уменьшению остальных (Х6 * XI2), то есть в процессе проектирования необходимо обеспечить выполнение целого ряда противоречивых требований, что не всегда является тривиальной задачей. В приведенном перечне различные показатели могут быть измерены в различных шкалах. Например, показатель быстродействия может характеризоваться количеством операций, выполняемых в единицу времени, и измеряться по числовой шкале интервалов в весьма широком диапазоне, а показатель ремонтопригодности может быть выражен через шкалу наименований или классов с упорядочением номеров классов по возрастанию степени ремонтопригодности от неремонтопригодной до отлично ремонтопригодной. Этот же показатель может быть выражен и через систему функций принадлежностей по шкале понятий ремонтопригодности [69]. Некоторые показатели, в свою очередь, могут быть представлены целым рядом показателей, измеряемых в различных шкалах и диапазонах (в приведенном примере показатель ХЗ). Чтобы обеспечить сопоставимость показателей, измеренных в различных шкалах и диапазонах, их предварительно нормируют и приводят к единому диапазону, например к интервалу [-1* + 1], [0 4- 1], [0 10] и т. д. В зависимости от целей и решаемых задач эксперты каждому из показателей присваивают весовой коэффициент, характеризующий его роль в обеспечении поставленной цели проектирования. Как правило, весовые коэффициенты для всех показателей выбирают в одном и том же диапазоне, например [-1 -ь 1]. Причем следует иметь в виду, что один и тот же показатель для различных типов изделий медицинской техники может иметь различные весовые коэффициенты. В качестве интегрального показателя, характеризующего уровень того или иного технического решения, может быть выбран показатель I, вычисляемый по формуле 382

(10.5)

i=E
причем если показатели Xj измеряются в положительном числовом диапазоне, то весовые коэффициенты показателей, улучшающие характеристики проектируемой техники, выбирают в положительном поддиапазоне, а ухудшающие характеристики — в отрицательном поддиапазоне. При этом предпочтение отдается техническим решениям с большими значениями показателя I. Иногда для оценки уровня проектируемой медицинской техники используют критерий вида: 1

п

ff

»

А

»

В

Л

Л

(10.6) vv

i=1

Л

'ч>

jq

или его упрощенные модификации. Здесь п — число решаемых задач с текущим номером q, yq —• показатель сложности решаемой задачи как балльная оценка, A,q — величины показателей, рост которых приводит к увеличению эффективности разработки в целом, Bjq — показатели, рост которых уменьшает эффективность разработки, Ajcp, Bjcp — средние (или номинальные) значения показателей по сравниваемым техническим решениям, а,ч, Pjq — весовые коэффициенты соответствующих показателей, Rq — логическая функция, принимающая значение 1, если показатели лежат в допустимых пределах, 0 — если нет. Большей величине F соответствует большая эффективность технического решения. В соответствии с классификационными признаками с точки зрения принципов проектирования и структурной организации выделяют приборы, системы и комплексы, реализуемые на основе структурно-функционального подхода, по схемам классических автоматов, с использованием универсальных и специализированных микропроцессорных наборов и систем, на основе микроконтроллеров и с применением электронных и вычислительных машин различных типов и назначений. Как уже было отмечено, при проектировании устройств обработки сигналов выделяют устройства с жесткой логикой функционирования и программно-управляемые приборы, системы и комплексы. Эти устройства могут проектироваться по структурно-функциональному принципу, по схемам классических автоматов (Мили, Мура, микропрограммного управления и др.), с использованием универсальных и специализированных микропроцессорных наборов и систем, на основе микроконтроллеров и с применением электронных вычислительных машин, систем и комплексов различных типов и назначений. Все более широкое примене383

ние находят ПЭВМ и комплексы на их основе, которые через систему контроллеров, интерфейсов, устройств предварительной обработки информации, построенным по перечисленным выше принципам, подключаются к биообъекту. При реализации структурно-функционального принципа проектирования, в соответствии с заданными целями, необходимо: — определить функции и алгоритмы работы, реализуемые проектируемым устройством или системой обработки физиологической информации; — определить набор операций, необходимый для реализации искомых функций и алгоритмов; — выбрать соответствующие технические средства; — установить связи между отдельными элементами и узлами. После выполнения этих задач можно сформировать структуру устройства. Операционные и управляющие автоматы, построенные по классическому принципу, используются достаточно редко; все большее предпочтение отдается использованию микропроцессорных наборов и микроконтроллеров различных типов и назначений. Реализация соответствующих функций и алгоритмов обработки данных и управления в таких устройствах и системах осуществляется программно. Часто устройства, построенные на основе ми1фопроцессорных наборов и (или) микроконтроллеров, используют в качестве дополнительных средств предварительной обработки информации. 10.4. М И К Р О П Р О Ц Е С С О Р Ы В У С Т Р О Й С Т В А Х ОБРАБОТКИ БИОМЕДИЦИНСКОЙ ИНФОРМАЦИИ

В работе [17] приводится ряд определений, характерных для применяемых в биотехнических системах средств вычислительной техники. 1. Микропроцессор (МП)—программно-управляемое устройство обработки цифровой информации и управления, выполненное на одной или нескольких БИС. 2. Микропроцессорный комплект (МПК) — совокупность МП и других функциональных БИС, совместимых по связям, электрическим параметрам и конструкции. 3. Микропроцессорная система (МПС) — собранная в единое целое совокупность МП и других БИС одного или нескольких МПК, организованная в работающую вычислительную или управляющую систему. Различают МПС на базе одного МП и мультимикропроцессорные системы. 4. МикроЭВМ — конструктивно законченное вычислительное или управляющее устройство, построенное на основе МПК со своим источником питания, клавиатурой ввода-вывода и другими элементами, позволяющими использование микроЭВМ со своим программным обеспечением. 384

ВУ

Р и с . 10.7. Схема.типовой МПС

5. Архитектура МП — логическая организация МП, отражающая его структуру, способы обращения ко всем доступным элементам структуры, способы представления и форматы данных, набор операций, выполняемых МП, способы адресации данных, характеристик и назначение вырабатываемых МП управляющих сигналов и реакцию МП на внешние сигналы. 6. Шинная структура организации связей — один из основных архитектурных принципов, характеризующих способ организации связей между устройствами внутри самого МП и с внешней средой. Выделяют три типа шин: адресная, данных и управления. На практике с целью сокращения количества вводов-выводов БИС часто используют объединенную шину адресов и данных. Микропроцессорные системы, как и МП, могут быть универсальными и специализированными. На рис. 10.7 показана наиболее характерная структура МПС с одним центральным МП. Совокупность шин передачи информации в МПС называют магистралью. В каждый момент времени по магистралям может передаваться только одно сообщение, посылаемое одним источником и предназначенное для одного или нескольких приемников. По шине адреса указывается код адреса функциональных блоков, для которых предназначается информация, передаваемая по шине данных. Постоянное запоминающее устройство (ПЗУ) служит для хранения неисполняемой части программы и может работать только в режиме выдачи информации. Оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) используется для хранения программ и промежуточных данных и может работать в режимах записи, чтения и хранения информации. Эти термины определены по отношению к МП, то есть термин «чтение» означает, что МП читает информацию, например, из ОЗУ, а термин «запись» означает, что информация из МП помещается на хранение в ОЗУ. Для согласования МП с внешними устройствами (ВУ) используют специальные адаптеры ввода-вывода (ABB), которые в простейшем случае могут быть представлены регистрами ввода-вывода. Обмен данными 13 Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

385

с ВУ может осуществляться тремя способами: программно, в режиме прерывания и прямого доступа к памяти (ПДП). При программном обмене внешние устройства рассматриваются МП как и все остальные функциональные узлы с соответствующими адресами. Режим прерываний характеризуется тем, что внешние устройства обращаются к МП по мере их готовности к обмену, что исключает необходимость постоянного программного опроса внешних устройств, высвобождая тем самым ресурсы МП для другой работы. В режиме ПДП внешним устройствам разрешается обмен с памятью МПС без участия МП, что позволяет увеличивать соответствующую скорость обмена информацией с ВУ. В тех случаях, когда разработчики планируют для потребителя подсоединение к магистрали функциональных дополнительных блоков (открытый вариант МГ1С), магистраль обычно снабжается магистральными усилителями (МУ), увеличивающими ее нагрузочную способность. В более сложных вариантах, если при передаче сигналы необходимо не только усиливать по мощности, но и преобразовывать, к магистралям подключают соответствующие адаптеры. На рис. 10.7 показан набор функциональных основных блоков, входящих в МПС. Каждый из этих блоков может состоять из одной или нескольких БИС. Выбор МП и МПК для создания той или иной МПС не всегда является тривиальной задачей из-за значительного количества различных серий МПК, разнообразных и не всегда совместимых характеристик, сложности требований к вычислительным и управляющим устройствам и др. К основным характеристикам, которые используются при сопоставлении и выборе МП, относят [16]: ВИд м п (универсальный, специализированный, однокристальный или многокристальный); — технология изготовления (р-МОП, п-МОП, КМОП, I2JI, ТТЛ, ЭСЛ и др.), информация о технологии позволяет ориентировочно судить о потребляемой мощности и среднем быстродействии; — разрядность (2,4, 8, 16, 32) — длина информационного слова, одновременно обрабатываемая процессором; — емкость адресуемой памяти, характеризующая возможности МП по взаимодействию с запоминающими устройствами; — принцип управления: с «жесткой логикой» или микропрограммный; — быстродействие, которое может характеризоваться продолжительностью выполнения одной операции, числом операций типа обмен регисгр-регистр, выполняемых в секунду, тактовой частотой; — .напряжение электропитания и потребляемая мощность; — конструктивные данные. 386

В работе [17] предлагается набор основных критериев, которые позволяют оценить требования к структуре и элементной базе МПС: 1. Число МП, их разрядность, количество уровней прерывания, Число регистров связи и объемы ОЗУ и ПЗУ определяются исходя из заданных функций управления, обработки данных, отображения информации, связи с ВУ и т.д. 2. Необходимость реализации команд умножения, деления, работы с плавающей запятой, вычисления специальных функций определяется при анализе типов производимых вычислений. 3. Оценка ориентировочного объема программ позволяет определить требуемые объемы ОЗУ и ПЗУ с учетом использования средств отладки, роль которых возрастает с ростом объема программы. 4. Важным требованием при выборе типа МП является наличие соответствующих средств отладки и его контролепригодность, определяющая удобство контроля и поиска неисправностей. 5. При использовании нескольких МП решаются вопросы единства программного обеспечения. 6. Большинство МПС работают в реальном масштабе времени. Это означает, что средняя скорость обработки данных должна быть выше скорости поступления данных. Если это затруднительно, при выбранных типах МП и структуры МПС используют буферизацию данных на входе МПС.или строят многопроцессорные системы различной архитектуры. В практических приложениях используются различные микропроцессорные наборы. Общим вопросом построения МП, их программированию, особенностям включения посвящена обширная специальная литература [61—64] и др. Полное описание даже одного типа МП требует достаточно большего объема и не является предметом данного издания. Здесь же приведены несколько типовых примеров, которые хотя и выполнены не на новейших микросхемах, но позволяют понять общие принципы построения микропроцессорных систем. На рис. 10.8 представлен вариант включения микропроцессора КМ1821ВМ85 (аналог Intel 8085). Этот процессор выполнен по КМОП-технологии. У него один источник питания. Потребляемая мощность 0,1 Вт, увеличенное быстродействие за счет увеличения тактовой частоты и за счет рационализации циклов выполнения команд. Младший байт адреса совмещен (мультиплексирован) с шиной данных. В МП КМ1821ВМ85 встроенный генератор тактов. Для его запуска к выводам X1 и Х2 подключается кварцевый резонатор ZQ. Вместо кварцевого резонатора допустимо подключение времязадающих RC-цепей и внешних ге-

CLK

Di-KMiciems

«г CPU s o o XI CLK тг. ПЛ. н :Х2 so | 3 U 33 | RESIN SI AU 30 •BOUT GND' I TA SID ' N № lM RDY WR TRAP 32 RD RST JJ AD0A -D7 RST «.J RST 5,5 IMTX 38 HLDA HOLD

~У D3

19-12 ОЕ

AfcAlT ALE AD0-AD7 gN) —( DQ-D7 )— \ RD (INTA) ( Цикл "чтение" АР0-АР7«>УП D0-D7 R _Г \ ЦиклW"шпцсь"

KI SlJ

DI-KPItl0re>t4 CLK • READY RESET : X2 US RES GND

„ CI

F

:GND RDYI RDV2 AENI AEN2

CLK READY A»-AI« RESET HLDA UJ GND ALE TEST M W M X ID/si WR HOLC RD MMI INTA INTR DTR ' ADOл-р? DEN

С D

OE С D OE

D OE

D0-D7

Р и с . 10.9. Схема включения МП

Р и с . 10.8. Схема включения МП типа 1821ВМ85

нераторов тактовых импульсов, цепь R1, С1 и ключ S1 формируют сигнал сброса МП в начальное состояние. Сигналы на выходах SO и S1 характеризуют состояние МП (например. 00-режим останова). К выходам CLK (тактовая частота) и RESOUT (начальная установка) могут подключаться входы синхронизации и сброса других устройств МПС. Вход SID и выход SOD—вход и выход последовательных данных соответственно. Старшие A8-S-A15 и младшие АО * А7 разряды адреса фиксируются регистрами D2-D3 типа КР580ИР82 или ИР83 по стробу выдачи адреса ALE. Буфер типа данных D4 двунаправленный типа КР580ВА86/87, направление передачи определяется сигналом RD. Управление устройствами памяти и вводй-вывода производится с помощью трех сигналов: Ю/М (ввод-вывод/память), WR (запись) и RD (чтение). В микросхеме КМ1821ВМ85 пять входов прерываний. Вход INTR аналогичен по функции входу INT МП КР580ВМ580, то есть при получении сигнала INTR считывается с шины данных вектор прерывания, выставленный устройством, запросившим прерывание. Обычно это команда RSTn, по которой осуществляется переход программы к команде, код которой хранится в ячейке с адресом 8п. Поступление сигналов на входы прерываний RSTn сразу инициализирует переход к команде, хранящейся в ячейке с адресом 8п. Адреса переходов по входам RST 5.5, RST 6.5 и RST 7.5 определяются МП независимо от внешнего устройства следующим образом: RST 5.5 — 002СН, RST 6.5 — 0034Н, RST 7.5 — 003CH. Перечисленные прерывания могут быть программно замаскированы командой SIM. Прерывание по входу TRAP 388

не маскируемо и представляется по вектору адреса 24Н. Приоритеты прерываний определены так: TRAP; RST 7.5; RST 6.5; RST 5.5; INTR. На рис. 10.9 приведена схема включения 16-разрядного МП КР1810ВМ88 (аналог Intel 8088). Обрабатывая 16-разрядные слова, этот процессор имеет 8-разрядную шину данных, поэтому 16-разрядное слово приходится передавать побайтно в два цикла В этой микросхеме имеется встроенный аппаратный умножитель, что значительно повышает скорость обработки данных в целом ряде практических задач. Объем непосредственно адресуемой памяти составляет 1024 Кбайт. Младший байт адреса, как и у МП КМ1821ВМ85, передается по шине данных в режиме разделения времени и стробируется сигналом ALE. В МП КР1810ВМ88 нет встроенного генератора тактов. Для этой цели используется микросхема D1 КР1810ГФ84. МП имеет входы маскируемого INTR и немаскируемого прерывания. Вход MN/MX перестраивает внутреннюю структуру МП на минимальный и максимальный режим. Последний требует подключения специального системного контроллера. Как правило, в измерительных системах используют минимальный режим. Направление передачи данных (входы регистра данных) устанавливается сигналом DT/R (передача данных/чтение). Перевод в рабочее или высокоимпедансное состояние осуществляется сигналом DEN. Прием адреса в регистры производится стробирующим сигналом ALE. Микропроцессор КР1810ВМ88 по своей структуре и системе команд в значительной мере схож с микропроцессором 1810ВМ86, более подробное описание которого можно найти, например, в работах [61,64]. Часто ввод и вывод информации в МПС осуществляется с помощью БИС. 13 Электрофизиологическая и фотометрическая 385 медицинская технология

14

КИННШ Р и с . 10.10. Организация системы ввода-вывода

На рис. 10.10 показан вариант организации системы ввода-вывода, предложенный в работе [17]. На микросхеме КР580ВВ55 выполнен периферийный параллельный адаптер, позволяющий переключать шину данных МПС на работу с одним из трех портов ввода-вывода РА, РВ или PC. Управление адаптером производится программно. После сигнала начальной установки RESET в микросхему КР580ВВ55 через шину данных записывается управляющая информация, определяющая режим работы каждого из портов (простой ввод/вывод — режим 0, стробируемая однонаправленная передача информации — режим I, стробируемая двунаправленная передача информации — режим 2). Адресация к портам адаптера осуществляется младшими адресными разрядами АО, А1, при этом сочетаниям 00,01,10 соответствуют порты РА, РВ, PC. При комбинации 11 производится запись информации с шины данных во внутренний управляющий регистр микросхемы КР580ВВ55. Дешифрация старших разрядов устройства ввода-вывода осуществляется с помощью дешифратора К555ИД7. В приведенной на рис. 10.10 схеме с учетом логики работы дешифратора, портам РА, РВ, PC и управляющему регистру параллельного адаптера присвоены адреса: 28Н, 29Н, 2АН, 2ВН. Обычно к портам РА и РВ подсоединяют различные источники и приемники информации, например АЦП и ЦАП, а порт PC используется для приема и формирования сигналов, сопровождающих обмен информацией, например для формирования сигналов прерывания. 390

Более подробно с вопросами организации и программирования адаптера КР580ВВ85 можно ознакомиться в работе [61]. Программируемый таймер на БИС КР580ВИ53 служит для отчета времени измерений, для формирования кодов, пропорциональных частоте или длительности импульсов, для подсчета количества импульсов (например, частоты пульса, сердечных сокращений, нейронной активности и др.). Таймер содержит три 16-разрядных счетчика (0;1;2), работающих на вычитание. Счетчики программируются путем начальной установки, записи произвольного начального числа, определения режимов счета (двоичный, двоично-десятичный). Адресация счетчиков и внутреннего управляющего регистра таймера осуществляется по адресам АО, А1 и по входу CS по кодам адресов 24Н, 25Н, 26Н, 27Н. Каждый из счетчиков имеет тактовый вход (Со, Сь С2), вход разрешения счета (Ео, Е ь Е2) и выход (OUo, OUi, OU2). Кодовое состояние счетчиков может быть считано микропроцессором с остановкой и без остановки счета. Микросхема КР580ВВ51 представляет собой последовательный периферийный адаптер, позволяющий передавать информацию в синхронном и асинхронном режимах в виде последовательного кода. В асинхронном режиме каждый блок передаваемой последовательности бит снабжается специальными стартовыми и стоповыми битами, позволяющими определить начало и конец посылки. Первым передается нулевой стартовый бит, далее — код информации (до 8 бит), контроля на четность (или нечетность) и единичные стоповые биты длительностью 1; 1,5 или 2 бита. Для работы последовательного адаптера он должен тактироваться по входу CLK с частотой не менее чем в 4,5 раза в асинхронном режиме и в 30 раз в синхронном режиме, превышающем частоту передаваемых или принимаемых битов. Скорость выдачи информации на выход передатчика TxD и скорость приема по входу RxD назначается программно в зависимости от частоты синхроимпульров, подаваемых на входы ТхС и RxC. Допустима установка частоты обмена, равная частоте Ф' или меньшая этой частоте в 16 или 64 раза. В рассматриваемой схеме скорость передачи равна 9600 бит/с, а синхронизирующие импульсы вырабатываются делителем на 13 (микросхема К556ИЕ7). Естественно, что при организации последовательного канала необходимо иметь два адаптера на приемном и передающем концах, настроенных однообразно. При синхронной передаче кодовые посылки идут друг за другом. При асинхронной передаче кодовые посылки могут чередоваться паузами любой длительности на линии поддерживания сигнал единица, а приемник находится в режиме ожидания. Последовательный адаптер — программно-управляемый через управляющие регистры. Эти регистры подключаются к шине данных при нал ичии сигнала «1» на входе C/D ( команда—данные). Первые управля14»

391

ющие слова подаются после начальной установки по входу RES и назначают общий режим работы адаптера. Последующие команды, подаваемые при C / D = l , уточняют и изменяют режим управления. По входам RD и WR устанавливается направление передачи информации из регистров адаптера на шину данных МП или наоборот. В схеме (см. рис. 10.10) управляющим регистрам соответствуют адреса 22Н и 23Н, а регистрам данных — 20Н или 21Н. Входы RxRD и TxRD — готовность приемника и передатчика — могут использоваться МП для получения информации (например, по входам прерывания) о готовности выдать на шину данных или принять с шины данных очередной байт информации. Более подробно о работе и способах программирования таймеров и последовательных адаптеров можно познакомиться, например, в работе [61]. Классическим примером использования МПС в медицинской технике может служить семейство кардиомониторов, достаточно подробно описанных в работе [17]. При проектировании МПС часто встречаются задачи, требующие расширения памяти на несколько типовых микросхем, объединяющихся в соответствующие матрицы. При этом производится буферизация шин адресов, данных и управления. Наращивание емкостной памяти может осуществляться двумя путями: 1. Производится расширение разрядности памяти путем параллельного включения БИС. 2. Производится наращивание числа ячеек памяти, объединяя БИС памяти по входам, выходам и управления, за исключением сигнала выбора кристалла CS, а системы на входе CS определяют, какая из микросхем включается в работу. Максимальное число объединяемых таким образом БИС определяется допустимой емкостной нагрузкой на выходе микросхемы. Для обеспечения совместной работы различных типов памяти выпускают БИС ОЗУ и ПЗУ с аналогичными электрическими и конструктивными параметрами. Пример подключения двух ЗУ по типу наращиваемой емкости памяти для шины микропроцессора ВМ80 приведен на рис. 10.11 [61]. В этой схеме использована микросхема ПЗУ К573РФ2 с ультрафиолетовым стиранием и микросхема статического ОЗУ К537РУ9. Каждая из микросхем способна хранить по 2048 восьмиразрядных слов. Выбор микросхем для работы осуществляется через входы CS с помощью дешифратора К155ИД7. Выбор микросхемы ПЗУ осуществляется по адресному коду на шинах All ч-А15 00000, а ОЗУ — по коду 00001. 392

Таким образом, ячейки ПЗУ и ОЗУ в общем адресном пространстве приведенного на рис. 10.11 фрагмента микропроцессорной системы будут занимать области 0000Н—07FFH и 0800Н и 0FFFH соответственно (коды шестнадцатеричные). Выбор нужного слоР и с . 10.11. Схема расширения памяти ва из ЗУ осуществляется с помощью одиннадцати адресных сигналов АО А10. Перевод микросхем ЗУ в высокоимпедансное состояние осуществляется сигналом MEMR по входам ОЕ (разрешение выхода). Направление передачи в ОЗУ (чтение/запись) определяется сигналом MEMW, воздействующим на вход WR. В обычном режиме чтения на вход режима программирования ППЗУ R6 подается напряжение питания ( + 5В). В этой схеме объем памяти может быть легко увеличен путем дополнительного включения ОЗУ или ППЗУ так, как это сделано на рис. 10.11. Отличие во включении будет состоять в том, что входы CS дополнительных ЗУ подключаются к другим выходам дешифратора DC. с

10.5. М И К Р О К О Н Т Р О Л Л Е Р Ы В ОБРАБОТКИ

УСТРОЙСТВАХ

Когда устройство управления с операционным устройством или без него встраивается в медицинский прибор и конструктивно оформляется в виде модуля или самостоятельной платы с питанием от прибора и с его органами управления, то такую конструкцию, управляющую работой прибора или его частей, принято называть контроллером. Контроллер может быть программируемым и непрограммируемым. Программируемый логический контроллер (ПЛК) представляет собой универсальную программно-настраиваемую модель цифрового управляющего автомата. При конкретном применении ПЛК его электрические связи не меняются, а соответствующая функциональная ориентация достигается за счет соответствующего программирования. В настоящее время все более широко программируемые контроллеры строятся на основе микропроцессорной техники. Применение микропроцессорных средств в автоматизированных системах и комплексах обработки медико-биологической информации позволяет существенно повысить надежность медицинских приборов, расширить функциональные 393

возможности программно-аппаратных изделий, позволяет представлять информацию в виде, удобном для ме<= 1 дицинского персонала, собирать до8 полнительную информацию о значимых диагностических признаках, поЖ ПК вышать уровень унификации и техноили_, логичности производства. ЭВМ Кроме этого имеется хорошая Р и с . 10.12. Типовая структура возможность автоматизации процеспрограммируемого контроллера сов тестирования, отладки, унификации аппаратных и программных модулей, что позволяет создавать соответствующую систему автоматизированного проектирования (САПР), сокращающую сроки проектирования, разработки и освоения в производстве медицинских приборов и комплексов [60]. Современные програмируемые контроллеры (ПК) строятся по принципу цифровых управляющих машин, но отличаются от них более узкой специализацией и специальным математическим обеспечением. Один из вариантов построения ПК рассмотрим на примере, приведенном на рис. 10.12. Программа логической обработки считывается контроллером логической обработки (1) из ППЗУ (2). При необходимости результаты арифметических операций, промежуточные и другие данные могут храниться в ОЗУ(З). Для реализации арифметических операций может быть использован арифметический расширитель (4). В современных ПК чаще всего контроллер логической обработки (1) реализуется на базе микропроцессорных БИС. Для реализации функций временногб распределения управляющих воздействий в ПК используются счетчики и таймеры (6), которые иногда реализуются программно. Взаимодействие с другими элементами биотехнической системы, включая взаимодействие с биообъектом, осуществляется через контроллер ввода-вывода (7), в состав которого могут входить аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи, импульсные блоки и т. д., которые в свою очередь могут подключаться к биоэлектрическим датчикам. Обмен информацией между блоками осуществляется через магистраль интерфейсной связи (5). Кроме этих блоков в состав ПК могут входить: блок связи (8) с другими ПК или ЭВМ; блок сопряжения (9) с дополнительными внешними устройствами (дисплей, клавиатура, печатающее устройство, внешняя память (10 -г- 12)). При решении сложных задач ПК иногда строят как многопроцессорные устройства, в которых микропроцессорам поручают решение различных задач, например управление работой аналого-цифровых и цифроаналоговых преобразователей, обеспечение обмена между модулями 1

ж ж 2i u

&

4

ж и

И

из

394

и внешними устройствами, организацию алгоритмов управления биотехническими системами, вычисление информативных диагностических показателей и т. д. Известны технические решения, когда контроллеры объединяются в сети ПК с иерархической и неиерархической структурами. Для медицинских приложений отечественной и зарубежной промышленностью выпускаются различные типы микроконтроллеров (контроллеров, построенных на основе микропроцессорных систем). В комплексах для массовых обследований основная часть приборов строится на базе одноплатных микроконтроллеров [60]. Активным элементом в этих микроконтроллерах является однокристальная микроЭВМ или микропроцессоры среднего быстродействия. Одноплатные микроконтроллеры применяют для измерения антропометрических данных, для автоматизированного измерения артериального давления, частоты сердечных сокращений, для измерения внутриглазного давления, параметров внешнего дыхания. Эти микроконтроллеры находят также применение в анализаторах крови, радиологических счетчиках, анализаторах кислотно-щелочного равновесия и др. Микропроцессорные блоки в этих приборах выполняют функции аналого-цифрового преобразования, преобразования массивов данных небольшого объема, вычисления вторичных параметров, управления клавиатурой и индикаторами, калибровки измерительных трактов, подготовки процесса измерений и др. Блоки медицинских приборов, выполняющих большой объем вычислений, связанных с функциями регистрации, архивации, формирования изображений, чаще всего выполняют на базе многоплатных магистральных структур. На этой основе строят приборы для обработки ультразвуковых, рентгеновских и радиологических изображений, кардиографы с синдромальной диагностикой, многотерминальные системы массового обследования и др. В биотехнических системах, где резко возрастают объемы обрабатываемой информации и сложность решаемых задач, используют системы контроллеров, работающих с достаточно мощными ЭВМ, например типа IBM PC. К этим классам систем можно отнести, например, медицинские экспертные системы, системы для многопрофильных исследований, электронные томографы и т. д.

Г л а в а

Центральный процессор (Intel SOfto. .40286, ICP1S10BM86) Буферные регистры с тремя состояниями 8288<Ш) LS373(U7,U9,U10} LS245(US)

11

СОПРЯЖЕНИЕ БИОМЕДИЦИНСКОЙ АППАРАТУРЫ С ПЭВМ

Сопроцессор Intel 8087 Intel 80187 KP1810BM87

ОЗУ Системное ПЗУ Прямой доступ к памяти Intel 8237

KP181QBT37 11.1. С И С Т Е М Н А Я

МАГИСТРАЛЬ

ПЭВМ

Для подключения нестандартного оборудования, в частности электронной медицинской аппаратуры, можно использовать как системную магистраль ПЭВМ, так и интерфейсы периферийных устройств. Развитие системных интерфейсов (СИ) ПЭВМ вызвано необходимостью существенного увеличения операций ввода-вывода и периферийных устройств. В связи с ростом объема интерфейсного оборудования в составе ПЭВМ появилась необходимость ужесточить требования к стандартизации интерфейсов. При организации СИ ПЭВМ стремятся к минимизации числа шин за счет использования мультиплексирования (разделения во времени). Наиболее часто совмещаются шины адреса и данных. СИ совершенствуется в направлении увеличения шин адреса, числа шин запросов на прерывание и прямого доступа к памяти (ПДП), дополнительных возможностей для расширения номенклатуры периферийных устройств. В качестве примера организации системной магистрали рассмотрим систему шин компьютера IBM PC с полностью буферизированными для защиты выходными линиями данных и адресов. Шины IBM PC включают шину данных, шину адреса и шину управления, с помощью которых центральный процессор (ЦП) через печатные проводники и разъемы на генплате может связываться с периферийными устройствами нестандартного оборудования. Уровни напряжений на системной магистрали совместимы с уровнем схем ТТЛ (ОВ — нулевой уровень; + 5В — единичный уровень). Шина данных двунаправленная (информация может пойти к ЦП или от него). Несмотря на то что ЦП IBM PC оперирует с 16-битовыми командами, технически компьютер является «8-битовой машиной». Направление передачи данных указывается сигналом в шине управления. Адресная битовая шина позволяет адресовать свыше одного мегабайта 396

Контроллер прерываний Intel 8259 KP1810BH5P Таймер Intel 8253 Intel 8254 KP580BU53 Блок связи с переферией Intel 8255 KPS80BR55 Параллельный интерфейс Intel 8255 > KP580BB55

I слоты расширения

в/в(11-15)

(каналы ввода-выподя) I

л г т

Внешние устройства Р и с . 11.1. Структура системного блока ПЭВМ типа IBM PC

памяти. Шина адреса формирует уникальные адреса памяти или портов ввода-вывода. На рис. 11.1 приведена одна из возможных структур системного блока, которая характерна для большинства ПЭВМ типа IBM PC и совместимых с ними. В них используется шинная организация, включающая линии адресов/данных (либо совмещенные, как, например, у МП Intel 8086, либо раздельные, как, например, у МП Intel 80286) и линии управления и синхронизации. На схеме указаны возможные типы зарубежных и отечественных микросхем, которые могут быть использованы при реализации соответствующих устройств. Разрядность шин определяется типом испо397

льзуемых МП. Так, например, ПЭВМ IBM PC с МП Intel 8088 использует восьмиразрядную двунаправленную шину данных и двадцатиразрядную однонаправленную шину адреса, причем все формируемые адреса АО -ь А19, прежде чем стать элементами системной магистрали (попасть на соответствующие проводники и контакты разъемов генплаты), проходят через три элемента 74LS373, на выходе которых стоят триггера-защелки с тремя состояниями. Данные из МП буферизуются схемой 74LS245, в которой на выходе стоят 8 приемопередатчиков с тремя состояниями. Кроме этого ОЗУ, системное ПЗУ, контроллеры прерываний прямого доступа к памяти, периферийных интерфейсов тоже могут иметь буферные схемы для их развязки с системной магистралью. Минимальным адресуемым элементом ОЗУ обычно является байт (8 бит). Широко распространены ПЭВМ с объемом ОЗУ 640 Кбайт, 1 Мбайт, 4 Мбайт и т. д. Управление работой шин осуществляется посредством контроллера шины, например 8288, который от центрального процессора принимает управляющие сигналы состояния (SO S2), декодирует их, определяя тем самым тип цикла шины. Контроллер 8288 вырабатывает сигналы: MEMR — считывание из памяти; MEMW — запись в память; IOR — считывание из порта ввода-вывода; IOW — запись в порт ввода-вывода; INTA — сигнал подтверждения прерывания для контроллера прерываний. Через адресные буферы (LS373) микропроцессор выставляет адрес на системную шину, которая под управлением контроллера 8288 защелкивается на первом такте цикла шины. Через буфер данных (LS245) микропроцессор либо считывает, либо выставляет данные на шину данных. Направлением и размещением передачи управляет контроллер 8288. Сопроцессор 8087 выполняет три класса операций с семью типами данных: — двоичные целые — три типа; — десятичные целые — один тип; — действительные числа (операции с плавающей точкой) — один тип. Причем эти операции сопроцессор 8087 выполняет с большей скоростью, чем центральный процессор. Микропроцессор при своей работе на адресной шине выставляет адреса для себя и для сопроцессора. Команды считываются с шины данных поступают и в центральный процессор, и в сопроцессор. Сопроцессор, анализируя коды команд, выбирает те, которые предназначаются ему, 398

Системное постоянное запоминающее устройство (ПЗУ) выполняет различные функции, в частности хранит различные управляющие программы, например систему BIOS (базовую систему ввода-вывода). Обслуживание запросов на аппаратные прерывания осуществляет контрол- __ лер прерываний, обеспечивающий восемь уровней прерываний IRQ0-IRQ7. ПЭВМ типа IBM PC/XT имеет один контроллер прерываний, типа IBM PC/AT — два таких контроллера. Персональная ЭВМ может иметь один (IBM PC/XT) или два (IBM PC/AT) контроллера прямого доступа к памяти, которые позволяют ускорить процессы обмена данными между ОЗУ и другими устройствами, включая внешние по отношению к ПЭВМ устройства. При включении контроллера ПДП он захватывает системную магистраль и организует обмен без МП. Кроме пересылки данных этот контроллер реализует функцию регенерации памяти, управление работой с накопителями (функции А). Функции таймера (В) различны по каналам: канал 0 — время суток; канал 1 — регенерация памяти; канал 2 — управление динамиком. Для организации связи с периферийным оборудованием используются микросхемы параллельного и последовательного интерфейсов. Их может быть несколько. Например, блок связи с периферией выполняет несколько функций (С) по различным портам: порт 0 — связь с клавиатурой; порт 1 — инициализация, диагностика, управление динамиком и клавиатурой; порт 2 — состояние переключателей (информация о конфигурации). В ПЭВМ рассматриваемого класса наиболее часто применяются параллельные интерфейсы типа CENTRONICS и последовательные интерфейсы типа RS232C или RS432C. Кроме того, связь с внешними устройствами может осуществляться через схемы расширения системной магистрали, через специально изготавливаемые электронные платы. Всего системная шина имеет 62 вывода. Системная шина доступна пяти 62-контактным гнездам ввода-вывода, вмонтированным в системную плату. При изготовлении контроллеров, управляющих нестандартными для IBM PC устройствами, используются сигналы, представленные в табл. 11.1 [61]. При программно-управляемом обмене осуществляется синхронная и асинхронная передача данных. Синхронная передача данных предполагает, что при выполнении команд ввода и вывода, встречающихся в программе процессора, периферийное устройство готово к выдаче на шину данных информации, запрашиваемой микропроцессором, или готово принять с шины данных информацию, выставляемую микропроцессором. 399

Т а б л и ц а 11.1 Сигналы системной шины ПЭВМ типа IBM PG

Имя сигнала

Контакт разъема

Назначение

1-0 с н к

AI

Ошибка канала ввода. Линия используется адаптерами для сигнализации ЦП об ошибках четности памяти или внешних устройств в канале

Шина адреса (SA0 '— младший разряд). Линии используются для адресации памяти (до 1 Мбайта) и устройств ввода/вывода. Сигналы генерируются либо процессором, лнбо контроллером ПДП

ALE

B28

Строб адреса. Сигнал активен в момент выдачи действительного адреса центральным процессором. При отсутствии сигнала AEN шина адреса сохраняет свое состояние

Шина данных (SD0 — младший разряд). Линии для передачи данных между процессором, памятью и устройствами ввода/ вывода

RESET

B2

OSC,CLR

B30, B20

1/0 CHRDY

A10

Готовность канала ввода/вывода. Линия используется адаптерами или памятью для удлинения цикла передачи данных по системной шине. Сигнал позволяет подключить к компьютеру устройства с низким быстродействием. Любое медленное устройство должно поддерживать сигнал в активном состоянии до завершения распознавания адреса и выполнения команды чтения или записи, но не дольше 10 циклов OSC

REFRESH

B12

ЦП сигнализирует адаптерам о том, что идет цикл регенерации оперативной памяти

Контакт разъема

Назначение

SBHE

С1

Разрешение передачи старшего байта данных. Совместно с младшим разрядом адреса АО определяет формат данных

SA19-SA0

А12-А31

SD7-SD0

А2-А9

Имя сигнала

Продолжение табл. 11.1

Сброс по включению электропитания Синхроимпульсы

IOR

В14

Чтение порта ввода/вывода. Указывает устройству на необходимость выставить свои данные на шину данных. Сигнал вырабатывается процессором или устройством ввода/вывода

10W

В13

Запись порта ввода/вывода. Указывает устройству на необходимость считывания данных с шины данных. Сигнал вырабатывается процессором или устройством ввода/вывода

MEMR

С9

Чтение памяти. Указывает памяти на необходимость выставить свои данные на шину данных. Сигнал может вырабатываться процессором или контроллером ПДП

GROUND

СЮ

Запись в память. Указывает памяти на необходимость прочитать данные, выставляемые на шину данных. Сигнал может вырабатываться процессором или контроллером ПДП

Bl, B10, B31

Схемная «земля»

MEMW

+ 5V

B3, B29, B16

Электропитание *5В, * 12В

-5V

B5

+ 12V

B9

—12V

B7

IRQ7...IR Q3

В21-В25

Линии запросов прерываний от адаптеров ввода/вывода

1RQ2

B4

Эти сигналы сообщают процессору о том, что устройства ввода/вывода требуют обслуживания

DRQ2 DACK3 DRQ3 DACK1 DRQ1 DACK2

В6 В15 B16 B17 B18 В26

DRQI-DRQ3 —линии запросов на обслуживание каналами прямого доступа памяти (ПДП). Сигнал запроса поддерживается активным, пока не активизируется соответствующая линия подтверждения захвата системной шины каналом ПДП (DACK1-DACK3)

Т/С

B27

Конец передачи данных. Прекращение активному в данный момент каналу ПДП

AEN

All

Разрешение адреса ПДП. Активизация этой линии ЦП сигнализирует адаптерам о выполнении системной шиной цикла передачи по каналу ПДП и цикла регенерации ОЗУ. Когда этот сигнал активен, контроллер ПДП получает шину адреса, шину данных и соответствующие линии чтения и записи

398 4 0 0

обмена

по

Примечания: 1. Контакты А, В — для Э В М типа IBM PC/XT; А, В, С , Д — для IBM PC/AT. 2. Прерывание каналов ввода/вывода: для IBM PC/XT — I R Q 2, для I B M PC/AT — IRQ 2, IRQ 3 (асинхронный адаптер C O M 2), I R Q 4 (асинхронный адаптер C O M 1). 3. Знак « - » над именем сигнала означает активность низкого уровня сигнала. Обмен данными между П Э В М и периферийными устройствами м о ж е г б ы т ь программно-управляемым, по прерыванию или с использованием механизмов прямого доступа к памяти (ПДП).

На рис. 11.2 представлена схема, с помощью которой могут быть реализованы различные способы обмена. При синхронном выводе информации дешифратор на своем входе получает адрес выбираемого периферийного устройства (ПУ) и на соответствующем выходе (в нашем случае 3) вырабатывает сигнал разрешения записи в регистр R1. По сигналу IO W в

кИУ

o i riV

Р и с . 11.2. Схема обмена внешних устройств с ПЭВМ

регистр R1 производится запись информации с шины данных. Содержимое регистра R1 постоянно передается периферийному устройству. При синхронном вводе перед выполнением процессором команды ввод необходим, чтобы ПУ по сигналу строб-приема записало в регистр R2 информацию, подготовленную для ввода. Второй регистр R2 имеет три состояния и в основном находится в высокоимпедансном состоянии, не влияющем на обменные процессы в шине данных. Когда центральный процессор своей командой запрашивает искомые данные от ПУ, он на адресной шине выставляет код адреса запрашиваемого источника информации, который расшифровывается дешифратором (вывод 1)и при появлении сигнала IOR производится перевод второго регистра из высокоимпедансного состояния в состояние передачи хранимой информации на выход Q и, следовательно, на шину данных. Триггер Т2 и соответствующий управляемый вентиль (УВ) используются при асинхронном способе обмена данными. При асинхронной передаче,прежде чем произвести обмен данными с ПУ, микропроцессор проверяет готовность ПУ к обмену. На рис. 11.3 приведена блок-схема алгоритма, иллюстрирующая этот процесс. При асинхронном обмене ПУ должно располагать устройством, в котором фиксируется его готовность к обмену. На рис. 11.2 таким устройством является триггер готовности ПУ (ТГ), который конструктивно является составной частью периферийного устройства. Если на дешифратор поступает код адреса, соответствующего триггеру готовности (команда чтения содержимого триггера готовности), то на 402

втором выходе дешифратора формируется сигнал логической единицы, который совместно с сигналом IOR выводит управляемый вентиль УВ из третьего состояния и подключает выход ТГ к одному из разрядов шины данных. Микропроцессор анализирует это состояние и либо повторяет опрос состояния триггера (ПУ не готово), либо выбирает для чтения регистр R2, используя соответствующую адресацию и сигнал IOR, управляя входом &EZ второго регистра. Р и с . 11.3. Блок-схема В обоих рассмотренных режимах обмен алгоритма асинхронного данными осуществляется по командам от обмена процессора В задачах, когда управление обменом инициируется ПУ, используется режим передачи данных с прерыванием. В этом случае ПУ формирует для процессора специальный сигнал прерывания, по которому процессор приостанавливает выполнение основной программы и автоматически переходит к программе обслуживания прерывания, после выполнения которой он может вернуться к выполнению основной программы. 11.2. П О Р Т Ы В В О Д А - В Ы В О Д А ТИПА IBM PC

ПЭВМ

К портам ввода-вывода относится совокупность средств, унифицирующих и упрощающих способ взаимодействия микропроцессора с внешней средой. Всем внутренним ресурсам ПЭВМ, кроме памяти, и внешним устройствам (клавиатура, дисковод, контроллеры различных назначений и др.) выделяют свои порты (логические адреса ввода/ вывода). Каждый порт имеет свой уникальный адрес, по которому передаются данные между МП и программно-доступными регистрами устройств окружения МП (внутренние ресурсы) и окружения ПЭВМ (внешние ресурсы)- Таким образом, чтобы обратиться к портам IBM PC, нужно просто адресоваться к определенной ячейке памяти. Для передачи данных со стороны МП в порт используется команда OUT (в ней задается номер адреса и данные). Команда IN применяется для считывания данных из порта Так, прием кодов с клавиатуры осуществляется через порт 96(60i6), управление динамиком — через порт 97(61 и т. д. В некоторых моделях для пересылки данных используется обычная МП команда MOV. В табл. 11.2 приведены адреса портов для различных ресурсов ПЭВМ типа IBM PC/AT. Порты с номерами 0-FFi6 используются только системной платой. Номера 403

100i6 — 3FFi6 декодируются на шине ввода-вывода для использования различными адаптерами. В скобках указаны шины контроллеров для оригинальных моделей ПЭВМ IBM PC/AT. Подстрочные индексы 16 означают запись в шестнадцатеричном коде. Таблица

11.2

Адреса портов ПЭВМ типа IBM PC/AT Адрес

Описание

ООО —

01F

Порты контроллера прямого доступа в память (ПДП) (контроллер #1,8237,8237А-5)

020

—

03F

Порты контроллера прерываний (8259А)

040

—

05F

Порты таймера (8253-5)(АТ:8254.2)

060

—

06F

Порты контроллера клавиатуры (8042)

070

—

07F

080

—

09F

Порты режима страниц контроллера ПДП

Порты реальных часов к CMOS-памяти с батарейной подпиткой, маска NMI

ОАО

—

09F

Порты второго контроллера прерываний #2,8259 (8259А)

ОСО

—

0DF

Порты второго контроллера ПДП #2,8237 (8237А-5)

0F0

—

OFF

Порты математического сопроцессора

170

—

177

Порты второго жесткого диска (винчестера)

1F0

—

1F8

Порты жесткого диска (винчестера)

200

—

207

Порты игрового адаптера (джойстика)

278

—

27F

Порты второго параллельного принтера #2 (#3cDMA)

2С0

—

2DF

Порты второго адаптера EGA (EGA#2)

2F8

—

2FF

Порты второго асинхронного адаптера

300

—

31F

Плата прототипа

360

—

36F

Резерв

370

—

377

Порты вторичного контроллера дискет

378

—

37F

Порты первого параллельного принтера #1 (#2 с MDA)

380

—

38F

Порты контроллера синхронной связи #2 (SDLC)

ЗАО

—

3AF

Порты первого синхронизированного канала #1 (SDLC)

ЗВО

—

3BF

Порты монохромного адаптера и принтера N1 (#1)

ЗСО

—

3CF

Порты первого адаптера EGA

3D0

—

3DF

Порты CGA и EGA

3F0

—

3F7

Порты контроллера дискет

3F8

—

3FF

Порты первого асинхронного адаптера (#2)

398

т, Т„ т, Ti Взаимодействуя с портами г Г П Г ввода-вывода, процессор IBM PC f — | организует специальные циклы ] у— J ' считывания из порта ввода-выво< 1 f да и записи в порт ввода-вывода. данные U1 , Цикл считывания из порта порт» | обеспечивает получение данных ») Те из порта, адрес которого в адресТ« IT Т] г г 1 Г ном пространстве портов ввоt да-вывода устанавливается микропроцессором. Цикл считыва- IOW;t—y— L ния из порта занимает пять тактов t системной синхронизации и со-танк > порт •"У. 1 ставляет около 1,05 мкс. Временные диаграммы этого цикла пред- Р и с . 11.4. Циклы обмена через порты ставлены на рис. 11.4, а. ввода-вывода В этом цикле сигнал I/O СН RDY поддерживается в активном состоянии, а сигналы MEMR, SA16 -f- SA19, MEMW и JOW — в неактивном состоянии. В первом такте формируется сигнал ALE , указывая, что на шине SAO ^ SA15 формируется действительный адрес порта ввода-вывода. В такте Т2 формируется сигнал IOR, сообщающий адресованному порту о необходимости сформировать данные для передачи их процессору. В начале такта Т4 процессор принимает данные и снимает сигнал IOR. В этом режиме процессор автоматически формирует дополнительный такт TW, называемый тактом ожидания. Цикл считается завершенным в конце такта Т4. При выполнении команды записи в порт реализуется соответствующий цикл записи в порт ввода-вывода. Этот цикл длится пять тактов в соответствии с временными диаграммами, представленными на рис. 11.4, б. В этом цикле сигнал I/O СН RDY поддерживается в активном состоянии, а сигналы MEMR, SA16 -s- SA19, MEMW и IOR — в неактивном состоянии. Сигнал ALE сообщает, что выставляется разрешенный адрес порта, а во втором такте процессор выставляет для адресованного порта данные после сигнала IOW. Цикл заканчивается по концу четвертого такта. 1

11.3. О Б М Е Н И Н Ф О Р М А Ц И Е Й ЧЕРЕЗ СТАНДАРТНЫЕ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ ИНТЕРФЕЙСЫ

Стандартные последовательные каналы обычно должны выполнять следующие функции [16]. 1. Различать сигналы адреса между оперативной памятью (ОП) и каналом ввода-вывода, чтобы выбирать адресованную к каналу информацию и определять, к каким регистрам канала производится обращение. 405

в) биты данных

контрольный бит /

I стартовый бит

т

стоп-бит(ы)

Р и с . II.5. Циклы обмена через последовательный интерфейс

2. По команде «ввод» помещать на системную шину входные данные или информацию о состоянии для передачи их в МП, а по команде «вывод» принимать от МП с системной шины данные или управляющую информацию (в зависимости от того, к какому регистру канала адресуется МП). 3. Вводить или выводить данные к подключенному к ПЭВМ внешнему устройству, преобразуя при этом данные, принятые с системной шины, в последовательный код заданного формата или, наоборот, последовательный код в параллельный—при передаче данных в ПЭВМ. 4. Вырабатывает сигнал готовности, когда данные приняты (команда «вывод») или когда данные выставлены на системную шину (команда «ввод»). Этот сигнал сообщает МП о завершении текущего сеанса обмена. 5. Вырабатывать и передавать на входные линии соответствующего контроллера (например, на контроллер прерываний Intel 8259 или КР1810ВА59) запросы на прерывание при наличии данных для МП. 6. Воспринимать сигнал сброса со стороны МП и устанавливать себя (возможно, и с подключенным внешним устройством) в исходное состояние. 406

На рис. 11.5, а показана регистровая структура типового последовательного канала. В регистре статуса обычно отображается информация о состоянии внешнего устройства, регистр управления инициирует адаптер, в него МП по соответствующей команде программы засылает данные о режиме работы канала. Буферный регистр со сдвиговым регистром обеспечивают преобразование параллельного кода в последовательный, и наоборот. При вводе биты по одному передаются в регистр сдвига входных данных. После того как их число достигает заданного значения (от 5 до 8), соответствующий параллельный код передается вначале в буферный регистр входных данных и далее через системную шину в МП. При выводе реализуются обратные действия через буферный регистр и регистр сдвига выходных данных. Последовательный канал может использоваться для передачи между ПЭВМ и различными видами терминалов, включая другие ПЭВМ, по различным линиям связи, включая телефонные [16]. Если для входных или выходных сигналов используются различные линии связи, то Связь называется дуплексной. Такая система может передавать и принимать данные одновременно. Если на ввод и вывод работает одна линия связи, работающая в режиме разделения времени, то такая связь называется полудуплексной. Различают два основных вида последовательной связи: асинхронная и синхронная. При синхронной связи в начале каждого сообщения должны идти символы синхронизации и «пустые символы», дополняющие временной интервал, когда информация не передается. При этом передаваемые символы должны точно размещаться на временной оси, даже если они не несут полезной информации. Синхронная передача быстрее асинхронной, поскольку не требует передачи специальных символов синхронизации. Последовательные каналы чаще всего используют асинхронный режим передач. В этом режиме передаваемые символы группируются в битовую последовательность минимальной длины (обычно от 5 до 8 бит) и разделяются между сЗобой специальными двоичными битами. Асинхронная передача допускает любые промежутки времени между символами и требует дополнительной передачи сигналов синхронизации. На рис. 11.5, б показана временная диаграмма работы последовательного канала в режиме асинхронной связи. Временные интервалы между символами неважны, однако расположение битов в символе строго регламентировано по времени. В исходном состоянии сигнал в линии имеет высокий уровень. В момент начала передачи он переходит в состояние «0», обозначая своим задним фронтом начало стартового бита и начало передачи символа; Далее идет последова407

тельность заданного числа бит символа (совокупность сигналов высокого и низкого уровня). За последним битом данных может идти контрольный бит с проверкой на четкость (этот бит не обязателен) и последними идут один или два стоповых бита. Стоп-биты определяют минимальное время ожидания передачи следующего символа. Для согласованной работы приемника и источника информации в них должны быть установлены одинаковые параметры обмена. Это достигается соответствующими техническими решениями и программными средствами. Связь по последовательному каналу в ПЭВМ семейства IBM PC осуществляется с помощью микросхем типа Intel 8250, 8251 (отечественные аналоги — КР580ВВ51). Базовые адреса портов последовательного вывода хранятся в начале области переменных системы BIOS (программы начального ввода-вывода, хранимой в системном ПЗУ). Это двухбайтовые слова, причем адрес первого канала СОМ1 хранится по адресу 0:0400 ПЗУ, адрес второго канала COM2 — по адресу 0:0402, адрес третьего канала COM3 — по адресу 0:0404, адрес четвертого канала — 0:0406 ПЗУ. Практически для всех ПЭВМ рассматриваемого класса последовательный порт СОМ1 имеет базовый адрес 3F8i6, а COM2 — 2F8i6Адаптер Intel 8250 содержит семь восьмиразрядных программно-доступных регистров, адресация и назначение которых определены в табл. 11.3. Примечание: 1.x—установка не играет роли. 2. Содержимое седьмого бита регистра управления обменом 3FBi6(2FBi6) меняет функции регистров с адресами: 3F8i6(2F8]6) и 3F9j6 (2F9j6) по правилам, указанным в табл. 11.3. Таким образом, базовый адрес порта может быть определен путем чтения переменной BIOS из ПЗУ. Адрес любого другого регистра этого порта может быть определен добавлением нужного смещения. Ниже приводится фрагмент программы (пример 11.1), записанной на языке Ассемблер, иллюстрирующий варианты вычисления адресов портов канала СОМ 1 и обращения к ним в режимах записи и чтения. Таблица

11.3

Адресация регистров адаптера Intel 8250 Порт и

адрес

регистра

COMI

COM2

3F816

2F8|6

408

Значение бита N7 регистра управления обменом 0

Ф у н к ц и и регистра

канала

При работе на вывод (запись) выполняет функции регистра выходного слова для организации дальнейшей передачи его в канал связи. При работе на ввод (чтение) выполняет функции регистра входного слова, преобразованного в параллельный 8-разрядный код, готовый к передаче на системную магистраль

Продолжение табл. 11.3

3F816

2F8| 6

Значение бита N7 регистра управления обменом 1

3F916

2F916

1

3F9|6

2F9| 6

0

3FA|6 3FB| 6 3FC|6

2FA| 6 2FB| 6 2FC|ft

X X X

3FD16

2FD| 6

X

3FE16

2FE| 6

X

Порт и адрес регистра СОМ1 COM2

Пример

Функции регистра канала

Младший байт регистра установки скорости обмена Старший байт регистра установки скорости обмена Регистр разрешения прерывания, работающий только на запись Регистр определения типа прерывания Регистр управления обменом Регистр управления модемом, работающий только на запись Регистр статуса обмена, работающий только на чтение Регистр статуса модема, работающий только на чтение

11.1.

SUB АХ,АХ; вычитанием АХ-АХ в аккумулятор АХ записывается число ноль. MOV ES, АХ; в регистр экстракодового сегмента записывается ноль. MOV DX,ES: [400Н]; в регистр данных МП записывается адрес базового порта СОМ1 из ПЗУ по адресу 0:0400 системы BIOS, здесь ES — префикс замены, указывающий, что второй операнд находится в сегменте ES, а квадратные скобки говорят о том, что значение надо взять по адресу из байта со смещением 400Н в сегменте ES. INC DX; в регистре DX адрес 3F9i6 = 3F8i6 + 1, то есть адрес второго регистра порта. в регистре DX адрес 3FA|6, то есть адрес регистра опредеINC DX; ления типа прерывания. ADD DX,3; в регистре DX адрес 3FDi6, то есть адрес регистра статуса обмена. чтение из канала состояния регистра статуса в аккумулятор IN AL,DX; МП. MOV AL,AH; если предположить, что в регистре АН сформирован код для передачи в регистр управления обменом, то этот код передается в регистр AL. 16 Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

441

SUB DX,2;

в регистре DX адрес 3FD,6-2 = 3FBI6, то есть адрес управления обменом. OUT DX,AL; символ из AL посылается в регистр управления обменом канала СОМ1. г Прежде чем использовать порт для передачи данных, необходимо задать параметры его работы путем инициализации канала, для чего необходимо осуществить следующее: 1. В регистре управления обменом по адресу 3FBi6(2FB,6) необходимо установить код единицы в седьмом разряде. 2. Задать скорость обмена информацией. Она определяется такими числами: 110 бит/с (бод)—1040 (410)6); 150 бод—768(300 16 ); 300 бод— 384 (180,6); 600 бод — 192 (С016); 1200 бод — 96 (60,6); 2400 бод — 48 (30,6); 4800 бод — 24 (18,6); 9600 бод — 12(С16). Старший байт числа посылается в порт 3F9f6 (2F9I6), а младший — 3F9,6 (2F916). 3. Установить биты регистра управления обменом 3FBi6(2FB,6) в соответствии с требуемыми режимами управления. Биты с номерами 0,1 определяют длину передаваемой порции информации 00 — 5 бит 0 1 — 6 бит 1 0 — 7 бит 11 — 8 бит Бит с номером 2 определяет число стоп-битов: 0 — 1бит; 1— 2бита. Биты 4 и 3 определяют способ контроля данных: Х0 — отсутствие проверки, где X—любое значение; 01 — проверка на нечетность; 11 — проверка на четность. Битс номером 5 определяет способ контроля четности: 1 всегда назначает биту четности значение 0, если биты с номерами 3 и 4 в единице и значение 1, если бит 3 в единице, а бит 4 в нуле. Бит с номером 6 определяет установку перерыва в передаче данных путем вывода строки нулей в качестве сигнала от источника: 1 — установка перерыва; 0 — отмена перерыва. Бит с номером 7 производит изменение адресов портов некоторых регистров по правилам, определенным табл. 11.5. Биты 5 и 6 этого регистра обычно сброшены в ноль. 4. Если при обмене прерывания не используются, то регистр разрешения прерывания 3 F 9 , 6 (2F9,6) должен быть сброшен. Для получения доступа к нему 7 разряд регистра управления обменом предварительно переводится в состояние «ноль». При этом в регистр определения типа прерывания можно ничего не записывать. 5. Если при обмене данными используется режим прерывания, то требуется определенная установка битов регистра разрешения прерывания 3F9,C ( 2 F 9 , 6 ) , при этом предварительно устанавливается в состояние «0» 410

седьмой разряд регистра управления обменом. Бит с номером 0 устанавливается в состояние «единица» для активизации прерывания при приеме данных. Бит с номером 1 устанавливается в состояние «единица» для вызова прерывания, когда регистр для передачи выходного слова свободен. Бит с номером 2 устанавливается в состояние «единица» для вызова прерывания при изменении состояний в регистре статуса модема. Остальные биты этого регистра не используются. Когда в процессе обмена возникает одна из рассмотренных ситуаций, вызывающих прерывание, возникает аппаратное прерывание (появляется сигнал на входах IRQ3 или IRQ4 микросхемы Intel 8259) и далее управление передается на программу обработки прерываний с векторами прерываний В,б или Си. При реализации прерываний задействован регистр определения типа прерывания 3 F A , 6 ( 2 F A , 6 ) . БитО этого регистра устанавливается в состояние «единица» при наличии прерывания. Биты 1 и 2 этого регистра определяют собственно тип прерывания: 00 — изменение в регистре статуса модема; 01 — регистр выходного слова для передачи свободен; 10 — получены данные в регистр входного слова для приема; 11 — поступило условие перерыва в передаче либо ошибка приема. Программный анализ! состояний этого регистра позволяет составлять различные варианты обработки прерываний в зависимости от их типа. 6. Задать начальные параметры регистров модема, если связь осуществляется через телефонные линии. Рассмотрим возможный вариант фрагмента программы на языке Ассемблера, производящий инициализацию порта СОМ1 при следующих начальных параметрах: скорость обмена—300 бод; длина передаваемого слова — 7 бит; число стоп-битов — 1, проверка на четность отсутствует, перерыва в передаче данных не предусматривается; прерывания не используются; связь не модемная. Задание требуемой скорости обмена осуществляется записью числа 180|6 в порты 3F9,6 (старший разряд) и 3F8,6 (младший разряд). В регистр управления обменом вначале записывается двоичный код 01000010 или в шестнадцатеричной системе счисления 42,6 (единица в 7-й разряд). Перед сбросом в ноль регистра разрешения прерывания в регистр управления обменом следует записать код 00000010 (ноль в 7-й разряд для переключения регистра, в шестнадцатеричной системе счисления 2,б). Вариант текста программы представлен примером 11.2. Пример

11.2.

SUB АХ,АХ; ноль в аккумулятор АХ. MOV ES,AX; ноль в регистр экстракодового сегмента. MOV DX,ES:[400H]; базовый адрес порта СОМ1 в регистр данных DX. 15»

411

MOV AL,42H; ADD DX,3H; OUT DX,AL; MOV AX,180H; SUB DX,3H; OUT DX,AL; INC DX; OUT DX,AH; ADD DX,2H; MOV AL,2H; OUT DX,AL;

код 01000010(4212) в AL. в регистре данных DX адрес 3FBi6. , код 01000010 в регистр 3FB16 канала СОМ1. код 180,6 в аккумулятор АХ. в DX адрес 3F8t6. младший байт числа 180i6 в порт 3FBi6. в DX адрес 3F9i6. старший байт числа 180i6 в порт 3F9i6в DX адрес 3,FBi6. в AL код 00000010. код 00000010 в регистр 3FBi6 (задан режим управления).

В процессе работы с адаптером в программах обработки обменом данных обычно постоянно анализируют регистр статуса 3FD]6 (2FDi6). Если в разрядах этого регистра записаны единицы, то это означает: бит 0—получены данные; бит 1 — полученные данные перезаписаны (предыдущая порция вовремя не считана); бит 2 — ошибка при контроле на четность; бит 3 — ошибка из-за нарушения синхронизации; бит 4 — получен сигнал, указывающий, что противоположный объект запрашивает конец передачи; бит 5 — регистр выходного слова для передачи свободен; бит 6 — регистр сдвига данных для передачи пуст; бит 7 — объект не связан с машиной. Для проверки правильности работы аппаратуры и имитации обмена допускается присоединение выходов микросхемы 8250 на ее вход. Рассмотрим режимы работы последовательного канала на передачу, прием и по прерываниям, при этом будем предполагать, что адаптер уже инициализирован и 7-й разряд порта 3FB)6 в состоянии «0». Программа передачи данных в коммуникационный адаптер должна выполнять следующее: 1. Получить из порта 3FDi6(2FDi6) байт статуса. 2. Проверить байт статуса на наличие ошибок и если они обнаружены, то переходить к соответствующей их обработке (наличие ошибок отражается в битах 1, 2, 3, 4). 3. Проверить бит 5 регистра статуса на возможность передачи данных. 4. Если данные могут быть переданы, перейти к пункту 5, если нет (ноль в бите 5 регистра статуса) — повторять операции пп.1—3. 5. Создать и записать данные в порт 3F8i6(2F8i6), например путем пересылки очередного символа из буфера. Рассмотрим фрагмент программы на языке Ассемблера, иллюстрирующей реализацию передачи данных через адаптер COM2, при условии, 412

что адрес передаваемых данных хранится в регистре ВХ-микропроцессора, адрес регистров адаптера—в регистре DX-микропроцессора (пример 11.3). Пример

11.3.

SUB АХ,АХ; ноль в аккумуляторе АХ. MOV ES,AX; ноль в регистре ES. MOV DX,ES: [402Н]; базовый адрес порта СОМ в DX. AAD DX,5H; в DX адрес 2FDi6 (регистр статуса). Здесь следует фрагмент программы проверки битов 1, 2, 3, 4 регистра AL на наличие ошибок и организация обработки этих ошибок. Если ошибок нет, то программа выполняется дальше.

В: IN AL,DX; TEST AL,20H; JZ В; MOV AL,[BX]; SUB DX,5H; OUT DX,AL;

i

содержание регистра статуса в AL. делается анализ бита в 5-м разряде статуса. если в 5-м разряде 0, переход к метке В. если в 5-м разряде 1, то в AL пересылается передаваемый символ, выбранный по адресу ВХ. в DX адрес 2F8i6 (регистр выходного слова). содержимое AL передается в выходной регистр.

После передачи слова в выходной регистр адаптер преобразует его в последовательный код в соответствии с диаграммой (см. рис. 11.5, б). Программа приема данных после инициализации адаптера и установления связи должна выполнять следующее: 1. Получить из порта 3FDi6 (2FDi6) байт статуса. 2. Проверить байт статуса на наличие ошибок и при необходимости обработать их. 3. Проверять бит 0 регистра статуса на возможность приема данных. 4. Если данные могут быть приняты, переходить к п.5, если нет—повторять пп.1—3. 5. Читать данные из порта 3F8i6(2F8i6) и обрабатывать их (например, записывать очередной символ в буфер или в определенные ячейки оперативной памяти). Режимы приема и передачи сильно взаимосвязаны [16]. Принимающий объект может посылать сигнал XOFF (ASCII — код 19) для временной приостановки быстро поступающих данных (если они не успевают обрабатываться). Далее может быть выработан сигнал XON (ASCII — код 17), указывающий передающему объекту на возможность возобновления передачи данных. 413

398

Работа через прерывания позволяет программе обращать внимание на коммуникационный адаптер только тогда, когда активизируется соответствующий режим (прием-передача или обработка ошибок) [16]. Любые допустимые типы прерываний могут быть разрешены одновременно. Процедура обработки прерываний определяется путем анализа содержимого регистра 3FA|6(2FAi6). Различные прерывания имеют следующие приоритеты: . 1. Ошибка или перерыв (сброс путем чтения содержимого регистра статуса обмена). 2. Получение данных (сброс путем чтения информации из регистра входного слова). 3. Свободен регистр выходного слова (сброс путем записи данных в этот регистр) 4. Изменение статуса модема (сброс после чтения регистра статуса модема). В скобках указаны условия сброса разрядов регистра 3FA| 6 (2FAi6), когда он готовится к восприятию новых ситуаций. До этого удерживается состояние «старой» ситуации. Для определения вектора коммуникационного прерывания необходимо: 1. Установить точку входа в программу обработки прерывания (для СОМ 1 и IBM PC/XT в регистры МП DS:DX заносятся «сегмент: смещение» точки входа), в AL, АН передаются значения В]6,25,6 и вызывается прерывание 21 ]б2. Установить нужные биты в регистре разрешения прерываний (порт 3F916 или 2F9I6). Программа обработки прерывания может включать: — буфер (возможно, циклический) для символов; — средства анализа состояний адаптера (работа на передачу или прием); — средства приема и передачи данных; — средства проверки возникновения нескольких прерываний по различным признакам. В конце программы должен стоять код завершения аппаратного прерывания (MOV AL,20H и OUT 20H.AL). Любое аппаратное прерывание может быть программно замаскировано. Физическое соединение приемопередатчиков через последовательный интерфейс типа С2 (RS232C) рекомендуется выполнять через 25-контактные разъемы. В табл. 11.4 приведены шины сопряжения интерфейса RS 232С.

На практике для ЭВМ типа IBM PC широко применяют три вида подключений интерфейсов типа RS232C. Схема соединений с подключением только линий данных и питания показана на рис. 11.6, а. При этом способе связи запрос на передачу RTS сразу возвращается ответом готовности приемника CTS соединением выхода на вход в самом разъеме. На сигнал готовность передатчика DSR через связи разъема возвращаются сигналы готовность приемника DTR и контроля приема DCR. Временные диаграммы сигналов при этом способе соединений на передачу с учетом работы программы обслуживания канала по примеру 11.3 приведены на рис. 11.6, б. Здесь реализуются следующие такты работы: 1. Начало программы обслуживания канала. Подготовка регистров (для примера 11.3 — три первых команды). 2. Чтение регистра статуса (пример 11.3 две следующие команды) 3. Анализ битов ошибки (при таком способе соединений можно не проводить, поскольку все подтверждения заранее скоммутированы перемычками разъема). 4. Проверка 5-го разряда регистра статуса. 5. Передача данных в регистр выходных данных адаптера. 6. Передача данных в регистр сдвига выходных данных и инициализация обмена. 7. Стартовый бит передаваемого символа. 8. Передаваемые символы. 9. Столовый бит. 10. Работа ПЭВМ по выполнению других программ. Работа на прием осуществляется аналогично, но анализируется нулевой бит регистра 3FDi6(2FDi6). Таблица

11.4

Шины сопряжения интерфейса RS232C Назначение

Номер шины

Имя сигнала

1

101

GND

Корпус

3

2

103

TXD

Передаваемые данные

2

3

104

RXD

Принимаемые данные

7

4

105

RTS

Запрос па передачу

8

5

106

CTS

Готовность приемника к передаче

6

6

107

DSR

Готовность передатчика (компьютера)

5

7

102

SG

Сигнальное заземление

Тип размера 9 контактов

25 контактов

415

Продолжение табл. П.4 Тип размера 9 контактов

1

25 контактов

8

Номер

шины

Имя сигнала

109

DCR

Контроль приема

Назначение

4

20

108.2

DTR

Готовность приемника

9

22

125

RI

Кольцевой индикатор вызова

398

Схема соединений с подключением питания, линий данных и сигналов запроса на передачу (RTS), готовность приемника к передаче CTS приведена на рис. 11.6, в. Временные диаграммы передачи данных при таком соединении похожи на временные диаграммы (см. рис. 11.6, б). Дополнительно источник, подготовивший данные, перед их передачей выставляет сигнал RTS и ждет ответа CTS. Полученный ответ участвует в формировании содержимого регистра статуса, которое может быть проанализировано программой, определяющей дальнейшие взаимодействия с каналом и (или) с другим устройством. Если программа принимает решение о передаче данных, они передаются, как и в предыдущем случае, на линию связи. Сигнал запроса на передачу RTS может быть использован в режиме работы по прерыванию. По этоП) Г) то му сигналу приемник (при соответствующей настройке регист161 ста ров адаптера, отвечающих за № о в* прерывание) перейдет в режим Е •> ТхО прерывания и далее будут выполняться действия, предписанргц,» ные программой прерывания. На рис. 11.6, г показана более полная схема соединений, при которой у программистов имеются более широкие возможности по анализу и управлению ситуациями, возникающими при обмене (анализ регистров статуса и прерываний). Отечественные ЭВМ при передаче используют высо• ) (1)

GND-

<2> T x D Р ) RxO W RTe

8G • RxO

-

(20) DTR

№

t-3)

• TKD

М

• RTS CTS . OSR . DTK

<-Д j ft) (6| (20)

OCR

3FOM

'

TxD

•

RxD

-

RT8

•

CTS

-

OSR

•

RTR

-

DCR

•

С NO •

TxO RxD RTS CTS RSR

Рис.

• ' • -

RxD

TxD

CTS

RTS

OSR RTR

DCR

GND

RxD TxD CTS RTS OTR RSR

11.6. Схемы подключений аппаратуры к последовательному интерфейсу

кий

уровень 12В).

напряжения

11.4. О Б М Е Н И Н Ф О Р М А Ц И Е Й Ч Е Р Е З С Т А Н Д А Р Т Н Ы Е ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ИНТЕРФЕЙСЫ ВВОДА-ВЫВОДА ТИПА CENTRONIX

Параллельные интерфейсы типа Centronix (ИРПР-М) предназначены для радиального локального подключения устройств ввода-вывода общего и специального назначения с параллельной передачей информации. Типовая регистровая структура параллельного канала приведена на рис. 11.7, а. В режиме вывода данные из системной шины МП через параллельный канал передаются в периферийное устройство. При этом данные вначале записываются в буферный регистр выходных данных. Затем канал выдает в периферийное устройство сигнал готовности выходных данных и выставляет выходные данные на передающую линию. Если ПУ готово к приему данных, оно записывает данные в свой буферный регистр и возвращает в контроллер сигнал подтверждения. При вводе производится обратный порядок действий. В этом случае ПУ выставляет данные на свою выходную шину и сигнализирует установкой готовности. Канал загружает их во входной буферный регистр и вырабатывает сигнал на линии подтверждения. После этого ПУ сбрасывает сигналы данных и готовности. Канал передает принятые от ПУ данные в системную шину. При вводе и выводе может быть устанрвлен режим работы по прерываниям. При вводе этот запрос формируется, когда буфер выходных данных в канале свободен для приема информации. В регистре статуса отображается информация о состоянии периферийного 6) устройства. Регистр управления инициирует работу ка- Р и с . 11.7. Схема обмена через параллельный интерфейс нала. В него МП по соответ417

ствующей команде программы засылает информацию, задающую режим работы канала. Рассмотрим временную диаграмму работы широко распространенного канала типа Centronics (рис. 11.7, б). Сигналы канала асинхронны. Обмен данными осуществляется по сигналу STROBE, который сопровождает данные от ПЭВМ к ПУ. Когда ПУ заканчивает прием данных, оно выставляет сигнал ASK (подтверждение). В режиме запрос — ответ может быть использован сигнал BUSY, который сигнализирует о готовности ПУ к работе с ПЭВМ (работа с сигналом BUSY не обязательна). Переход сигнала ASK с высокого уровня на низкий означает завершение приема данных от источника. Низкий уровень сигнал ASK сохраняет от 2,5 до 5 мкс. Высокий уровень сигнала BUSY означает, что приемник не готов к приему данных. После того как данные выставлены на шине, источник вырабатывает сигнал STROBE, сообщая приемнику о том, что данные выставлены. Когда приемник начинает прием в свой буферный регистр, он выставляет сигнал, что он занят (BUSY), и держит его, пока приемник не завершит прием и не освободит свой буфер. Когда прием данных в буферный регистр завершается, вырабатывается задний фронт сигнала ASK. Сигнал ASK держится в низком состоянии в интервале от 2,5 до 5 мкс. Низкий уровень сигнала ASK означает, что данные приняты в буфер приемника, а его высокий уровень сообщает, что приемник готов к дальнейшей работе. Далее если передача данных продолжается, вновь вырабатывается сигнал STROBE и процесс передачи данных продолжается. Интерфейс Centronix может использовать и другие управляющие сигналы. В табл. 11.5 представлен их полный перечень с указанием номеров соединительного разъема. Таблица

международное

русское

STROBE

стр

Контакт разъема Centronix

Направление передачи

1

от И к П

D0-D7

Д1—Д8

2—9

ASK

птв

10

398

Имя

международное

Назначение и характер сигнала

сигнала русское

Контакт

Направление

разъема

передачи

Назначение и характер сигнала

Centronix*"

от п к и

Низкий уровень означает готовность приемника принять данные. Приемник занят при вводе данных, состоянии ошибки или заполненного буфера

13

от и к П

Высокий уровень означает: приемник выбран (подключен) и может работать

СБР

16

от И к П

Перевод приемника в исходное состояние низким уровнем сигнала

ERROR*

ош

15

от п к И

Низкий уровень устанавливается при отказе приемника

РЕ*

КБМ

12

- от П к И

Сигнал принтера. Высокий уровень означает, что кончилась бумага

SLCTIN

ГП

17

от П к И

Готовность приемника. Ввод данных возможен, когда уровень сигнала низкий. В приемниках устанавливается переключателем

PUTOFD

АПС

14

от И к П

Сигнал принтера. Если этот сигнал имеет низкий уровень, бумага автоматически подается на одну строку вперед после печати. Устанавливается с помощью переключателя на принтере

STAT*

CI—С8

GROUND

ОВ

BUSY*

ЗАН

SLCT*

выбор

IN IT*

11.5

Управляющие сигналы интерфейса Centronix Имя сигнала

Продолжение табл. 11.5

Регистр статуса 19—25

Общий вывод (нуль)

П р и м е ч а н и я : * — сигнал не обязателен,«-» — активность сигнала при его низком уровне или реакции на задний фронт.

Синхронизирующий сигнал низкого уровня длительностью не менее 0,5 мкс

в основном от Высокому уровню соответстИ к П вует логическая единица от П к И

Переход от высокого уровня к низкому означает завершение приема данных. Продолжительность низкого уровня готовности от 2,5 до 5 мкс

Связь с параллельным каналом в ПЭВМ семейства IBM PC осуществляется с помощью микросхемы типа Intel 8255 (отечественный аналог КР580ВВ55). Базовые адреса портов параллельного вывода хранятся в системном ПЗУ в области переменных системы BIOS (программы начального ввода-вывода). Адреса представляют собой двухбайтовые слова, причем базовый адрес первого устройства (параллельного порта) LPT1 хранится по адресу 0:0408 ПЗУ, базовый адрес второго порта LPT2 — по адресу 0:040А, третьего порта LPT3 — по адресу 0:040С, четвертого пор419

та LPT4 — по адресу 0:040Е. Базовые адреса определяют номера портов входных данных соответствующего канала. Адрес порта статуса соответствующего канала ПЗУ на единицу больше, чем базовый адрес. Адрес порта управления — на единицу больше, чем адрес порта статуса канала. Таким образом, базовый адрес порта может быть определен путем чтения переменной BIOS из ПЗУ, а адрес портов статуса и управления — путем добавления соответствующего смещения. Ниже приводится фрагмент программы (пример 11.4), записанный на языке Ассемблера, иллюстрирующий варианты вычисления адресов портов параллельного канала на примере канала LPT1 и обращения к ним в режим записи и чтения. Для управления работой канала биты регистра управления должны быть установлены в соответствии с требованиями решаемой задачи. При этом бит 0 используют для формирования стробирующего сигнала при выводе данных, для чего он программно, кратковременно устанавливается в состояние 1; установка бита 1 в единицу означает автоматический перевод строки после возврата каретки; установка бита 2 в состояние 0 инициализирует порт принтера; бит 3 в состояние 0 отменяет выбор принтера; бит 4 управляет разрешением прерывания от приемника, состояние О — прерывание приемника запрещено, состояние 1 — разрешено. Биты 5..7 не используются. 398

П Р И М Е Р 11.4.

SUB, АХ, АХ; вычитанием АХ—АХ обеспечивается запись в АХ ноля. MOV ES, АХ; в регистр экстракодового сегмента записывается ноль. MOV DX,ES: [408Н]; в регистр данных DX записывается адрес базового порта LPT1 ИЗ ПЗУ по адресу 0:0408 системы BIOS, здесь ES — префикс замены, указывающий, что второй операнд находится в сегменте ES, а квадратные скобки указывают, что значение берется по адресу из байта со смещением 408Н в сегменте ES. INC DX; в регистре DX адрес порта статуса. INC DX; в регистре DX адрес порта управления. SUB DX,1; в регистре DX адрес порта статуса. IN AL,DX; чтение из канала содержимого регистра статуса и передача его в регистр AL. INC DX; в регистре DX адрес порта управления. OUT DX,AH; символ из АН посылается в регистр управления канала LPT1.

Обычно параллельный порт используют для подключения принтера, поэтому в описании разрядов регистра управления рассматриваются сигналы управления принтером, однако эти сигналы можно использовать и для управления другими периферийными устройствами. Рассмотрим фрагмент программы на языке Ассемблера, позволяющий обеспечить режим прерывания от периферийного устройства, подключенного к порту LPT2. По условию.в этой программе в регистр управления надо записать код 00001000 или в шестнадцатеричной системе 8i6 (пример 11.5). П Р И М Е Р 11.5.

SUB АХ,АХ; MOV ES,AX; MOV DX,ES: ADD DX,2H; MOV AL,8H; OUT DX,AL;

ноль в аккумулятор АХ. ноль в регистр экстракодового сегмента. [40АН];базовый адрес порта LPT2 в DX. в DX адрес регистра управления порта LPT2. код 00001000 в регистре AL. код 00001000 в регистре управления порта LPT2.

Если регистром управления разрешено прерывание от приемника, то сигнал подтверждения приема символа (бит б регистра статуса) будет запускать выполнение программы прерывания, которая вызывается через вектор F|fi. Для оценки состояния периферийного устройства (с целью принятия соответствующих программных действий) в программах, обслуживающих обмен через параллельные каналы, предусматривают анализ регистрастатуса, биты которого распределены следующим образом: биты 0...2 — не используются; бит 3—0 — «ошибка принтера»; бит 4—0 — принтер не связан с машиной; 1 — принтер связан с машиной; бит 5—0 — бумага вставлена, 1 — бумага не вставлена; бит 6—0 — подтверждение приема символа (устанавливается под воздействием сигнала ASK линии связи); бит 7—0 — принтер занят, 1 — принтер свободен (устанавливается под воздействием сигнала BUSY линии связи). Регистр статуса может быть использован для анализа состояния и других периферийных устройств. При работе программ обмена с параллельными каналами программа организуется так, что она постоянно обращается к биту 7 регистра статуса, чтобы узнать, можно ли передавать очередной байт. Предварительно этот байт записывается в выходном регистре канала и через регистр управления (бит 0) формируется короткий стробирующий импульс. После того как байт послан, программа ожидает наличия сигнала готовности принтера для передачи следующего байта. Подтверждающий сигнал выражается не только изменением бита 7 регистра статуса, но и бита 6 этого 421

же регистра, который на короткое время сбрасывается в состояние «О». Этот процесс происходит в соответствии с рассмотренной выше временной диаграммой (рис. 11.7, б). Организацию передачи данных параллельным каналом рассмотрим на примере программы управления принтером, подключенным к каналу LPT1, при передаче строки символов, оканчивающейся символом $. В регистре ВХ формируется адрес передаваемых данных (пример 11.6). П р и м е р 11.6. SUB АХ,АХ; MOV ES,АХ; MOV DX,ES:[408H]; в: MOV AL,[BX]; CMP AL,«$»; OUT DX,AL; INC DX; INC DX; MOV AL,ODH; OUT DX,AL; MOV AL,OCH; OUT DX,AL; DEC DX; no: IN AL,DX;

в AX заносится 0. в ES заносится 0. в DX — номер порта выходного регистра, в AL передается очередной символ, если символ $, то переход на метку rt для завершения программы JE rt. символ из AL передается в порт, в DX адрес регистра статуса, в DX адрес порта регистра управления, в AL код для стробирующего импульса, выдача в порт стробирующего импульса, в AL код для отмены строба, отмена стробирующего импульса, в DX номер порта регистра статуса, чтение состояния регистра статуса.

Программный блок проверки бита 3 и, если он сигнализирует об ошибке, перейти к ее обработке.

TEST AL,80H; JZ no; INC ВХ; DEC DX; JMP в; rt: RET;

398 422

ожидание готовности принтера (анализ 7-го бита регистра статуса). если не готов, переход на метку по. переход к следующему символу в строке, в DX номер порта выходного регистра, переход на метку в. возврат в программу, которая обращалась к данному фрагменту обмена с периферийным устройством.

11.5. ЧЕРЕЗ

ОБМЕН

ИНФОРМАЦИЕЙ

СИСТЕМНУЮ

ШИНУ

ПЭВМ

Взаимодействие внешних (периферийных) устройств с ПЭВМ может осуществляться как через стандартные интерфейсы (последовательные и параллельные, например типа RS232C, Centronix и др., входящие в состав ПЭВМ), так и с помощью устройств сопряжения, которые изготовляются в виде специальных электронных плат, подключенных через разъемы системной платы непосредственно к системной шине ПЭВМ. Отечественная и зарубежная промышленность выпускает целый ряд таких устройств различных назначений, которые часто называют модулями сопряжения с объектами (МСО). Наличие этих модулей позволяет существенно расширить области применения ПЭВМ и автоматизировать многие задачи управления, контроля, испытаний и т. д. При проектировании и изготовлении таких модулей необходимо строго придерживаться допустимых конструкций печатных плат с соблюдением требований технических условий как на печатные платы, так и на электрические параметры сигналов взаимодействия системной шины ПЭВМ с модулями сопряжения с объектом. При этом должна обеспечиваться и четкая временная «привязка» информационного обмена. При проектировании МСО, взаимодействующих с ПЭВМ типа IBM PC, можно руководствоваться данными о сигналах системной шины, представленной в табл. 11.5, и соответствующим техническим описанием. Обмен информацией между системной магистралью ПЭВМ и МСО может производиться в одном из трех режимов: программном, прерывания, прямого доступа к памяти. Адресация модулей в ПЭВМ типа IBM PC производится либо как к обычной ячейке памяти, либо как к порту ввода/вывода, при этом адресуемый модуль сопряжения с объектом должен иметь механизм распознавания «своего» адреса, чтобы организовать предписываемые ему функции во взаимодействии с ПЭВМ. Этот программный обмен производится по стандартным циклам «запись» и «чтение» микропроцессора или системной магистрали (если циклы МП и магистрали различны). При передаче информации от ПЭВМ к МСО используется цикл «запись», при котором системная магистраль выставляет адрес модуля, к которому производится обращение (или адрес регистров каналов модуля, если в модуле их несколько). Модуль расшифровывает свой адрес и готовится к приему информации. По выставленному адресу системная магистраль передает данные в МСО, который принимает и интерпретирует их либо как управляющую информацию, либо как данные, либо как информацию о состоянии передатчика Такая интерпретация может осуществляться как в зависимости от адреса обращения, так и в зависимости от со-

держания передаваемых данных. Это определяет конкретный разработчик модуля. Иногда передача данных может и не требоваться, если МСО знает, что ему делать в зависимости от того, какой адресный код на него воздействует. Если системная магистраль имеет разделенные линии адресов и данных, то для МСО данные и адреса формируются одновременно. Если шины адреса и данных совмещены, то вначале в МСО передается адрес, а затем данные. Все передачи сопровождаются соответствующими управляющими сигналами. С программной точки зрения операцию запись можно осуществлять с помощью команд типа MOV, OUT и др., формирующих при своем выполнении адреса и данные. В качестве адресов портов МСО удобно выбрать адреса, которые не используются в ПЭВМ применяемой конфигурации. Например, порты резерва IBM PC/AT (адреса 360-36F) и др. Рассмотрим пример 11.7 программы на языке Ассемблера, записи информации в МСО с двумя входными регистрами RGt и RG2. Предположим, что RGi работает на прием информации по коду адреса, переданному в процессе работы программы в РОН DX МП, a RG2 принимает информацию по адресу 362]6 (резервный порт IBM PC/AT). Пусть передаваемые данные для RGi находятся в РОН AL МП, а для RG2 — в РОН АН МП, тогда фрагмент программы может иметь вид, представленный в примере 11.7. П р и м е р 11.7. MOV [DX],AL; данные из AL будут передаваться по адресу, записанному в DX. MOV DX,362H; в DX адрес RG2. OUT DX,AH; выдача в порт по адресу 36216 данных из АН. Временная диаграмма для циклов записи системной магистрали ПЭВМ типа IBM PC приведена на рис. 11.8. На диаграмме использованы обозначения в соответствии с табл. 11.5. Заштрихованы адреса и данные, которые обращены к МСО, с которым поддерживается программный обмен. В обычном режиме цикл записи длится четыре периода тактового генератора (сигнал CLC). В рассматриваемом примере цикл ТЦ1 иллюстрирует ситуацию, когда выполняется адресация по типу адресации оперативной памяти (в примере 11.7 команда MOV [DX],AL). Цикл ТЦ2 иллюстрирует запись в порт (в примере 11.7 команда OUT DX,AH). Цикл ТЦЗ иллюстрирует ситуацию с задержкой цикла записи, когда МСО не успевает принимать данные от ПЭВМ и выставляет сигнал задержки цикла 1/0 CHRDY. 424

Глллj л лJ1ллЛ пллллI щ 1щ %%Ш ШШрщ Ш1 Jn1 П П п SD0SD7 %ш 11 1i -

-

SA0SA19

/

\

....

\

r-J

CHRDY ТЦ,

ТЦ,

1

1\

1

\

1

!, ТЦ,

Р и с . 11.8. Временная диаграмма циклов записи системной магистрали

Для управления МСО можно использовать сигналы: ALE (для включения дешифратора адреса обращения); MEMW (для определения момента считывания данных с системной магистрали в регистры МСО при адресации типа МП-память); IOW (для определения момента считывания данных при адресации в порт). Возможная структура МСО для реализации программного обмена представлена на рис. 11.9. Предположим, что входные регистрш RG], RG2 и входной регистр RG4 вместе с операционным автоматом (OA) могут воспринимать и выдавать информацию в темпе работы микропроцессора МП, а регистры RG3, RG5 требуют увеличения цикла обмена, например, на 8 машинных тактов. Операционный автомат (OA) обрабатывает информацию, поступающую с входных регистров и модуля датчиков (МД), и передает ее на дополнительную обработку в ПЭВМ через выходные регистры. Дешифратор адреса (DCA) обеспечивает расшифровку обращений ко входным и выходным регистрам, а устройство управления (УУ) обеспечивает скоординированную работу всех элементов МСО. Рассмотрим вариант работы этого МСО в соответствии с временными диаграммами рис. 11.8 в предположении, что в цикле ТЦ, производится запись в RGi, в цикле ТЦг—в RG2 и в цикле ТЦз—в RG3. В цикле ТЦ, на первом такте генератора Т, МП формирует адрес обращения к регистру RGi МСО, который сопровождается сигналом ALE. Этот адрес по сигналу ALE дешифруется DC А в МСО и через устройство управления готовит к приему информации RGi. В начале второго такта Тг МП снимает сигнал адреса, но на системной магистрали он остается благодаря наличию спе425

циальных схем хранения (на триггерах-заH щелках ПЭВМ). На Входной регистр RG 2 zr втором такте МП выВходной регистр RG) ставляет данные, кош МД OA Выходной регистр RG* торые через специаВыходкой регистр RG 5 р — г льный регистр хранения передаются на сиSAOSAI« стемную магистраль. DCA УУ ALE ; 1—» Здесь же вырабатываCLC МСО ется сигнал MEMW, MEMW который используетit5w ся в МСО для подачи сигнала записи в RG). IOCHKDV Р и с . 11.9. Структура МСО для реализации Таким образом, к конпрограммного обмена цу четвертого такта информация оказывается в RGt и далее используется МСО. Второй цикл ТЦ2 реализуется аналогично, с той лишь разницей, что МП реализует команду «запись в порт» и вместо сигнала MEMW вырабатывает сигнал IOW, который используется МСО для записи информации в RG2. В третьем цикле ТЦ3 устройство управления МСО затягивает цикл обмена, выставив в системную магистраль сигнал 1/0CHRDY длительностью 8 тактов CLC. Программы команды чтения из МСО выполняются аналогично -командам записи, используя команды MOV, IN и др. На рис. 11.10 приведены временные диаграммы для цикла чтения системной магистрали ПЭВМ типа IBM PC в предположении, что чтение осуществляется командой IN (то есть с обращением к порту). Временные диаграммы при обращении к памяти аналогичны, но вместо сигнала IOR МП вырабатывает сигнал MEMR. Предполагается, что в цикле ТЦ| считывается информация из регистра RG4 С автоматическим формированием одного такта задержки TW и в цикле Т Ц2 из регистра RG5 с задержкой по сигналу 1/0CHRDY из УУ МСО (рис. 11.10). Диаграмма чтения во многом похожа на диаграмму записи. Но во вто- . ром такте по сигналу IOR от МП шина данных системной магистрали освобождается для данных от МСО, а МСО сообщает этим же сигналом IOR, что он должен выставить данные на системную магистраль, что он и делает на третьем такте. Основной недостаток такого обмена заключается в том, что МСО всегда должно быть готово принять и передать данные, когда это нужно программе ПЭВМ, и работать в том темпе, который предписан ПЭВМ, а веВходной регистр RG i

426

Р и с . 11.10. Временные диаграммы циклов чтения системной магистрали

личина возможной «затяжки» не должна превышать 10 тактов CLC при использовании сигнала 1/0 CHRDY. Программный режим обмена можно сделать более гибким, если в МСО ввести регистр состояния (статуса), который характеризует состояние готовности МСО и программно-доступен со стороны ПЭВМ. На рис. 11.11 приведена структура одного из вариантов построения МСО с регистром статуса RS, регистром управления RU, входным регистром RG(, выходным регистром RG2, дешифратором адреса DCA, устройством управления УУ, операционным автоматом (OA) и модулем датчиков. Предположим, что программно-доступные регистры МСО имеют следующие адреса: RU-361i6; RS-362i6; RGi-36316; RG2-36416, и они адресуются как порты ввода-вывода ПЭВМ типа IBM PC/AT. Предположим также, что регистр управления RU служит для задания алгоритмов работы операционного автомата. Программная доступность этого регистра со стороны ЭВМ позволяет гибко менять программу обработки информации операционным автоматом МСО в зависимости от характера данных, получаемых с датчиков, и в зависимости от программной ситуации ПЭВМ (например, переключение датчиков, изменение масштабов усиления сигнала в зависимости от амплитуды снимаемого сигнала и т.д.). Пусть пятый разряд регистра статуса RS устанавливается в состояние «0», если входной регистр RGi не готов принять информацию от ПЭВМ, 427

b: IN AL,DX; TEST AL,20H;

R G ) (входной регистр)

чтение в AL содержимого RS. проверка готовности к приему данных МСО по пятому разряду RS. при неготовности — повтор чтения регистра статуса. в DX адрес порта входного регистра RG1. в RG1 МСО содержимое из аккумулятора АН ^ ПЭВМ.

3] JZ Ь;

R G j (выходной регистр) _

SD0-SD7

RS RU(perHcip управления)

OA

мд

G

SA0-SA19 DCA

ALE CLC

Любая программа ПЭВМ, не меняющая содержимого DX и подготовившая информацию в AL для передачи в МСО.

УУ

IOW TOR

МСО

IRQ < DRQ <

Р и с . 11.11. Вариант структуры МСО

и в 1 — если готов, а седьмой разряд RS устанавливается в состояние «0»если выходной регистр RG2 не подготовил данных для передачи в ПЭВМ, и в состояние I — если подготовил. В этой схеме сигналы IRQ и DRQ используются для организации режимов прерываний и прямого доступа к памяти, которые будут рассмотрены в соответствующих разделах. Назначение остальных сигналов такое же, как и для схемы рис. 11.9. Рассмотрим пример фрагмента программы взаимодействия ПЭВМ с МСО с использованием регистров статуса и управления (пример 11.8). Пусть в АН находятся данные для передачи в МСО, а в AL принимаются данные из МСО. Регистр DX используется для формирования адресов обращения к портам МСО. П р и м е р 11.8. SUB АХ,АХ; MOV ES,AX; MOV DX,ES:[361H]; ; OUT DX,5H; ;

в АХ —значение 0. в ES —значение 0. в DX заносится смещение 361Н адреса порта. регистра управления RU. в RU посылается код задания на обработку. информации МСО (в примере код 5|б).

Любая программа ПЭВМ, не меняющая содержимое DX и подготовившая информацию в АН для передачи в МСО.

INC DX; 428

INC DX; OUT DX,AH;

в DX адрес порта регистра статуса RS-

DEC DX; с: IN AH,DX; TEST АН.80Н; JZС; ; ADD DX,2H; IN AH,DX;

в DX адрес порта регистра статуса RS. чтение в АН содержимого RS. проверка готовности передачи данных от МСО. по седьмому разряду RS, при неготовности —: повтор чтения- RS. в DX адрес порта выходного регистра MCO-RG2. чтение содержимого RG2 МСО в регистр АН ПЭВМ.

К недостаткам программного обмена относят то, что все управление находится под ведением ПЭВМ независимо оттого, готово МСО к обслуживанию или нет, хотя на практике часто возникают ситуации, когда внешнее устройство требует срочного обслуживания, независимо от. того, чем занимается в данный момент ПЭВМ. Этот недостаток снимается при организации обмена в режиме прерывания. Когда МСО, требующая взаимодействия с ПЭВМ, посылает ей сигнал прерывания, и если это прерывание не замаскировано, то ПЭВМ приостанавливает свою работу и производит обслуживание МСО по заранее известной ПЭВМ программе. Ко второму недостатку такого обмена относят то, что при обмене данными, особенно если обмен производится сразу в несколько слов (массивом данных), тратится определенное количество времени на считывание ПЭВМ кодов команд, их расшифровку и реализацию. Сократить это время" можно, включив механизм организации прямого доступа к памяти, при котором контроллер прямого доступа памяти (ПДП) захватывает системную магистраль у МП и организует обмен между оперативной памятью и МСО по укороченным циклам, включающим «чистые» циклы записи и считывания данных, без циклов записи и считывания команд и циклов их реализации (например, фрагментов циклов типа «модификация»). i

429

11.5.1. О Б М Е Н

ИНФОРМАЦИЕЙ

В

РЕЖИМЕ

В ыб<ф михрс схемы

ij" jv'

ПРЕРЫВАНИЯ

Прерывания позволяют вызывать и выполнять заранее подготовленные программы для обработки некоторой ситуации. Прерывания делятся на внешние и внутренние, аппаратные и программные, организованные по приоритетному принципу. По любому прерыванию управление передается программе (процедуре) обслуживания прерывания через вектор прерывания, который выбирается из таблицы векторов прерывания, располагаемой в области памяти по адресам от 0(16) до 3FEi6- Эта область памяти разбита на 256 4-байтовых адресов. Каждый вектор состоит из двух 16-разрядных слов, располагаемых в памяти в соседних ячейках, причем в ячейках памяти с меньшим адресом (четным) содержится смещение (для регистра IP адреса команд МП), а в ячейке с большим адресом — база сегмента логического адреса программы обслуживания прерывания. Каждый вектор имеет свой известный номер N. Независимо от вида прерываний действия, выполняемые МП по запросу на прерывание, одинаковы и могут быть проиллюстрированы рис. 11.12. Здесь F — регистр признаков МП, CS — сегмент кода команды, IP — регистр смещения адреса команды. В регистре F два разряда IF и TF участвуют в обработке запроса прерываний. Признак IF, установленный в ноль, запрещает все виды внешних прерываний (кроме немаскируемых). Замаскированный запрос не изменяет хода выполнения программы МП. При IF = 1 МП будет реагировать на внешние прерывания. Установка TF в единицу будет вызывать прерывания по завершении каждой команды (удобно при отладке программ). Признаки IF и TF устанавливаются программно. Команда CLI запрещает прерывания (устанавливает IF в ноль), команда STI—разрешает прерывания (устанавливает IF в единицу). При запросе прерывания выполняются следующие действия: Память

Р и с . 11.12. Организация обслуживания прерываний 398 430

к

с&рос запросов Регистр обслужи • гаких ISR

Регистр запросо IRR и логика мок сир о синя

МП адреса/данные

7V

исмрН

щкдотп

в (INTA) ипросСШ)

Регистр типа прерывания 1 1 11

Код уровня запроса

IRQo IRQ, IRQ, — IRQj IRQ, — IRQ, " IRQ, IRQ,

Регистр

мьсск {ферываяий IMR

Р и с . 11.13. Регистровая структура контроллера прерываний

0. МП заканчивает команду, выполняемую в момент возникновения запроса на прерывание. 1. Проверяется содержимое разрядов IF и TF регистра признаков F и, если прерывание разрешено, реализуется механизм прерывания. 2. Текущее содержимое регистров F, CS и IP помещается в стек (цифры под стрелками означают очередность записи в стек). 3. Сбрасываются признаки IF и FT в регистре F МП. 4. Два командных байта, расположенных в области векторов прерываний с номерами 4N и 4N + 1, передаются в регистр IP и два байта, расположенные по адресам 4N + 2,4N + 3, — в регистр CS. После этого МП переходит к программе обработки прерывания с команды CS:IP. Здесь N — номер прерывания. Запрос на прерывания можно выполнить из программы командой INT N (например, INT 21Н вызовет на обработку программу с номера команды, расположенной в ячейке оперативной памяти с адресами 84Н — 87Н). По этой команде МП отработает все рассматриваемые выше действия. В конце программы обслуживания прерывания ставят команду IRET. Она позволяет выбрать из стека в МП старые значения IP,CS и F, что позволит начать выполнение прерванной программы со следующей (после вызова прерывания) команды. В ПЭВМ могут возникать внешние прерывания от различных устройств, обладающих различным приоритетом. Для анализа ситуаций, возникающих при прерываниях и установлениях очередности прерываний, используются специальные контроллеры Intel 8259 в составе ПЭВМ типа IBM PC. Укрупненная регистровая схема этого контроллера приведена на рис. 11.13. Контроллер имеет семь программно-доступных 8-разрядных регистров, четыре из которых (важных для организации прерываний со стороны внешних устройств) показаны на рис. 11.13. Внешние устройства, требу-

ющие обслуживания по прерыванию, выставляют запросы IRQo IRQ7Регистры IRRJSR и шифратор приоритетов обеспечивают анализ поступающих запросов. Регистр IMR позволяет маскировать заданные в программе настройки контроллера запросы на прерывания. При поступлении запросов IRQ (i = 0,7) в соответствующем запросу разряде i регистра IRR устанавливается единица. Далее анализируется разряд i регистра IMR и, если он установлен в нуль, запрос обрабатывается, если в единицу, то прерывание запрещается (маскируется). Если запрос на прерывание не замаскирован признаком IF процессора и регистра IMR контроллера, то после возникновения запроса на прерывание IRQi организуется процесс внешнего прерывания, состоящий из такой последовательности действий: 1. Контроллер посылает процессору сигнал прерывания INT. 2. После завершения текущей команды МП вырабатывает два сигнала подтверждения INTA. После первого из них IRR игнорирует запросы на линиях IRQi, бит запроса передается в ISR, а в IRR этот бит сбрасывается. По второму импульсу INTA код уровня i запроса, преобразованный в номер (адрес) вектора прерывания N, из регистра типа прерывания по шине адресов/данных передается в МП. 3. Текущее содержимое F, CS, IP загружается в стек (рис. 11.13). 4. Признаки IF и TF сбрасываются. 5. В CS:IP загружается содержимое вектора N (рис. 11.13). 6. Выполняется программа прерывания, в ходе выполнения которой может быть организован обмен информацией с внешними устройствами (МСО), выставившими запрос на прерывание, в соответствии с механизмом, рассмотренным выше. 7. В конце программы прерывания командой IRET восстанавливаются старые значения IP, CS, F. 8. Прерванная программа продолжает свое выполнение. Не показанные на рис. 11.13 регистры содержат коды исходной установки контроллера. Их обычно загружает программа инициализации, работающая после включения питания, и далее они не изменяются. В ПЭВМ класса IBM PC эти регистры устанавливаются так, что запрос IRQo имеет наивысший приоритет и далее приоритет уменьшается пропорционально росту номера запроса i. Запрос IRQ7 имеет самый низкий приоритет. В принципе для рассматриваемых типов контроллеров существует возможность перепрограммирования способов задания приоритетов и алгоритмов функционирования контроллеров, однако в моделях IBM PC • XT/AT эта возможность обычно не используется. Допускается иерархическое соединение нескольких контроллеров, позволяющее увеличить количество уровней запросов до 64. При этом 432

выходы INT контроллеров первой ступени соединяются с соответствующими входами IRQj второй ступени. ПЭВМ IBM PC/XT имеет один контроллер прерываний (входы запросов IRQo, ..., IRQ7), а ПЭВМ IBM PC/AT — два соединенных контроллера со входами запросов IRQo, •«, IRQ15. В табл. 11.6 показано соответствие входов внешних запросов на прерывание и векторов прерываний, порождаемых этими запросами. Таблица

11.б

Соответствие входйв внешних запросов иа прерывание и векторов прерываний, порождаемых этими запросами Запрос

Основное назначение

Значение вектора прерывания

IRQ..

8 к»

Сигнал от таймера

IRQ,

9к>

Сигнал от клавиатуры

IRQ;

Aie

Для AT сигнал от второго контроллера прерываний INTEL 8259

IRQj

Bj6

Сигнал от первого последовательного адаптера СОМ1 (от второго адаптера для AT)

IRQi

С)с»

Сигнал от второго последовательного адаптера (от первого адаптера для AT)

IRQs

Dm

Сигнал от контроллера винчестера (от второго параллельного порта (принтера) LPT2 для AT)

IRQi,

Eir,

IRQ7

F,„

Сигнал от первого параллельного порта (принтера) LPT1

IRQ*

70 ic.

Прерывание от микросхемы МС (CMOS-память с батарейной подпиткой)

IRQ'j

71,«

Программно переводится в IRQ2 (синхронизация обратного хода луча дисплея)

IRQi»

72 u,

Резера

IRQ,,

73 if,

Резерв

IRQ.2 IRQn

741(>

Резерв

75

Сигнал от сопроцессора

IRQ»

76,f.

Сигнал от контроллера винчестера

IRQis

77,6

Резерв

Сигнал от контроллера НГМД

146818

Указанные уровни прерываний IRQ; могут быть использованы другими внешними устройствами, но при этом необходимо следить, чтобы они не мешали работе ПЭВМ, для чего, например, можно использовать резерв (прерывания, для которых нет соответствующих устройств в составе 433

ПЭВМ) или исключить использование одного и того же запроса IRQi для решения различных задач с «перекрытием» во времени. В процессе программирования ситуаций, связанных с обработкой прерываний от внешних устройств, необходимо следить, чтобы в оперативную память по адресу вектора возможного прерывания был записан адрес прерывающей программы до возникновения запроса на искомое прерывание. В случае необходимости в регистр маскирования прерываний IMR необходимо вовремя записывать код маски и обеспечивать очистку регистра ISR контроллера прерываний. Обращение к регистрам IMR и ISR организуется по обычным правилам обращения к портам с помощью команды OUT. При этом необходимо знать, что режиму маски IMR соответствует порт 21 )6 для первой микросхемы контроллера Intel 8259 и порт Ali 6 для второй. Регистру обслуживания ISR соответствует порт 20 (16), для его очистки в него надо послать код 20|6. Для некоторых типов ПЭВМ программа начальной инициализации для контроллера прерываний задает такой режим работы, что очистка 1SR делается автоматически. В некоторых же случаях эту очистку следует выполнять программно после завершения программы обслуживания прерывания через команду OUT. В заключение напомним, что при необходимости процесс обмена данными между устройством, запросившим прерывание, и ПЭВМ организуется программно в программе, обслуживающей прерывание. При этом внешнее устройство может иметь структуру, представленную на рис. 11.11. В этом случае, организуя взаимодействия по прерыванию, устройство управления по мере готовности МСО должно вырабатывать сигнал IRQ, который подключается к выбранной линии IRQi системной магистрали ПЭВМ. 11.5.2. П Р И М Е Р Ы О Р Г А Н И З А Ц И И В В О Д А - В Ы В О Д А ДАННЫХ ИЗ ПЭВМ

В зависимости от типов ПЭВМ, структуры их шин или в зависимости от конфигурации различных микропроцессорных систем, различных структур и назначений модули ввода или вывода аналоговых сигналов, как и внешние модули других назначений, рассматриваются либо как одна из ячеек памяти, либо как один из адресуемых портов ввода-вывода. Для обмена информацией менаду процессором и одним из модулей процессор формирует на шине адреса двоичное слово, однозначно определяющее выбранный модуль (канал модуля), и по шине данных осуществляет передачу двоичного слова информации. Эти операции сопровождаются управляющими сигналами шины управления. Последователь434

Р и с . 11.14. Структура устройства вывода аналоговых сигналов

ность и правила выполнения этих операций определяются архитектурой конкретного микропроцессора или конкретным типом шины. Для технической реализации процедуры обмена необходимо иметь средства для дешифрации адреса, чтобы конкретный модуль мог распознать факты обращения именно к нему (или в более общем случае к какому каналу какого модуля). Необходимо также иметь средства передачи и приема информации с шинами микропроцессоров, системными шинами или другими интерфейсами сопряжения. В том случае, если шина данных и адреса физически организована на базе одних и тех же проводников (мультиплексирована), то необходимы средства для их демультиплексирования. Все эти средства могут входить как в состав модулей ЦАП и АЦП, так и являться частью ЭВМ, образуя контроллеры ввода-вывода. Более эффективной с точки зрения минимального дополнительного использования ресурсов ПЭВМ или соответствующих микропроцессоров и реализации предельной скорости обмена информацией является выполнение модулей ЦАП и АЦП в виде завершенных в функциональном и конструктивном отношении устройств, обеспечивающих стандартное сопряжение с магистралью ЭВМ. Однако такой модуль является достаточно сложной и дорогостоящей единицей оборудования и там, где нет высокоскоростных обменов информацией и ресурсы ЭВМ достаточно свободны, стремятся большую часть преобразований возложить на программы ЭВМ. На рис. 11.14 представлена обобщенная структурная схема устройства вывода аналоговых сигналов (УВывАС) Устройство ВывАС на п каналов содержит буферные регистры Rj, цифроаналоговые преобразователи ЦАП;, усилители У; и контроллер вывода аналоговых сигналов (естественно, в цифровой форме). Усилители обычно усиливают сигнал по мощности и нормализуют его. 435

К555ИР23 D Ro О 0 0 1 2 1 3 2 4 3 5 6 4 У 5 6 7

К572ПА1 #/А 2 3 4 5 6 7 8 9 IOKOM

f выборки=250Гц

Полоса пропускания О, I ...30Гц

Р и с . 11.15. Пример устройств вывода аналоговых сигналов

Контроллеры вывода управляют работой всех элементов узлов УВывАС в заданных режимах: командном, прерывания или прямого доступа к памяти. Контроллеры мб!уг исполняться с помощью микроЭВМ, например, 1816ВЕ44, на основе микропроцессорных серий К580, К1810 или на основе БИС средней и даже малой степени интеграции. В работе [17] приводится схема вывода аналогового сигнала цифрового кардиомоиитора (рис. 11.15), содержащая буферный регистр К555ИР23, ЦАП с выходным усилителем А1-фильтр на ОУ А2 для сглаживания «ступенек» цифроаналогового преобразования. Дополнительно на А2 реализуется «ручная» коррекция изолинии переменным резистором. Частота выборки fBbl6 = 250 Гц, полоса пропускания 0,1 ..30 Гц. Обращенная структурная схема узла устройства ввода аналоговых сигналов (УВвАС) представлена йа рис. 11.16 [61]. УВвАС содержит: коммутаторы (К) аналоговых сигналов, обеспечивающие сканирование по нескольким входам, подключенным к одному каналу; нормирующие усилители (НУ), аналоговые фильтры (АФ); устройство выборки хранения (УВХ); аналого-цифровые преобразователи (АЦП) и контроллер устройства ввода аналоговых сигналов (АС). НУ служит для усиления или ослабления аналоговых сигналов, снимаемых с датчиков, и служит для согласования диапазона преобразуемых сигналов Вход П| Вход П2

Вход П| Вход п 2

к,

НУ,

АФ!

УВХ,

АЦП, Контроллер ввода АС

К„

НУ„

АФ„

УВХ,

АЦП W

Р и с . 11.16. Структура устройств ввода аналоговых сигналов 398 436

с диапазоном АЦП. УВХ используют для расширения рабочего частотного диапазона. Контроллер служит для управления работой всех составных частей в командном режиме, в режиме прерывания и прямого доступа к памяти. Контроллеры могут строиться как на основе однокристальных микроЭВМ (например, 1816ВЕ48), так и на основе микропроцессорных наборов или БИС средней и малой степени интеграции. Для ввода в ЭВМ сигналов с большой частотой используют некоммутируемые каналы и буферную память. В работе [43] приводится схема ввода аналогового сигнала цифрового кардиомоиитора (рис. 11.17, а), содержащая формирователи нормирующих импульсов (ФНИ) для формирования импульсов управления заданной крутизны и длительности, собственно АЦП и блок буферных инверторов (БИ). Частота квантования fKB = 500 Гц. Предварительно электрокардиосигнал (ЭКС) нормируется и фильтруется. В работе [46] приводится схема подключения аналого-цифрового преобразователя к параллельному порту микропроцессора 80386. Используемый АЦП AD670 является 8-разрядным преобразователем последовательного приближения. Структурно он состоит из буферного измерительного усилителя, цифроаналогового преобразователя (ЦАП), компаратора, регистра последовательного приближения (РПП), источника опорного напряжения и выходного буферного формирователя с тремя состояниями на выходе; все элементы размещены на едином монолитном кристалле. Как правило, для сопряжения аналоговой системы с 8-разрядной шиной данных не требуется каких-либо дополнительных компонентов. Для данного АЦП допускаются четыре диапазона входных напряжений: 0 +255 мВ, 0 ч- +2,55 В, -128 *+128 мВ и -1,28 + +1,28 В. Максимальное время преобразования равно 10 мкс. Управление работой АЦП осуществляется с помощью сигналов R/W, CS и СЕ. По линии R/W фиксируется момент начала преобразования. По линиям СЕ или CS должен быть подан импульс для считывания-запуска схемы минимальной длительностью 300 не. После начала выполнения преобразования вывод схемы STATUS переводится в состояние низкого уровня. Цикл считывания данных из АЦП длится с момента, когда вывод STATUS вернулся в низкоуровневое состояние до тех пор, пока сигналы СЕ или CS поддерживаются в состоянии высокого уровня. Указанные переходы фиксируются программным обеспечением с помощью взаимодействия с параллельным портом. Подключение к компьютеру данного устройства через параллельный порт позволяет избежать необходимости дешифрации адреса, а также вскрытия компьютера. На рис. 11.17, б приведена временная диаграмма указанных сигналов.

'

Цифровой выход

Э К С й-

б)

R/W* Вывод 17

STATUS Вывод 10

Действительные данные для чтения в)

AD670 '

Шина данных к выводам D0...D7, параллельного порта

_ _ _

1 2 3 4 5 6 7 8

18 20 10 11 12 16 17 18

Р и с . 11.17. Примеры устройств ввода аналоговых сигналов

В схеме интерфейса (рис. 11.17, в) аналого-цифровой преобразователь преобразует напряжение из диапазона 0 -5- + 2,55В в двоичные коды, значения которых изменяются соответственно от 0 до FFH (в десятичном исчислении до 255). Если входные напряжения выходят из указанного диапазона, то необходимо провести соответственное масштабирование и нормализацию напряжения. Кроме того, при работе с высокими напряжениями следует соблюдать меры предосторожности, чтобы не подвергать опасности здоровье оператора и не вывести из строя компьютер. Управляющие сигналы R/W, CS и СЕ формируются программным путем. В приводимой ниже программе выполняются инициализация преобразования, считывание кода данных АЦП и его отображение на экране монитора. Считывание кода данных АЦП выполняется постоянно в цикле, пока на клавиатуре не будет нажата клавиша Q или q. ПРЕДНАЗНАЧЕНА ДЛЯ ИСПОЛНЕНИЯ В РЕАЛЬНОМ РЕЖИМЕ 80386 ;ДАННАЯ ПРОГРАММА ВЫПОЛНЯЕТ ПОСТОЯННОЕ СЧИТЫВАНИЕ ДАННЫХ ; АНАЛОГО-ЦИФРОВОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ AD670, ПОДКЛЮЧЕННОГО К ;ПАРАЛЛЕЛЬНОМУ ПОРТУ, И ВЫВОД ТЕКУЩЕГО РЕЗУЛЬТАТА НА ТЕКСТОВЫЙ МОНИТОР ОТТРАНСЛИРОВАНО С ПОМОЩЬЮ АССЕМБЛЕРА ASM386 ФИРМЫ PHAR LAP;PAGE ,132 ОСТАНОВКА РАЗМЕРА СТРАНИЦЫ PULSE MACRO VOLT СТРОБ И ЧТЕНИЕ; АЦП LOCAL СНК1 ОБЪЯВЛЕНИЕ МЕТОК ЛОКАЛЬНЫМИ ^СОХРАНЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО ВСЕХ РЕPUSH AD ГИСТРОВ MOV DX.PORT ;;ПОСЫЛКА ОООООООО В PORT+2 ADD DX,02H MOV AL,0 OUT DX,AL BTS AL,1 УСТАНОВКА РАЗРЯДА 1 В РЕГИСТРЕ AL OUT DX,AL СООТВЕТСТВУЕТ ЛИНИИ СЕ BTS AL,3 УСТАНОВКА РАЗРЯДА 3 В РЕГИСТРЕ AL OUT DX,AL СООТВЕТСТВУЕТ ЛИНИИ R/W BTR AL,3 СБРОС РАЗРЯДА 3 В РЕГИСТРЕ AL OUT DX,AL ВЫРАБОТКА ИМПУЛЬСА ПО R/W ПРОВЕРКА ЗАВЕРШЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ;;АДРЕС ПОРТА PORT + 1 MOV DX,PORT ADD DX,01H CHK1: IN AL, DX ;;ЧТЕНИЕ ЗНАЧЕНИЯ ИЗ ПОРТА AND AL,40H ;;ПРОВЕРКА СИГНАЛА НА STATUS 439

;;ECJIH 1 — ПРОДОЛЖИТЬ ЦИКЛ, ;;ПОКА НЕТ О CMP AL,40H JE CHK1 MOV DX,PORT IN AL,DX MOV VOLT,AL POPAD ENDM

LOCAL P1,P2 PUSHAD MOV DL,VALUE MOV CX,0 LEA SI,MYBUFF PI: PUSH CX

;;ЗАГРУЗКА АДРЕСА PORT И ОПРОС ;;ПОРТА НА НАЛИЧИЕ ДАННЫХ ;;ЧТЕНИЕ ДАННЫХ АЦП ;;ЗАПИСЬ КОДА НАПРЯЖЕНИЯ В ЯЧЕЙКУ С ИМЕНЕМ VOLT ;;ВОССТАНОВЛЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО РЕГИСТРОВ ;;КОНЕЦ МАКРОСА HTOD MACRO VALUE ^ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ШЕСТНАДЦАТЕРИЧНЫХ ЧИСЕЛ В ДЕСЯТИЧНЫЕ ;;ОБЪЯВ Л Е НИЕ МЕТОК ЛОКАЛЬНЫМИ ;СОХРАНЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО ВСЕХ РЕГИСТРОВ ;;В РЕГИСТРЕ DL — ПРЕОБРАЗУЕМОЕ ЧИСЛО ;;ИСХОДНОЕ ЗНАЧЕНИЕ СЧЕТЧИКА ПОЗИЦИЙ ;;АДРЕС ВСПОМОГАТЕЛЬНОГО БУФЕРА ;;СОХРАНЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО РЕГИСТРА

СХ MOV AL,DL MOV АН,О MOV CL,OAH DIV CL MOV DL,AL MOV AL,AH OR AL,30H MOV [SI],AL INC SI POP CX INC CX CMP DL,0 JNZ PI P2: DEC SI MOV AL,[SI] 440

;;ЗАПИСЬ СОДЕРЖИМОГО DL В РЕГИСТР AL ;;ОБНУЛЕНИЕ БАЙТА АН ;;ОСНОВАНИЕ ДЕСЯТИЧНОЙ СИСТЕМЫ СЧИСЛЕНИЯ ;;ДЕЛЕНИЕ НА Ю ;;РЕЗУЛЬТАТ ДЕЛЕНИЯ A DL ;;ПЕРЕСЫЛКА БАЙТА АН В РЕГИСТР AL ;;ПРИВЕДЕНИЕ К КОДУ ASCII -ЗАПИСЬ ПО УКАЗАТЕЛЮ ПОЗИЦИИ ;;УВЕЛИЧЕНИЕ УКАЗАТЕЛЯ ПОЗИЦИИ ;;ВОССТАНОВЛЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО РЕГИСТРА СХ ; ;У BE Л ИЧЕНИЕ СЧЕТЧИКА ПОЗИЦИЙ ;;ЕСЛИ О, ТО ЦИКЛ ЗАКОНЧЕН ;;ИНАЧЕ ПЕРЕХОД НА Р1 ;;УМЕНЬШЕНИЕ УКАЗАТЕЛЯ ПОЗИЦИИ ;;ВЫБОРКА ЧИСЛА ДЛЯ ВЫВОДА НА ЭКРАН

MOV DL,AL

;;ЗАПИСЬ DL В РЕГИСТР AL ДЛЯ ПРОГРАММ ВЫВОДА DOS MOV AH,02H ;;ПАРАМЕТР DOS INT 21H ; ;ПРЕРЫВ А НИЕ DOS ДЛЯ ВЫВОДА СИМВОЛА НА ЭКРАН LOOP P2 ;;ЦИКЛ, ЕСЛИ СХ НЕ РАВНО О POPAD ;;ВОССТАНОВЛЕНИЕ РЕГИСТРОВ ;;КОНЕЦ МАКРОСА ENDM LINE MACRO ;;ВЫВОД СИМВОЛОВ ПЕРЕВОДА СТРОКИ И ВОЗВРАТА КАРЕТКИ PUSHAD ^СОХРАНЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО ВСЕХ РЕГИСТРОВ MOV DL,OAH ;;ПЕРЕВОД СТРОКИ MOV AH,2H ;;ПАРАМЕТР ПРЕРЫВАНИЯ INT 21H ; ;ПРЕРЫВ АНИЕ DOS MOV DL,ODH ;;ВОЗВРАТ КАРЕТКИ MOV AH,2H -ПАРАМЕТР ПРЕРЫВАНИЯ INT 21H ;;ПРЕРЫ ВАНИЕ DOS POPAD ;;ВОССТАНОВЛЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО РЕГИСТРОВ ENDM ;;КОНЕЦ МАКРОСА ; АДРЕС ПАРАЛЛЕЛЬНОГО ПОРТА НА PORT EQU 888D ;КАРТЕ ПАМЯТИ РАВЕН 888, А НА ;КАРТЕ МОНОХРОМНОГО ДИСПЛЕЯ 956 ;MYCODE SEGMENT PARA USE 16 'CODE' ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПРОГРАММНОГО ;СЕГМЕНТА MYPROC PROC FAR ;ИМЯ ПРОЦЕДУРЫ MYPROC ASSUME CS:MYCODE,DS:MYDATA,SS:STACK PUSH DS СОХРАНЕНИЕ СОДЕРЖИМОГО РЕГИСТРА DS SUB EAX,EAX ;ОБНУЛЕНИЕ РЕГИСТРА ЕАХ - PUSH AX СОХРАНЕНИЕ НУЛЕВОГО ЗНАЧЕНИЯ В СТЕКЕ MOV AX,MYDATA ;АДРЕС СЕГМЕНТА ДАННЫХ MOV DS,AX ;ЗАПИСЬ АДРЕСА СЕГМЕНТА ДАННЫХ В РЕГИСТР DX MOV DX,PORT ;ПОСЫЛКА В PORT КОДА ОООООООО MOV AL,OH ;ДЛЯ ИНИЦИАЛИЗАЦИИ ВХОДНЫХ ЛИНИЙ OUT DX,AL AGAIN: PULSE VOLT ; МАКРОС ЧТЕНИЯ АЦП HTOD VOLT ;МАКРОС ПРЕОБРАЗОВАНИЯ 16 Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская технология

441

LINE

;ПЕРЕХОД НА НОВУЮ СТРОКУ ;ВЫХОД ИЗ ПРОГРАММЫ, ЕСЛИ НА КЛАВИАТУРЕ НАЖАТА КЛАВИША Q ИЛИ q ;DOS-<&yHKHRH ЧТЕНИЯ КЛАВИАТУРЫ

MOV AH.06H MOV DL.OFFH INT 21H CMP AL,'Q' Q — ВЫХОД ИЗ ПРОГРАММЫ JE ENDO CMP AL,'q' q — ВЫХОД ИЗ ПРОГРАММЫ JE ENDO JMP AGAIN ИНАЧЕ — ЦИКЛ ENDO: MOV AX,04C00H ;ВОЗВРАТ УПРАВЛЕНИЯ В DOS INT 21H MYPROC ENDP ;КОНЕЦ ПРОЦЕДУРЫ MYPROC MYCODE ENDS ;КОНЕЦ ПРОГРАММЫ СЕГМЕНТА MYCODE STACK SEGMENT PARA STACK USE16. 'STACK' DB 64 DUP ('MYSTACK') STACK ENDS MYDATA SEGMENT PARA USE 16 'DATA' MYBUFF DB 4 DUP(' ') VOLT DB MYDATA ENDS END ;КОНЕЦ ПРОГРАММЫ

В данной программе используются три макроса: PULSE, HTOD и LINE. Макрос PULSE поддерживает выполнение аналого-цифрового преобразования; макрос HTOD выполняет преобразование шестнадцатеричного кода данных, считанного из АЦП, в десятичную величину, выраженную кодом ASCII и подготовленную для вывода на экран монитора. Макрос LINE просто выводит на экран символы перевода строки и возврата каретки,с тем чтобы следующее показание АЦП выводилось на экран в столбик с новой строки. Рассмотрим работу этих макросов подробнее. Макрос PULSE осуществляет управление циклом преобразования по линиям STATUS, R/W, СЕ и CS. Эти линии подключены непосредственно к параллельному порту через штырьки 10,17 и 14 разъема, как это показано на рис. 11.17, в. Адресация параллельного порта может осуществляться через три внутренних программных порта. Если в компьютере используется адаптер монохромного дисплея, то параллельному порту соответствуют следующие адреса программных портов: 956-958 (в десятичном виде). Если параллельный порт находится на карте памяти, для его адресации используются следующие десятичные значения: 888-890. Каждому из этих адресов поставлены в соответствие по восемь выводов 25-штырькового разъема типа D, представляющего параллель442

ный порт. Более подробная информация по параллельному порту может быть найдена в технических руководствах по используемому компьютеру. К примеру, пусть контакты разъема порта 888 распределены следующим образом: Разряды порта

Контакты (порт 888)

разъема

Обозначение линий параллельного порта

7

6

5

4

3

2

1

0

9

8

7

6

5

4

3

2

D7

D6

D5

D4

D3

D2

D1

DO

Тогда для считывания данных АЦП на 8-разрядную шину данных необходимо обращаться к порту по адресу 888. Пусть разрядам двух других портов соответствуют следующие линии параллельного порта (косая черта здесь обозначает инверсное действительное значение линии порта): Разряды порта

Контакты (порт 889)

разъема

Обозначение линий параллельного порта Разряды порта

Контакты (порт 890)

разъема

Обозначение линий" параллельного порта

7

6

5

4

3

2

1

0

11

10

12

13

15

X

X

X

busy

ackno

paper

select

error

7

6

5

4

3

2

1

0

X

X

X

17

16

14

1

/sel

init

/atfd

/strob

X

В макросе PULSE используется базовый адрес параллельного порта (десятичное число 888), к которому прибавляется 2 для обращения к порту 890. Контакт 14 порта соединяется с линиями СЕ и CS АЦП, а контакт 17 — с линией R/W. Затем в макросе PULSE на все линии данного порта выставляются сигналы с начальными нулевыми значениями за счет загрузки нулевого кода в регистр AL и вывода его в порт с помощью команды OUT DX,AL. В соответствии со способом распределения линий параллельного порта в действительности некоторые данные передаются инверсными. Поэтому на контактах 14 и 17 начальные значения равны логическим 1. Этот пример показывает, как можно использовать новые мнемонические команды для поразрядной обработки данных в микропроцессоре 80386. Следует помнить, что некоторые данные посылаются

на контакты в инверсном виде. Команда BTS установки разрядов выводит в порт логическую 1, что переводит сигналы на линиях СЕ и CS в низкоуровневое состояние, разрешая аналого-цифровое преобразование. Эти состояния будут поддерживаться до тех пор, пока другая команда BTS не выставит низкий уровень на линии R/W через некоторую задержку (время между двумя командами BTS). После того как при проявлении нулевого сигнала на линии R/W дается разрешение на начало аналого-цифрового преобразования, линия R/W с помощью команды BTR переводится в состояние логической 1. В результате АЦП начинает свою работу. Ранее отмечалось, что завершение последовательных приближений в АЦП отображается сигналом низкого уровня на линии STATUS. Эта линия соединяется с контактом 10 порта 889 прямым неинверсным образом. Пока линия STATUS не переходит в состояние логического 0, в программном цикле выполняется постоянное считывание порта 889. Как только на линии STATUS появляется логическая 1, цикл прекращается, и считанный код данных АЦП присваивается содержимому ячейки переменной VOLT через фиктивную переменную с тем же именем, определенную в макросе PULSE. Макрос HTOD преобразует шестнадцатеричные коды полученных результатов в коды ASCII десятичного эквивалента для вывода на экран монитора. Макрос реализует широко распространенный алгоритм преобразования, основанный на последовательном делении данных на 10 и Запоминании частного от деления в переменной строкового типа с именем MYBUFF. По завершении преобразования содержимое ячейки MYBUFF выводится на экран монитора с помощью стандартных прерываний DOS. Если параметры тактовой частоты компьютера (реального времени) не оказывают критического влияния на работу схемы, то достаточно воспроизвести обработку временной диаграммы, показанной на рис. 11.17, б. Приведенная выше программа успешно работает на компьютере на базе микропроцессора 80386 с тактовой частотой 16 МГц. Если АЦП не справляется с непосредственным управлением параллельным портом, то между АЦП и параллельным портом следует включить 8-разрядный формирователь с тремя состояниями на выходе 74S24I. Таким же способом можно обеспечить подключение параллельного порта к адаптеру монохроматического дисплея. В заключение отметим, что данная программа дает хорошую иллюстрацию возможностей команд микропроцессора 80386 и компьютеров на его базе в части иллюстрирования программно-аппаратных средств.

Г л а в а

12

ПРИМЕРЫ РАЗРАБОТОК ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКОЙ И ФОТОМЕТРИЧЕСКОЙ АППАРАТУРЫ

12.1. Э Л Е К Т Р О Ф И З И О Л О Г И Ч Е С К А Я А П П А Р А Т У Р А НА ОСНОВЕ СТРУКТУРНО-ФУНКЦИОНАЛЬНОГО ПОДХОДА

Примерами построения автономных устройств, построенных в соответствии со структурно-функциональным подходом, могут служить различные схемы счетчиков количества циклов биологических процессов (например, количества ударов пульса, циклов дыхания и др.), приборы для измерения характерных признаков (например, попадание частоты сердечных сокращений в заданный диапазон частот, наличие экстрасистол в электрокардиосигнале, «веретен» в электроэнцефалограмме, оценка мощности электромиограммы и т. п.), устройства выявления наличия или отсутствия в сигналах характерных особенностей формы и продолжительности импульсов и т. д. Обобщенная структурная схема таких устройств приведена на рис. 12.1 и является частным случаем обобщенной структуры устройств для соответствующего вида исследований. Электрофизиологический сигнал снимается с помощью электродов (Э) и усиливается (усилитель У). При необходимости в устройство съемы включаются схемы подавления синфазной помехи. Пороговый элемент (ПЭ) позволяет превратить сигнал в последовательность импульсов с частотой, определяемой циклом изменения физиологического сигнала. Формирователь временных «ворот» (ФВВ) обеспечивает требуемое время измерений. Ключом Кл2 счетчик числа импульсов й формирователь временных ворот устанавливаются в исходное состояние, при котором элемент И закрыт и импульсы счета на счетный вход счетчика ( + 1) не поступают. Ключ Кщ включает формирователь временных ворот, открывающий элемент И, через который импульсы с ПЭ поступают на счетчик Сч. Через заданное время То формирователь временных ворот автоматически формирует запирающий 445

потенциал, и подсчет числа импульсов прекраща+i Сч пэ и ется. В результате код на ИН Dc выходе счетчика соотR KJIl Ф В В ветствует числу поступивших импульсов. Этот код преобразуется деКЛ2 шифратором DC в код, Р и с . 12.1. Обобщенная структура счетчиков необходимый для правибиологических циклов льной работы индикатора (ИН). Измерение частоты смены циклов физиологических процессов осуществляется несколько более сложными устройствами. В [17] приводится практическая схема измерителя частоты сердечных сокращений (ЧСС) цифровым методом по выделенному «R» зубцу из электрокардиограммы. Измерения проводят по среднему значению ЧСС за некоторый интервал времени Т0, принимаемый за эталонный. Обычно принято брать значение То = 1 мин; при этом смена информации на индикаторах производится 1 раз в минуту, что может привести к пропуску информации об аритмиях. Поэтому в измерителе выбран иной, более короткий интервал измерения, например 30 с. В этом случае необходимо приводить показания ЧСС к интервалу в одну минуту путем автоматического умножения результатов измерений на 2. Принцип действия измерителя средней ЧСС заключается в подсчете числа периодов N частоты f x за фиксированный промежуток времени То, при этом f x определяется как fx = N/N0. На рис. 12.2 приведен пример схемы измерителя ЧСС. Фиксированный (образцовый) интервал времени То организуется путем деления частоты кварцевого генератора с помощью делителя частоты ДЧ с общим коэффициентом пересчета К = 60-106. К выходам ДЧ подключены схемы установки счетчиков в ноль (Уст 0) и формирования импульсов записи содержимого счетчиков Сч в регистры Рг (ЗП). Эти схемы представляют собой схемы «И», подключаемые к соответствующим выводам счетчиков делителя частоты так, что импульсы с ДЧ формируются с периодом 30 с, а их длительность составляет 3 мс. Импульсы «Зп» всегда формируются на 3 мс раньше, чем импульс «Уст 0». Счетные импульсы «R» поступают на вход счетчика Сч, состоящего из трех двоично-десятичных счетчиков К155ИЕ2. Умножение количества импульсов на 2 (приведение к интервалу времени в 1 мин) осуществляется за счет того, что в младшем разряде счетчика счет производится по модулю 5. После этого производится запись числа из счетчика Сч в регистр Рг памяти ЧСС. Далее через дешифраторы (Дш) информация пере-

г

446

сч "Уст.О"

470

&

470

SSJ1A.

С1 СТ С2

к 155ЛА:

V7

дч ст

р

J 4 2J 1

Рг ГТ А D в G D г "2

—

—

ст

0

-о2МГц

К=60*10"

Зп"

Л

Е

п

ст Ro

0 с

ДШ S ГХ' t г 1

А R С г

ГТ

А DC в t Г г D 1 —

т

» IX-

ГТ

—

Инд.

t i 1

hв

Р и с . 12.2. Структура измерителя ЧСС

дается на индикаторы (Инд). После окончания записи Сч устанавливается в нулевое состояние и счет начинается сначала, а в регистре хранится информация предыдущего счета. Аналогично могут быть построены устройства для определения средней частоты пульса, дыхания, ритма энцефалограмм (при периодометрическом анализе) и др. В этих случаях на вход «R» схемы, рис. 12.2 подаются импульсы, сформированные, например, на выходе порогового элемента (ПЭ) схемы, рис. 12.1. В качестве следующей, более сложной схемы, работающей в автономном режиме по жесткой логике, рассмотрим пример построения устройства для интрагастральной РН-метрии, предложенной в [65]. Структурная схема устройства приведена на рис. 12.3. Для определения вклада емкостной составляющей сопротивления тканей и клеток измерения импеданса производятся на двух синусоидальных сигналах с частотами 10 и 200 кГц и амплитудой тока порядка 50—100 мкА. Комбинированный желудочный зонд 3 имеет два основных сурьмяных РН-электрода, один общий вспомогательный каломельный РН-электрод и семи импедансных цилиндрических электродов, покрытых палладием. Канал импедансных измерений состоит из генератора 1 с электрическим переключением частот (10 и 200 кГц), коммутатора 2, семи цилиндрических измерительных импедансных электродов с попарным их переключением, предварительного усилителя 4, амплитудного детектора 5, интегрирующего усилителя 6, АЦП 7, цифрового индикатора 8, развязывающего усилителя 10, стрелочного индикатора 11, устройства сопряжения 12 и регистратора аналоговой информации 13. В цифровом виде импеданс измеряется в диапазоне 0—999 Ом. Калибратор импё447

Р и с . 12.3. Структура интрагастрального РН-метра \

Р и с . 12.4. Устройство для бесконтактной регистрации биоэлектрических сигналов

данса 14 позволяет проверить работоспособность всего импедансного канала по эталонным сопротивлениям от 0 до 200 Ом с шагом 20 Ом. Для исключения влияния импедансной цепи на РН-метрическую эти цепи гальванически развязаны. Измерение, кислотности в единицах РН производится РН-метрическими датчиками комбинированного желудочного зонда, сигналы с которых поступают на усилители 15 и 16. Функциональные устройства 17 и 18 • позволяют начальный участок шкалы РН (до РН 2,0) «растянуть» в два раза, что существенно повышает точность измерения внутрижелудочной кислотности. Устройства сопряжения 19,20 согласуют функциональные устройства с низкоомными входами самописца 13. С помощью калибратора напряжения 9 проверяется сквозная амплитудная характеристика тракта регистрации РН. В [66] предлагается вариант построения устройства для бесконтактной регистрации биоэлектрических сигналов. Структурная схема устройства приведена на рис. 12.4. Работает устройство следующим образом. При воздействии на воспринимающий элемент 1, например импульса биоэлектрического сигнала, происходит пропорциональное его амплитуде изменение фазы ВЧ-колебаний на выходе генератора 4 на величину Д<р, а на выходе умножителя 5 частоты — на N А<р, где N — коэффициент умножения частоты, по отношению к фазе колебаний в опорном канале на выходе умножителя 7 частоты. В связи с этим на выходе фазового детектора 9 и усилителя постоянного тока имеет место изменение напряжения на величину, пропорциональную величине изменения фазы. При этом генератор 4 работает следующим образом. Частота генератора 11 путем- первоначальной (после изготовления) подстройки индуктивности 448

13 колебательного контура устанавливается равной частоте опорного генератора 6, и далее за счет срабатывания через фильтр 10-фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) это равенство поддерживается постоянным. Кроме того, колебания генератора 11 синхронизируются колебаниями опорного генератора 6 за счет наличия элемента связи между ними — емкости 12. Управление по частоте осуществляется посредством варикапов 14, 15, 17. Постоянная времени фильтра 10 низкой частоты устанавливается в 3—5 раз больше максимального периода исследуемого сигнала, то есть порядка 30—50 с, что, с одной стороны, исключает срабатывание фильтра при частотах исследуемых биоэлектрических сигналов (0,1—100 Гц), а с другой—постоянно поддерживает частоту синхронизирующего генератора 11 в полосе захвата колебаниями опорного генератора 6. В связи с этим колебания синхронизируемого генератора 11 изменяются только по фазе, а их средняя частота равна частоте опорного генератора. Благодаря введению синхронизации генератора 4 и охвата его системой ФАПЧ иск* лючается погрешность, обусловленная взаимной нестабильностью частот генератора 4 и опорного генератора 6. Информация о величине сдвига фаз регистрируется индикатором 18. При реализации автономных устройств с достаточно сложными функциями и сложной структурой иногда все устройства разбивают на две части — операционную и управляющую — и далее осуществляют их отдельный синтез либо эвристическими, либо формальными, либо комбинированными методами.

12.2. ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА ФОТОМЕТРИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЙ Основные технические проблемы, стоящие перед разработчиками при проектировании фотометрической медицинской техники, были подробно обсуждены ранее. Приведенные ниже примеры могут служить иллюстрациями практического решения этих проблем с учетом условий выполнения фотометрических исследований. Одной из распространенных исследовательских процедур является оценка оптических свойств биологических жидкостей. Для этих целей используются так называемые кюветные фотометры. Обычно кюветные фотометры реализуются на основе применения оптико-электрических измерительных преобразователей с разнесенными потоками излучения. Пример такого фотометра, предназначенного для оценки двухволновых оптических свойств исследуемой среды, помещенной в кювету, приведен на рис. 12.5. 449

Можно указать две особенности этого фотометра по г Л Шнт) ШАГЛ NoZH сравнению с другими вариСУ ЦР антами: изменение во време'п I ни по линейно нарастающеU. Сч ИК |УОИ|му закону интенсивности излучения источника в каждом Г г ^ Ч ж З ' I с с N геи] спектральном диапазоне и обеспечение условий для отображения результата измерений в цифровой форме. Схема управления интенсивР и с . 12.5. Структура кюветного фотометра ностью излучения (СУ) содержит цифровой регистр (ЦР), цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), интегратор (ИНТ), дифференциальный усилитель (ДУ). Измерительный канал (ИК) включает пороговое устройство (ПУ), схему совпадений (СС), генератор счетных импульсов (ГСИ) и счетчик (Сч). В одном цикле измерения, выполняемого с помощью этого фотометра, можно выделить два такта, очередность и продолжительность которых задается генератором тактов. Управление тактами осуществляется через переключатель (П), а сигнал генератора (ГТ) используется для синхронизации работы других блоков фотометра-интегратора, регистра и счетчика. В первом такте в цифровом регистре через первую пару контактов переключателя устанавливается некоторый код No, а ЦАП формирует соответствующее постоянное напряжение, которое поступает на интегратор. Напряжение на выходе интегратора uHji(t) нарастает во времени по линейному закону: X

И

u„,i(t). = at = UmaxN0t/(NmaxT), где Umax — максимально возможное напряжение на выходе ЦАП, формируемое при поступлении KOflaNmax; Т—постоянная времени интегратора. Напряжение u„i(t) поступает на дифференциальный усилитель, в котором оно сравнивается с сигналом Ui(Ai), формируемым ФЭП1 в первом такте (источник излучает поток энергии в первом спектральном диапазоне { М ) . Пусть источник формирует лучистый поток Фо(Х]Д). Этот поток падает на оптический разделитель (ОР) и делится на две части, одна из которых кцФсАьО поступает на ФЭП Ь а другая — кпФо^ьО — через иссле450

дуемую среду на ФЭП2, поэтому выходные сигналы обоих ФЭП определяются с помощью следующих выражений: ui(X,,t) = k,S,(X,)kHOo(Xbt); и2(?ч,0 = к282(Л.2)к12Фо(Я1,1)т(Я1), где Si(A-i), S2(A.2) — чувствительность соответствующих ФЭП в первом

спектральном диапазоне; кц, к 1 2 — коэффициенты давления исходного потока в разделителе (кц + кп ^ 1, так как в общем случае в нем возможны потери лучистой энергии); кь к2 — коэффициенты преобразования для каждого потока лучистой энергии; t(Xi)—коэффициент пропускания исследуемой среды в диапазоне {Aj}. Источник излучения управляется выходным сигналом дифференциального усилителя: "дуО^ьО = K„[u„,i(t) - u,(X,,t)], где К д — коэффициент усиления разностного сигнала. При большом коэффициенте усиления К„ u„,i(t)« Ui(A.bt), поэтому Ф ( А , , 0 - U|(Xi,t)/kjknSi(Xi) = U max N 0 t/[ k*|Sj(>.|)NmaxT],

где k*i=kjk]i — постоянный коэффициент, а для выходного сигнала ФЭП? справедливо выражение: u2(X,,t) = UmaxN0k*2S2(X1)T(X1)t/[NmaxTk*1S1(A.1)], где k*2 = k]k| 2 — постоянный коэффициент. Как следует из полученного выражения, крутизна нарастания сигнала пропорциональна т(?ц). Пусть опорный уровень пороговой системы — Uo, а частота счетных импульсов—fo, тогда счетчик (Сч) в течение первого такта накопит число импульсов: N, = foUoNmaxTk*IS1(XIy[NraaxNok*2S2(?.1>t(?4)] . Во втором такте на цифровой регистр через вторую пару контактов переключателя поступает код N|, поэтому на выходе интегратора формируется напряжение: u„,2(t) = N|Umaxt/(NmaxT). Источник излучает поток энергии Фо(Х2Д) во втором спектральном диапазоне, при этом сигнал управления источником определяется выражением: илу(Л2,0 = Кд[ии>2(1) - U((A/,t)], 451

а лучистый поток от источника: Фо(Х2,0 = и,(Ы)/[к*,8,(Х2)]. Рассуждения, аналогичные изложенным, позволяют установить, ч i о во втором такте счетчик накопит число: N2 = f0U0NmaxTk*1S1(^)]/[NiUmaxk*2S1(^)x(>.2)j. Подставляя в это выражение значение Nj, окончательно получим: N2 = Кх(1,)/Т(А.2), где К = N0SI(A.2)S2(A.I)/[SI(A.I)S2(A.2)] — коэффициент преобразования рассмотренного варианта двухлучевого фотометра. Регулировкой No можно установить К = 1, тогда цифровой код числа N2 будет соответствовать отношению коэффициентов пропускания исследуемой среды в разных спектральных диапазонах. Другим примером практической разработки фотометрического прибора может служить фотооксигемометр, предназначенный для определения степени насыщения уровня крови кислородом. Двухволновые фотометры, к которым относится и фотооксигемометр рассматриваемого типа, целесообразно строить по двухлучевой схеме с оптико-электрическим контуром отрицательной обратной связи. По режиму работы эти устройства можно разделить на последовательные и параллельные [6]. В последовательных двухволновых фотометрах излучения каждого спектрального диапазона формируются поочередно, а в параллельных—одновременно. Для определения степени насыщения крови кислородом необходимо выбрать максимумы спектрального состава излучения таким образом, чтобы первый соответствовал изобестической точке — 805 нм, а второй — точке максимального поглощения восстановленного гемоглобина — 660 нм. Элементами ОЭИП фотооксигемометра служат светоизлучающие и фоточувствительные полупроводниковые диоды. Структура фотооксигемометра последовательного дейст|йон1 [гтй1|*Г~р" вия приведена на рис. 12.6. В нее входят элементы ОЭИП: источГУВХ! |ДУ21 ники излучения ИИь ИИ2 и фотоприемные устройства с фотодиодами ФЭП1 и ФЭПг, два ка\ t__ t • нала управления излучателями: ГЙИЛ 1ФЭГЙ1 1ФЭП21 [ЙИ2 дифференциальные усилители ОБ ФоСО I ДУ, и ДУ и ключи Ki и К . Фотаг 2 2 Р и с . 12.6. Структура фотооксигемометра топриемные устройства содерпоследователыюго типа жат согласующие усилители

М ч ш [ш Ш] ш:

398 452

СУ | и СУ2 по схемам, реализующим фотогальванический режим включения фотодиодов. Кроме того, в устройстве имеются источник опорного напряжения (ИОН); устройство выборки-хранения (УВХ); регистратор (Р) и генератор тактовых сигналов (ГТИ). Работа фотооксигемометра осуществляется в течение двух тактов. ОЭИП укрепляется на поверхности тела в определенной анатомической точке. В первом такте ИИ] формирует излучение первого спектрального состава, а во втором ИИ2 формирует излучение во втором спектральном диапазоне. На выходе СУ1 и СУ2 формируются сигналы, пропорциональные интенсивности поглощения в этих диапазонах. В первом такте в контур обратной связи входят ФЭПЬ СУ|, ДУ|, Кь ИИ Ь участок объекта между ИИ] и ФЭП|. Опорный сигнал для контура обратной связи вырабатывается источником опорного напряжения. В результате воздействия этого контура на выходе ФЭП1 устанавливается мощность излучения, достаточная для того, чтобы сигналы на входах ДУ1 (при достаточно большом его коэффициенте усиления) были очень близки по абсолютным значениям. Сигнал СУ2 в первом такте запоминается в устройстве выборки-хранения. Во втором такте в контур обратной связи входят ФЭП2, СУ2, ДУ2, участок объекта между ИИ2 и ФЭП2. Опорным сигналом является сигнал с устройства выборки-хранения, и в результате работы второго контура обратной связи на-входах ДУ2 устанавливаются приблизительно равные сигналы. Во втором такте сигнал СУ2 и2(Ь2) = К ц ь где К = KnU0K22S2(X,)S2(X2)/[K,2Si(A.,)Si(A.2)]; К, и К2 — коэффициенты передачи СУ1 и СУ2, остальные обозначения были введены ранее. Данное устройство отличается простотой и удобством настройки, обеспечивая приемлемые характеристики по точности и помехоустойчивости измерений. Структура фотооксигемометра параллельного типа приведена на рис. 12.7. Такие фотометры отличаются более высоким быстродействием, однако требуют большего аппаратного обеспечения. Одновременное формирование двух потоков излучения выдвигает важное условие выбора и согласования элементов и структуры ОЭИП. Это условие заключается в том, чтобы излучение с первого источника не оказывало влияние на ФЭПз и ФЭП4, а излучение со второго не воспринималось ФЭПг и ФЭП2. Выполнить это условие можно путем выбора и установки соответствующих светофильтров или применением волоконной оптики. Принцип действия этого фотооксигемометра предлагается разобрать читателю самостоятельно.

ЧДУГ и, Г

ДУ2| |

Р

1ФЭП11 Гиш! 1ФЭП21 |ФЭПз1 1ЙИ21 1ФЭП41 ОБ Фо(Х2) Фо(^|)

Р и с . 12.7. Структура фотооксигемометра параллельною

Другие примеры разработок фотометрических приборов можно найти в [6]. 12.3. М И К Р О П Р О Ц Е С С О Р Ы , М И К Р О К О Н Т Р О Л Л Е Р Ы И ПЭВМ В ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКОЙ И ФОТОМЕТРИЧЕСКОЙ АППАРАТУРЕ

В качестве примера по разработке спёциализированных контроллеров, предназначенных для применения при разработке медицинской техники широкого назначения, рассмотрим семейство контроллеров, разработанных во ВНИИ медицинского приборостроения [60]. В комплект контроллеров входят несколько типов. 1. Одноплатный микропроцессорный контроллер ОКМК-1-02 построен на основе однокристальной микроЭВМ типа КР1816ВЕ35, обладающий развитой системой команд, встроенной оперативной памятью, таймером, схемами параллельного интерфейса и обслуживания прерываний. В состав микроконтроллера входят также быстродействующий АЦП типа К1113ПВ1 с аналоговым коммутатором на четыре входа КР590КМ6, постоянная память К573РФ5 на 2 Кбайта и параллельный периферийный адаптер КР580ВВ55А. Контроллер ОКМК-1-02 предназначен для встраивания в медицинские приборы для организации функций управления, обработки сигналов, взаимодействия с внешними устройствами. Этот контроллер уже использован в аппаратах искусственной вентиляции легких ИВЛ «Спирон-301» и «Спирон-ЗОЗ», спиромониторе СМ-5, электрохирургическом высокочастотном аппарате для эндоскопии «Эндотом-1», офтальмотонографе ОТГ-А и других разработках и показал эффективность решения всех перечисленных задач. Он пригоден конечно же и для применения в электрофизиологической и фотометрической аппаратуре. 2. Одноплатный микропроцессорный контроллер ОКМК-1-04 состоит из однокристальной микроЭВМ типа КР1816ВЕ35, имеющий постоянную память 2 Кбайт (микросхема К573 РФ5), параллельный периферийный адаптер КР580ВВ55А (24 линии ввода-вывода), программируемый таймер КР580ВИ53 с тремя 16-разрядными счетчиками. Контроллер 454

ОКМК-1-04 предназначен для встраивания в медицинские приборы, где может выполнять функции управления, измерения и генерации временных последовательностей, взаимодействия с периферийными устройствами в реальном времени. Контроллер уже используется в аппарате для высокочастотной ИВЛ «Спирон-601», ультразвуковом эхоофтальмометре ЭОМ-24 и др. 3. Одноплатный микропроцессорный контроллер ОМК-З-ОЗ выполнен как двухпроцессорная система, специально сконструированная для решения задач, требующих обработки данных в реальном времени. В контроллере используются параллельно работающие процессоры К580ВМ80А и К1816ВЕ35. Причем процессор К1816ВЕ35 используется обычно как консоль оператора. Этот контроллер нашел применение в аппарате ИВЛ «Спирон-201», в диализном аппарате АДС-1И1Н-А-01, в комплексе технических средств для внепочечного очищения крови «Ренат-01», в автоматизированном анализаторе кислотно-основного равновесия крови «Акор-А» и др. В современных системах анализа экспериментальных данных все более широкое применение находят электронные вычислительные машины и, в частности, персональные компьютеры, с помощью которых решаются различные задачи по сбору и обработке данных. Эти средства эффективно используются и при обработке электрофизиологической и фотометрической информации. Например, в [67] приводится описание автоматизированного комплекса анализа сигналов кожно-резистивной реакции (КРР) на основе ПЭВМ типа IBM PC/XT. Комплекс обеспечивает съем и разделение сигналов КРР на составляющие, управляет процессом регистрации сигналов на магнитограф и их последующим многопараметрическим анализом. Он рассчитан на совместную синхронную работу с устройствами предъявления звуковых и зрительных стимулов, что позволяет использовать его для решения исследовательско-диагностических задач, связанных с оценкой функциональных состояний. Измерение проводимости кожи осуществляется при питании измерительной цепи постоянным током при напряжении в 1 В. Полученный сигнал КРР разделяется на тоническую и фазическую составляющие с помощью фильтра верхних частот, имеющего постоянную времени 1 с. С целью уменьшения проникновения в измерительный канал помех промышленной частоты на входе установлен фильтр нижних частот с частотой среза 10 Гц на уровне — 6 дБ. Выделение в сигнале тонической и фазической составляющих (или фонового уровня и реакции) связано с исследованием состояния активности различных структур (мезэнцефальной и таламической) ретикулярной формации. Наибольшие трудности встречаются при изучении фазической составляющей, величина которой составляет всего несколько про455

а)

б)

Физическая составляющая

п п П П П,Л1 П П Отметки подачи раздражения

Р и с . 12.8. Структурная схема аппаратной части автоматизированного комплекса для анализа сигналов кожно-резистивной реакции

центов от тонической. Сигнал фазической составляющей оценивается по амплитуде и латентному периоду; широко используется оценка амплитуды фазической реакции в процентах по отношению к тоническому уровню. Форма сигнала фазической составляющей дает возможность выделить такие параметры, как время нарастания и время спада реакции, которые имеют информативное значение. На рис. 12.8, а представлена блок-схема аппаратной части автоматизированного комплекса, который работает следующим образом. Первый блок содержит схему, с помощью которой, выделяется сигнал КРР (блок выделения сигнала КРР); эта же схема разделяет сигнал на тоническую и фазическую составляющие. Составляющие сигнала, а также синхросигналы стимулятора, сопровождающие подачу раздражителей пациенту, регистрируются на трехканальном самописце. Эти же сигналы и текстовой комментарий экспериментатора записываются на четырехканальном магнитографе. Для последующей цифровой обработки записанные сигналы вводят через АЦП в ПЭВМ. Результаты обработки выводятся на печатающее устройство и самописец (см. рис. 12.8, б). Автоматизированный комплекс содержит следующее программно-алгоритмическое обеспечение: — программу ввода, ^осуществляющую формирование анализируемых интервалов, коррекцию базовой линии, ввод сигналов в ПЭВМ и создание файла данных; — программу вычисления параметров сигнала КРР; — программу вывода результатов обработки на принтер и самописец. Алгоритмы ввода и обработки сигналов в ПЭВМ предусматривают . выделение и оценку следующих параметров КГР: уровня тонической составляющей; амплитуды фазической составляющей, выраженной в процентах от уровня тонической составляющей; длительности латентного периода, определяемого по достижении амплитуды сигнала установлен456

ного порога; длительности латентного периода, определяемого косвенно по форме сигнала реакции; интервала времени от момента подачи раздражителя до момента достижения максимальной амплитуды сигнала; периода нарастания реакции от 50 до 100 % амплитуды сигнала. Для экономии объема оперативной памяти ПЭВМ из непрерывно поступающих с магнитографа сигналов выделяются и анализируются только те отрезки аналоговой записи, которые содержат реакции, вызванные раздражителями. Начало отрезка анализа определяется по синхросигналу стимулятора, сопровождающего предъявляемый пациенту раздражитель. Длительность интервала эпохи анализа задается программно до начала обработки сигналов. Так же (то есть программным способом) задаются число интервалов, подлежащих анализу, и величина порога начала измерений. Накопление информации в форме файлов данных позволяет производить изменение задаваемых с клавиатуры ПЭВМ условий анализа и неоднократно вычислять параметры сигнала, не повторяя процесс ввода с магнитографа, что упрощает работу с комплексом и значительно экономит время. Еще одним примером использования ПЭВМ в электрофизиологических исследованиях может служить система для оценки состояния периферической гемодинамики на основе анализа реографических данных [68]. Система включает четырехканальный реограф типа Р4-02, дисплей, алфавитно-цифровое печатающее устройство (АЦПУ), осциллограф, ЭВМ типа «Электроника-бОМ». В состав ЭВМ включены четырехканальный десятиразрядный АЦПУ, перепрограммируемое запоминающее устройство, процессор и интерфейсы внешних устройств. Система реализует измерение следующих параметров периферической гемодинамики: периферического кровотока, минутного периферического кровотока, отношения периферических кровотоков двух каналов (первого и второго, третьего и четвертого), отношения площадей систолической и диастолической ветвей реограммы, отношения площадей систолической и диастолической ветвей к полной площади цикла Указанные параметры удобно использовать для оценки периферического кровотока интересующих участков тела, а также для сравнительной оценки кровоснабжения симметричных органов (например, верхние и нижние, правые и левые доли легких). Комплекс алгоритмов и программ системы обеспечивает ее функционирование в следующих режимах: — ввод по заданному числу каналов калибровочного сигнала реографа; — измерение калибровочных коэффициентов в каждом из заданных каналов; 457

— ввод в ЭВМ исследуемых аналоговых сигналов реографа; — измерение необходимых параметров реограмм в каждом из каналов; — вычисление показателей кровенаполнения и вывод их значений на АЦПУ. В основу вычисления величины периферического кровотока QK положёны соотношения, которые были рассмотрены ранее. Они связывают приращение объема участка тела AV в момент систолы с изменением его сопротивления AR за счет кровенаполнения: AV = (L2/R2)ARp, где L — межэлектронное расстояние, см; R — базовое сопротивление исследуемого участка, Ом; AR—изменение сопротивления за время систолы, Ом; AV — изменение объема участка тела, мл; р — удельное сопротивление крови, Ом • см. Это соотношение для реографа Р4-02 может быть преобразовано к виду: AR = 0,1Н/К, где Н — максимальное значение систолического подъема сигнала, определенное по сигналу реограммы после его преобразования АЦПУ; К — калибровочный коэффициент, равный размаху сигнала калибровки после его ввода в ЭВМ. Если предположить, что р = 150 Ом - см, то выражение для вычисления периферического кровотока QK для данного комплекса можно переписать следующим образом: QK= 15HL2/KR2. Для определения периферического кровотока необходимо произвести измерение калибровочного коэффициента К в режиме калибровки и максимального значения систолы Н для данного цикла анализируемой реограммы. При измерении площадей под систолической и диастолической ветвями необходимо найти точки начала систолы К] и конца диастолы К4, а также точку инцизуры К3. Отсчет с номером К2 принимается соответствующим максимуму систолы Н. Для реализации процедуры обнаружения начала систолы К) и конца диастолической ветви К 4 первоначально используется порог обнаружения: U = MX/MU, где MX — максимальное значение анализируемого сигнала реограммы в данном канале; MU—коэффициент вычисления порога. Устойчивость используемого алгоритма предварительного поиска точек К] и К4, как точек пересечения систолы и диастолы с порогом, зависит от дрейфа изолинии исследуемой реограммы и значения порога U. При незначительном дрейфе (2—3 % Н) алгоритм устойчиво работает при достаточно низком пороге (MU = 1 5 - 20). Значительно чаще в реальных условиях дрейф изолинии превышает указанную величину, в связи с 458

чем приходится выбирать значения коэффициента MU в диапазоне 5—10. За начало систолы первоначально принимается элемент массива с номером К] = i при условии, что X(i - 1) < U и X(i) > U, а последним элементом диастолы по аналогии является элемент с номером К4 = i, для которого выполнены условия X(i) > U и X(i + I) < U, где X(i)—i-й элемент массива реограммы в данном канале. Найденные таким путем значения Ki и К4 при высоком пороге U могут незначительно отличаться от истинных точек начала систолы и конца диастолы. Поэтому в дальнейшем для каждого цикла реограммы производится уточнение положения этих характерных точек кривой путем поиска ближайших к ним минимумов слева от Ki и справа от К4. В качестве величин, пропорциональных площадям под сигналами во время систолы и диастолы, используются суммы вида X(i) + X(i+1)

S) = i=kl

2

и

X(i) + X(i + 1)

= i=k3

.2

При этом величина S0 = Sj + S2 пропорциональна общей площади под данной кривой. Для определения номера элемента Кз, соответствующего инцизуре, после нахождения максимального элемента Н систолы на катакроте до точки К4 применяется поиск точки «седловины». Если в результате слабой выраженности дикротического зубца «седловина» в явном виде на катакроте не обнаруживается вплоть до элемента с номером К4, то поиск инцизуры повторяется заново по критерию первого уменьшения относительно предыдущего шага скорости спадения катакроты. Для определения частоты сердечных сокращений f cc используется соотношение: f cc = 60F/[K2(II) - К2(1)], где F — частота дискретизации входных сигналов, Гц; К2(1) и К2(Н) — номера максимальных элементов систол первого и второго последовательных циклов в первом канале. Укрупненная структурная схема алгоритма работы системы приведена на рис. 12.9. После загрузки комплекса программ производится ввод исходных данных: Ri 4- R4 — значения базовых сопротивлений для каждого из каналов; L| L4 — расстояние между электродами; MU — коэффициент вычисления порога; К20 — число используемых каналов; К30 — планируемое число экспериментов. После ввода массивов калибровочных сигналов для каждого из них производится определение соответствующих калибровочных коэффициентов К, ч- К 4, значения которых выводятся на АЦПУ. Для калибровки вводятся отрезки сигнала длительностью 1 с с частотой дискретизации 100 Гц. Ввод анализируемых реограмм производится в состоянии покоя в фазе неполного выдоха после некоторой паузы с момента задержки дыха459

информации. Над сигналами в каждом из каналов последовательно выполняются следующие процедуры: — поиск минимального элемента MN анализируемого массива и вычитание его значения из всех элементов массива; — поиск максимального элемента MX и вычисления порога U; — поиск характерных точек кривой К|, К2, Н, Кз, К4 и расчет f ^ по сигналу в первом канале; — вычисление периферического кровотока РК и определение площадей Si, S2, S0; — определение по трем последовательным циклам средних значений периферического кровотока PKS, площади под систолой SS b площади под диастолой SS2 и полной площади под кривой SSo; — вычисление относительных величин вида: SAP = - ^ - 1 0 0 % ; SKP = ^ - 1 0 0 % ; АК = — ; SS0 SS0 SS2 — вычисление периферического кровотока за 1 мин: MO = PKS*fcc. После выполнения обработки сигналов во всех заданных каналах вычисляются отношения вида: PKS(l)

ния для уменьшения дрейфа изолинии. Длительность вводимых реализаций реограмм принята равной 6 с. При такой длительности обеспечивается получение хотя бы трех полных циклов даже при частоте сердечных сокращений 40 в 1 мин. Необходимое значение частоты дискретизации обеспечивается программно путем подбора величины интервала времени между двумя последовательными обращениями к АЦПУ для считывания 460

PKS(3)

и результаты обработки выводятся на АЦПУ. Аппаратура для съема и анализа электрофизиологической и фотометрической информации может входить в состав различных автоматизированных рабочих мест врачей, которые в свою очередь могут входить в состав автоматизированных систем типовых лечебных учреждений различного профиля. На рис. 12.10 приведена одна из возможных структур медицинской интегрированной сети. Основные информационные потоки в системе проходят по следующей схеме. Данные о пациентах накапливаются в базе данных, управляемых АРМом диспетчера, и по мере необходимости через АРМ доврачебного контроля, через который она снабжается предварительными объективными данными и заключениями, передаются на АРМ соответствующего специалиста. В зависимости от типа решаемой задачи и информации, находящейся в формализованной записи о состоянии пациента, полученной из базы данных, на АРМ врача-специалиста вызывается соответствующий диагностический алгоритм или другие знания из базы 461

Адаптер связи с региональной сетью АРМ диспетчера с базой данных

АРМ ДВК

сем

АРМ ДВК

ссм

АРМ терап.

ссм

АРМ терап.

ССМ

АРМ-С

ссм

АРМ-С

ССМ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

АРМ администратора с пакетом стат.

12.10(14)

машина БЗ

Р и с . 12.10. Структура медицинской интегрированной сети

знаний. Взаимодействие алгоритмов и информационных блоков, вызываемых из базы знаний с информацией из формализованной записи о состоянии пациента, приводит к принятию искомых решений и трансформации формализованной записи, которая в свою очередь возвращается в базу данных АРМ диспетчера. Рассмотренные устройства конечно же не исчерпывают всего многообразия автоматизированных систем, успешно работающих в клиниках и медицинских научных центрах. Информацию о других разработках можно получить в рекламных проспектах фирм-производителей медицинской техники, рекламных материалах тематических выставок, а также по материалам научных публикаций, к которым мы и можем отослать пытливого читателя.

1. Биотехнические системы: Теория и проектирование/ Под ред. В.М. Ахутина. JI., ЛГУ, 1981. 2. Попечителев Е.П. Инженерные аспекты медико-биологических исследований. Л., ,Изд-во ЛЭТИ, 1982. 3. Попечителев Е.П. Интенсификация человеческого фактора путем оптимизации организации информационных потоков в биотехнических системах. М., НС по КП «Кибернетика» АН СССР, 1991. 4. Попечителев Е.П., Старцева О.Н. Методы иммунологических исследований. СПб., Изд-во СПб ГЭТУ, 1994. 5. Теория и проектирование диагностической электронно-медицинской аппаратуры /Под ред. В.М.Ахутина. Л., ЛГУ, 1980. 6. Попечителев Е.П.,Чигирев Б.И. Двухлучевые фотометрические системы в клинико-физиологических исследованиях. Л., Изд-во ЛГУ, 1991. 7. ГОСТ 24878—81 Электроды для съема биоэлектрических потенциалов. Термины и определения. Изд-во стандартов, 1981. 8. Коган А.Б. Электрофизиология. М., 1969. 9. Лакомкин А.И., Мягков И.Ф. Электрофизиология. М., 1977. 10. Андреев B.C., Попечителев Е.П. Лабораторные приборы для исследования жидких сред. Л., Машиностроение, Ленингр. отд., 1981. 11. Ахутин В.М., Першин И.Н., Тимофеев В.И. Проектирование электродов для регистрации биопотенциалов. Л., ЛЭТИ, 1983. 12. Полищук В.И., Терехова Л.Г. Техника и методика реографии и реоплетизмографии. М., Медицина, 1983. 13. Инструментальные методы исследования сердечно-сосудистой системы / Под ред. Т.С. Виноградовой. М., Медицина, 1986. 14. Федосеев В.И. Биоимпедансная томография. Обзор//ТС-10 Медицинские приборы, оборудование и инструменты. М., 1989, вып. 5. 15. Жигайло Т.Л., Евдокимова Г.А., Козлов Е.И. Зависимость значения сопротивления БАТ от времени измерений. В 2-х кн. Вопросы медицинской электроники. Межведомственный тематический научный сборник. Таганрог, ТРТИ, 1984, вып. 5. 16. Гутников B.C. Интегральная электроника в измерительных устройствах. Л., Энергоатомиздат. Ленингр. отд., 1988. 17. Кардиомониторы. Аппаратура непрерывного контроля ЭКГ: Учеб. пособие для вузов/ Под ред. А.Л. Барановского и А.П. Немирко. М., Радио и связь, 1993. 18. Логцилов В.И., Калакутский Л.И. Биотехнические системы электронейростимуляции. Основа теории и проектирования. М., МГТУ, НПО Медтехсистема, 1991. 19. Опалев А.А., Тимофеев В.И. Усиление биопотенциалов. СПб., Изд-во ЛЭТИ, 1981. 20. Осипович Л.А. Датчики для биомедицинских исследований. СПб., Изд-во ЛЭТИ. 1981. 463

21. Плонси К, Роберт Р., Барр Н., Роджер С. Биоэлектричество. Количественный подход: Пер. с англ. / Под ред. Л.М.Чайкпахяна. Л., Мир, 1992. 22. Порфирьев Л.Ф. Теория оптико-электрических приборов и систем. JI., 1980. 23. Якушенков Ю.Т. Теория и расчет оптико-электронных приборов. М., 1980. 24. Агроскин Л.С., Напаян Г.В. Цитофотометрия. Л., 1977. 25. Кореневский Н.А., Попечителев Е.П., Гадалов В.Н. Проектирование медицинской аппаратуры, основанной на электрическом взаимодействии с биообъектами. Курск, гос. техн. ун-т. Курск, 1997. 26. Кац A.M., Канторович А.С. Руководство по приборам и оборудованию для медико-биологических исследований. Л., 1976. 27. Расчет фотометрических цепей / Под ред. С.Ф. Коридорфа. М., 1967. 28. Попечителев Е.П. Об одном подходе к исследованию измерительных каналов для оценки оптических свойств биообъектов. Сб. статей // Фотометрия и ее метрологическое обеспечение. М., 1982. 29. Чигирев Б.И. Методы медико-биологичсских исследований. Л., ЛЭТИ, 1982. 30. Попечителев Е.П, Аналитический метод исследования двухлучевых измерительных каналов оптического типа. Деп. в ВИНИТИ № 539-84, 1984. 31. Александров П. С. Курс аналитической геометрии и линейной алгебры. М., 1979. 32. Гуревич Н.К. Проективная геометрия. Л.,1968. 33. Попечителев Е.П., Юрковский Г.А. Метод расчета функций распределения флуктуации фотометрических параметров. Деп.в ЦНТИ «Информсвязь», № 790-СВ, 1986. 34. Юрковский Г.А., Попечителев Е.П. Анализ функций распределения флуктуаций фотометрических параметров. Сб. статей // Импульсная фотометрия. Л., 1986. 35. Михалков КВ. Основы телевизионной автоматики. Л., 1967. 36. Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. Т. 1. М., 1974. 37. Левин Б. Р. Теория случайных процессов и ее применение в радиотехнике. М., 1960. 38. Попечителев Е.П. Шумовые характеристики фотометрических преобразователей медицинских приборов // Техника средств связи, сер. ОТ, вып. 3, 1976. 39. Парвулюсов Ю.Б., Солдатов В.П., Якушенков Ю.Г. Проектирование оптико-электронных приборов / Под общ. ред. Ю.Г.Якушенкова. М., Машиностроение, 1990. 40. Иванов В.И., Аксенов А.И., Юшин A.M. Полупроводниковые оптоэлектронные приборы. М., 1989. 41. ГОСТ 12.2.025—76. Изделия медицинской техники. Электробезопасность. 42. Аналоговые интегральные схемы: Пер. с англ./ Под ред. ЕМ. Менджинского. М., Мир, 1977. 43. Анисимов Б.В., Голубкин В.Н., Петраков С.В. Аналоговые и гибридные ЭВМ. М., Высш. шк., 1986. 44. Менджинский Е.М. Операционные усилители постоянного тока: Пер. с польск. Ю.А. Ярошсвского / Под ред. А. В. Шилейко. М., Энергия, 1967. 45. 750 практических электронных схем: Справочное руководство. Пер. с англ./ Сост. и ред. Р.Фелпс. М., Мир, 1986. 46. Сопряжение датчиков и устройств ввода данных с компьютерами IBM PC.: Пер. с англ./ Под ред.У.TOMUKWtea, Дж.Уэйспора. М., Мир, 1992. 47. Джонсон Д., Джонсон Дж.,Мур Г. Справочник по селективным фильтрам. М., Энергоатомиздат, 1983. 48. Голубцов КВ., Серова О.Н., Зефиров Т.Л. Усилитель биопотенциалов с нелинейной вольт-амперной характеристикой для регистрации низкоамплитудных импульсов. Бюл. эксперим. биологии и медицины. М., 1985, т. 100, № 7, с. 11—12. 49. Аналоговые элементы и устройства автоматики и вычислительной техники / Под ред. Ю-И. Лопара. Л., ЛПИ, 1987. 398 464

50. Чигирев Б.И. Построение устройств математической обработки биологических сигналов. Л., ЛЭТИ, 1987. 51. Корпев П.А. RC-генератор с цифровым управлением и отсчетом//Радио. 1986, № 9, с. 46—48. 52. Александров В.В., Шаповальников А.Н., Шнейдеров B.C. Машинная графика электроэнцефалографических данных. Л., Наука, 1978. 53.Боденштайн Г., ПреториусХ.М. Выделение признаков из электроэнцефалограммы методом адаптивной сегментации // ТИИЭР. 1975, т. 63, № 10, с. 5—27. 54. Джевинс Л., Педжер И., Даймонд С., Спир Ж., Джевис Э.. Цетлин Д. Автоматический анализ электрической активности мозга человека (электроэнцефалограмма). Последние достижения // ТИИЭР. 1975, т. 63, № 10, с. 5—27. 55. Жирмунская Е.А. Клиническая электроэнцефалография (обзор литературы и перспективы использования метода). М., МЭИБИ, 1991. 56. Кореневский Н.А. Оценка параметров на основе ранжирующей процедуры по точкам переключения и оценка степени синхронности/ЛИетоды и микроэлектронные, средства цифр, преобраз. и обраб. сигналов: Материалы Всесоюз. конф., 12.89. Рига, 1989. с. 130—132. 57. Кореневский Н.А. Метод анализа сигналов произвольной формы путем разложения по точкам переключений //Изв. вузов. Приборостроение, 1986, т. 30, № 12, с. 3—7. 58. Сергеев Г.А., Павлов Л.П., Раманенко А.Ф, Статические методы анализа электроэнцефалограмм человека. Л., Наука, 1968. 59. Труш В.Д., Кориневский А.В. ЭВМ в нейрофизиологических исследованиях. М., Наука, 1976. 60. Бекетова И.В., Сутягин С.А., Труханов А.И. Применение микропроцессорных контроллеров для анализа доплеровских сигналов скорости кровотока//Медицинская техника. № 3, 1989, с. 34—39. 61. Справочник по персональным ЭВМ / НЖАлитов, Н.В. Нестеренко, Б.И. Новиков и др./Под ред. чл.-корр. РАН УССР Малиновского. Киев, Техника, 1990. 62.Данилин Н.С., Улишенко В.П., КрипакАА. Руководство по поиску неисправностей й ремонту компьютеров IBM PC. М., Итд-во стандартов, 1992. 63. Скляров В. А. Применение ПЭВМ: В 3-х кн. Кн. 1. Организация и управление ПЭВМ. М., Высш. шк, 1992. 64. Ю.Чжен Лю, Гибсон Г. Микрокомпьютеры семейства 8086/8088. М., 1987. 65. Анисимов А.В., Квартерников С.Б. Устройство для интрагасгральной РН-меТрии и импедансмстрии. М., Медицинская техника. №2, 1992. 66. АС 1364295 СССР МКИ 4А61В5/02 Устройство для бесконтактной регистрации биоэлектрических сигналов / Гапонов М.Л., Гавриков Н.А. (СССР). -4036212/28-14; Заявл. 14.03.86; Опубл. 07.01.88, Бюл. №1. 67. Ищенко А.Н., Шевьев П.П. Автоматизированный комплекс для многопараметрического анализа сигнала кожно-гальванического рефлекса //Медицинская техника. 1993. № 3, с. 50—53. 68. Козлов И.И., Овсяник В.П., Сантотская Я.Ю. и др. Автоматизированная система для оценки состояния периферической гемодинамики//Мед. техника. 1993. № 3, с. 29—33. 69. Мелихов А.Н., Берштейн Л.С., Коровин С.Я. Расплывчатые ситуационные модели принятия решении. Таганрог, ТРТИ, 1986. 70. Методика применения экспертных методов для оценки качества продукции. М., Изд-во стандартов, 1975. 71. Кореневский Н.А., Попечителев Е.П., Филист С.А. Проектирование электронной медицинской аппаратуры для диагностики и лечебных воздействий. Курск, 1999.

72. Попечителев Е.П., Кореневский Н.А. Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская техника. Теория и проектирование: В 3-х ч. / Под ред. Е.П. Попечителева. Курск, 1999. 73. Попечителев Е.П. Методы медико-биологических исследований. Системные аспекты. Житомир. ЖГИ. 1997. 74. Аппаратура и методы клинического мониторинга / Л.И. Калакутский, Э.С. Манелис. Самара, 1999. 75. Чернов В.И., Чеботарев А.Н. Проектирование медицинских приборов и автоматизированных систем для гастроэнтерологии. РГУ, 1998. 76. Новиков Ю.В., Калашников О.А., Гуляев С.Э. Разработка устройств сопряжения для персонального компьютера типа IBM PC. М., ЭКОМ, 1997.

ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие Г л а в а 1. Методы получения диагностической информации . . . . . . . 1.1. Биологический объект как объект исследования . . . 1.1.1. Морфологическая и функциональная сложность биологического объекта 1.1.2. Многообразие параметров, описывающих процессы жизнедеятельности. 1.1.3. Сложность измерения параметров состояния организма 1.1.4. Трудности контроля всех внутренних и внешних факторов, оказывающих влияние на состояние биологического объекта 1.1.5. Необходимость проведения комплексных исследований -1.1.6. Сложность технологических схем выполнения медико-биологических экспериментов 1.1.7. Необходимость учета разнообразных по физической природе причин возникновения погрешностей 1.1.8. Специфическая форма и взаимосвязанность сигналов различной физической природы, несущих информацию о состоянии биообъекта — биологических сигналов 1.2. Система методов медико-биологических исследований 1.3. Электрофизиологические и фотометрические методы Г л а в а 2. Съем электрофизиологической информации 2.1. Электрические явления в живом организме. . .' 2.2. Электрические процессы на участке кожно-электродного к о н т а к т а . . . . 2.3. Методы измерения импеданса биотканей 2.4. Электроемкостные методы физиологических исследований 2.5. Методы регистрации биоэлектрических потенциалов 2.6. Системы отведения биопотенциалов 2.7. Диагностические показатели, регистрируемые электрофизиопогическими методами Г л а в а 3. Электроды и электродные системы 3.1. Эквивалентные схемы кожно-электродного контакта 3.2. Классификация накожных и подкожных электродов 3.3. Артефакты электродных систем 3.4. Кожно-электродный импеданс 3.5. Комбинированный метод исследования погрешностей электрофизиологических методов

3 12 12 14 15 16 17 18 18 19 19 20 22 26 26 30 34 42 45 51 61 63 63 68 70 73 75 467

Г л а в а 4. Фотометрические методы в медико-биологических исследованиях 4.1. Особенности проведения фотометрических исследований биологического объекта • • ' 4.2. Характеристика фотометрических методов исследований 4.2.1. Методы фотоабсорбциометрии 4.2.2. Нефелометрический и турбидиметрический методы 4.2.3. Люминесцентная фотометрия 4.2.4. Рефрактометрия . 4.2.5. Методы изучения оптически активных веществ 4.3. Фотометрические методы в клинико-диагностических исследованиях. . . 4.3.1. Биологические объекты фотометрических исследований 4.3.2. Практические методы клинической фотометрии

78 78 81 83 89 91 93 95 96 97 99

Г л а в а 8. Общие вопросы проектирования устройств обработки сигналов . 8.1. Устройства первичной и вторичной обработки сигналов 8.2. Обеспечение безопасности обслуживания приборов на стадии проектирования

199 199 208 213 213 213 222

295 296 296 300 302 309 309 312 319 323 328 330 355 365 365 370 377 384 393

Г л а в а 6. Устройства сопряжения электрофизиологической аппаратуры с организмом . 6.1. Типовые конструкции электродов для электрофизиологических исследований. 6.2. Схемы поверки параметров электродов 6.3. Входные цепи устройств регистрации биопотенциалов 6.3.1. Характеристика источников биопотенциалов 6.3.2. Параметры усилителей биопотенциалов 6.3.3. Эквивалентные схемы входной цепи усилителей биопотенциалов . 6.3.4. Экранирование входа усилителей биопотенциалов 6.3.5.Электродныеусилителикаквходныеузлыусилителейбиопотенциалов . 6.4. Особенности проектирования усилителей биопотенциалов 6.5. Обобщенные функциональные схемы усилителей биопотенциалов . . . .

113 113 122 126 127 128 132 136 139 141 144

Г л а в а 7. Устройства сопряжения фотометрических систем с организмом. .

147

7.1. Оптико-электрические измерительные преобразователи 7.1.1. Преобразователи однолучевых фотометров 7.1.2. Преобразователи с разнесенными и совмещенными потоками. . . . 7.1.3. Преобразователи с амплитудной шкалой преобразования 7.1.4. Преобразователи с оптико-электрическим контуром обратной связи 7.1.5. Преобразователи с функциональным управлением интенсивностью излучения 7.1.6. Двухволновые преобразователи. . 7.2. Узлы и элементы оптико-электрических измерительных преобразователей 7.2.1. Оптические элементы фотометров . 7.2.2. Источники излучения 7.2.3. Преобразователи параметров лучистого потока в электрический сигнал . 7.3. Согласование элементов оптико-электрических измерительных преобразователей 7.3.1. Согласование оптических характеристик 7.3.2. Передаточная характеристика ОЭИП 7.3.3. Согласование электрических и частотных характеристик

147 150 153 156 158

Г л а в а 9. Электронные блоки устройств первичной обработки 9.1. Линейные преобразователи сигналов ' . . . . . 9.1.1. Усилительный каскад на операционном усилителе 9.1.2. Инвертирующие и неинвертирукмцие усилители 9.1.3. Дифференциальный каскад усиления и схемы подавления синфазных помех на его основе 9.1.4. Суммирующие усилители 9.1.5.Усилители переменного тока на операционных усилителях 9.1.6. Усилители с гальванической развязкой 9.1.7. Интегрирующие усилители-преобразователи х 9.1.8. Дифференцирующие каскады 9.2. Устройства фильтрации сигналов 9.2.1. Типовые схемы активных фильтров 9.2.2. Методы расчета фильтров на основе анализа передаточных функций. . . 9.2.3. Подавление помех активными фильтрами. . . • 9.3. Нелинейные преобразователи сигналов 9.3.1. Сравнивающие устройства (компараторы) 9.3.2. Аналоговые ключи и схемы управления коэффициентом усиления на их основе 9.3.3. Множительно-делительные устройства 9.3.4. Способы повышения отношений сигнал/шум с помощью схем с нелинейной вольт-амперной характеристикой 9.4. Функциональные преобразователи аналоговых сигналов 9.4.1. Устройства выборки-хранения . . . . 9.4.2. Амплитудные детекторы 9.4.3. Функциональные преобразователи на основе диодных сборок . . . 9.5. Генераторы сигналов специальной формы 9.5.1. Генераторы синусоидальных колебаний 9.5.2. Генераторы импульсов 9.5.3. Интегральные таймеры 9.5.4. Генераторы линейно изменяющегося напряжения 9.6. Устройства непрерывно-дискретного преобразования сигналов 9.6.1. Аналого-цифровые преобразователи 9.6.2. Цифроаналоговые преобразователи

161 166 172 173 177 181

Г л а в а 10. Устройства обработки диагностической информации . . . . 10.1. Методы и алгоритмы обработки электрофизиологических сигналов. . . 10.2. Устройства вычисления фотометрических параметров 10.3. Синтез устройств обработки биомедицинской информации 10.4. Микропроцессоры в устройствах обработки биомедицинской информации . 10.5. Микроконтроллеры в устройствах обработки

186 187 189 193

Глава

Г л а в а 5. Структура технических средств для электрофизиологической и фотометрической аппаратуры 5.1. Целевые функции электрофизиологической и фотометрической медицинской техники 5.2. Обобщенные схемы электрофизиологических и фотометрических исследований

398 468

103 103 108

11. Сопряжение, бномеднцииской аппаратуры с ПЭВМ

11.1. Системная магистраль ПЭВМ 11.2. Порты ввода-вывода ПЭВМ типа IBM PC 11.3. Обмен информацией через стандартные последовательные интерфейсы.

228 240 242 243 250 260 264 268 273 277 279 279 282 286

396 396 403 405

11.4. Обмен информацией через стандартные параллельные интерфейсы вводавывода типа Centronix 11.5. Обмен информацией через системную шину ПЭВМ 11.5.1. Обмен информацией в режиме прерывания 11.5.2. Примеры организации ввода-вывода данных из ПЭВМ Г л а в а 12. Примеры разработок электрофизиологической и фотометрической аппаратуры 12. .1. Электрофизиологическая аппаратура на основе структурно-функционального подхода 12.2. Технические средства фотометрических исследований 12.3. Микропрбцессоры, микроконтроллеры и ПЭВМ в электрофизиологической и фотометрической аппаратуре Список литературы

417 423 430 434 445 445 • 449 454 463

Учебное пособие Попечителев Евгений Порфирович, Кореневский Николай Алексеевич ЭЛЕКТРОФИЗИОЛОГИЧЕСКАЯ И ФОТОМЕТРИЧЕСКАЯ МЕДИЦИНСКАЯ ТЕХНИКА Заведующая редакцией Т.А. Рыкова Художник В.А. Дмитриев Художественный редактор Ю.Э. Иванова Технический редактор JI.A. Овчинникова Компьютерная верстка СИ. Луговая Корректоры Г.Н. Буханова, ОМ Шебашова ЛР № 010146 от 25.12.96. Изд. № ВТИ-136. Сдано в набор 20.06.2001 Подп. в печать 20.11.2001. Формат 60x88 '/i6- Бум. газетная. Гарнитура «Тайме» Печать офсетная. Объем: 28,91 усл. печ. л., 28,91 усл. кр.-отт., 28,52 уч.-изд. л. Тираж 3000 экз. Заказ № 2728 ФГУП «Издательство «Высшая школа» 127994, Москва, ГСП-4, Неглинная ул., д. 29/14 Факс: 200-03-01, 200-06-87 E-mail: [email protected], [email protected] http://www.v-shkola.ru Отпечатано во ФГУП ИПК «Ульяновский Дом печати» 432980, г. Ульяновск, ул. Гончарова, 14

57

Попечителев, Е.П. Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская тех ника: Учеб. пособие / Е.П. Попечителев, Н.А. Кореневский; Пол ред. Е.П. Попечителева. — М.: Высш. шк., 2002. — 470 е.: ил. ISBN 5-06-004054-2 Рассмотрены вопросы теории и проектирования двух классов медициною»! электронной техники, относящихся к средствам физиологических исследований • технические средства для электрофизиологических и фотометрических исследований. Главным достоинством книги является подход к проектированию с позиций системного подхода, позволяющего с единых позиций анализирован'1 ь весь процесс проектирования и использования медицинской техники н эксперименте. Для студентов вузов, обучающихся по специальностям направленна «Биомедицинская техника». УДК 615,47! ББК 34."|