Радиопередающие устройства

I а0 = линейными и п р и н и м а я анодное н а п р я ж е н и е в режш) несущей частоты р а в н ы м н о м и н а л ь н о м у н а п р я ж е н и ю пы. В р е ж и м е м а к с и м а л ь н о й мощности: J

a max

"а н *

,(1 + т ) ^а, max = /а„тах = ^а 0 В (1 + т ) .

(13d

О п р е д е л и м мощности в этом р е ж и м е : Ро max ~ Е-л m a x /а 0 max ~ Р«н (1 "Ь т ) 2 _1 Ртах ——II, a, max ^ э — ^н (1 + т f 2

(131)

_р _ р /1. 'Р a max — 'РОтах max ' ан V1 -mf

К- п. д. усилителя Лп

:

max' r 0 max Ртах!Р^

'^ц/^Он —т1н = т1-

(1321

У р а в н е н и я (130) и (132) п о к а з ы в а ю т , что к. п. д. моду л и р у е м о г о у с и л и т е л я в р а з л и ч н ы х р е ж и м а х не меняется Р а б о т а с постоянным к. п. д. — в а ж н о е преимуществе анодной м о д у л я ц и и по с р а в н е н и ю с сеточной, причем из-зг у в е л и ч е н и я коэффициента и с п о л ь з о в а н и я анодного н а п р я ж е н и я ( | = 0 , 9 5 — 1 ) к. п. д. п о л у ч а е т с я более ВЫСОКИЙ (г|да0,7—0,8), чем в м а к с и м а л ь н о м р е ж и м е при сеточно! м о д у л я ц и и (^даО.б—0,7). Л а м п а у с и л и т е л я д о л ж н а обеспечить мощность в мак сималыюм режиме PN (1 + т ) > Р

ш а х

=

Р н (1 +

т)\

П о этой мощности в ы б и р а ю т л а м п у и о п р е д е л я ю т н о м и н а л ь н у ю мощность PN > Р н (1 + т) да 2 Р „ .

ее

Таким образом, номинальная мощность лампы при анодной модуляции оказывается вдвое меньше, чем при сеточной (при одинаковой мощности несущей частоты). Определим мощность в телефонном режиме. П о л е з н а я мощность слагается из мощности несущей частоты и боковых частот: + 2 Р с = Рв + 0 , 5 m 2 P „ = Ри (1 + 0 , 5 т 2 ) , Рт = рн подводимая

мощность

р

т,г\т = РЯ (1 + 0,5m 2 )/r] x = Р0а (1 +

Рог =

0,5т2),

так как % — Лтах = Ли = ЦВ то же время общая мощность, потребляемая усилителем, слагается из мощности, потребляемой от источника постоянного анодного н а п р я ж е н и я , и мощности, подводимой модулятором: Ро Т~ Ро H~l~ Pq —Pq „ + 0 , 5 f / m £ 2 ImQ. Сравнивая уравнения P 0 т , видим, что Ра — 0 , 5 f / m n ImQ — = 0,5m 2 Р 0 п , при m = 100% и tiH = г\ = 0 , 7 — 0,8 Рц = = 0,5Р О н = 0,5Р н /т] да 0,7Р Н , т. е. полезная мощность модулятора должна составлять приблизительно 70% мощности модулируемого усилителя в режиме несущей частоты. Определим потери на аноде в телефонном режиме. Ввиду того что к. п. д. усилителя при модуляции не меняется, подводимая мощность при увеличении полезной за счет мощности боковых частот возрастает у ж е за счет мощности модулятора. Потери на аноде увеличиваются на Д Р а = = 0 , 5 т 2 Р а н и будут равны: Ра

т

= Р0 Т - Р

Т

= Р 0 п (1 + 0 , 5 т 2 ) — Р и (1 + 0 , 5 т 2 ) = = Р а н ( 1 + 0,5т2),

при m = Ра

100% Т

да 1 , 5 Р а „ = 1 , 5 Р „ (1 -

riJ/T! да 0 , 6 Р „ ,

т. е. на 50% больше, чем в режиме несущей частоты. Телефонный режим — наиболее т я ж е л ы й для анодов ламп, поэтому лампы проверяют на максимальную мощность рассеяния в этом режиме (а не в несущем) по формуле Ра т ^

0,6PU

Р а доп*

Максимальная мощность потерь наблюдается в р е ж ^ И максимальной мощности РА

ША* =

РАН (1 +

Т)I2 ДА 4 Р А Н

да

1,7РН

(эта мощность не опасна для лампы, так как выделяется 1 аноде в короткие промежутки времени). Таким образом, мощность, подводимая модулятором расходуется на создание боковых частот и дополнительна потери на аноде. Действительно, сумма указанных м о я ностей равна мощности модулятора: 2 Р б + Д Р а = 0,5т2Рн

+ 0,5т2Ран =

= 0 , 5 т 2 (Рн + Ран) = 0,5m 2 Р 0 п = Р 0 .

Чем выше к. п. д. усилителя, тем большая часть эне] гии модулятора затрачивается на создание боковых ча тот и меньшая часть идет на увеличение потерь. Данн< явление принципиально отличает анодную модуляци от сеточной. При сеточной модуляции мощность боковых частот со дается не за счет энергии модулятора, а за счет разгрузи анода лампы усилителя. Поэтому мощность потерь в тел фонном режиме при сеточной модуляции меньше, чем в р жиме несущей частоты. Работа модулятора при анодной модуляции. Модулято является усилителем низкой частоты и должен работат с минимальными нелинейными искажениями. При работе модулятора в режиме I рода к. п. д. оказь вается низким и мощность потерь на аноде резко возрастаем Максимальные потери на аноде модулятора Р А Я наблк даются при отсутствии модулирующего напряжения н; сетке лампы, когда РЙ = 0 и вся мощность, подводимая к анодной цепи, затрачивается на аноде лампы. Расчеты показывают, что в этом случае при наиболее вероятных к. п. д. ЦЙ = 0,25, г| = 0,7 и т = 1 Р а й — Рой ~ 6 Р а

н.

Мощность Р а й оказывается чрезмерно большой. В слу чае выбора лампы модулятора на ту же номинальную мош ность, что и усилителя, приходится использовать несколь ко ламп модулятора, а это невыгодно. При работе модулятора в режиме II рода условия ра боты лампы будут менее тяжелыми. В этом случае Рай = Р„Q -

Р й = Р й (1 — Т1о)/Ча.

ч в т я я в это у р а в н е н и е з н а ч е н и е РQ, в ы р а ж е н н о е мощность потерь в телефонном р е ж и м е при т = 1 и че Р ° Q 7 получаем Р а а & Р а т (1 — ЛоУчо. 11 Когда к. п. д. м о д у л я т о р а в р е ж и м е II рода равен 5 0 % , Т

° Таким образом, потери на а н о д а х л а м п м о д у л я т о р а и итителя р а в н ы , что п о з в о л я е т и с п о л ь з о в а т ь в н и х одинаковое число л а м п . Н е д о с т а т к о м м о д у л я т о р а , р а б о т а ю щ е г о в режиме II рода, я в л я е т с я б о л ь ш о й у р о в е н ь н е л и н е й н ы х искажений, однако при использовании в модуляторе д в у х т а к т н о й схемы искажения резко снижаются. Нагрузкой модулятора служит сопротивление анодной цепи усилителя току з в у к о в о й частоты, которое м о ж н о с ч и т а т ь чисто а к т и в н ы м и равным сопротивлению у с и л и т е л я постоянному т о к у : Uт Q " г

, а

а

»

° .

н

Рис. _

ции

u

121. с

анодной

модуля-

трансформаторным т ^ тором.

Схема

модуля-

Схемы анодной модуляции. Анодная м о д у л я ц и я осуществляется в выходных у с и л и т е л я х передатчиков. В п е р е д а т ч и к а х малой и средней мощностей ш и р о к о и с п о л ь з о в а л и с ь схемы с однотактными т р а н с ф о р м а т о р н ы м и м о д у л я т о р а м и , р а б о т а ю щ и м и в р е ж и м е I рода. Эти схемы в н а с т о я щ е е в р е м я почти не п р и м е н я ю т с я . В п е р е д а т ч и к а х б о л ь ш о й мощности ш и р о к о е р а с п р о с т р а н е н и е п о л у ч и л и схемы с д в у х т а к т н ы м и модул я т о р а м и , р а б о т а ю щ и м и в р е ж и м е II рода. Недостаток т р а н с ф о р м а т о р н о й схемы (рис. 121) — в наличии п о д м а г н и ч и в а н и я обмоток м о д у л я ц и о н н о г о трансформатора постоянными с о с т а в л я ю щ и м и анодного т о к а модул я т о р а и у с и л и т е л я , что т р е б у е т у в е л и ч е н и я сечения сердечника т р а н с ф о р м а т о р а . М о д у л я ц и о н н ы й т р а н с ф о р м а т о р , и с п о л ь з у е м ы й в этой схеме, я в л я е т с я источником частотных и с к а ж е н и й , которые о п р е д е л я ю т с я , к а к в обычном т р а н с ф о р м а т о р н о м уси-

лителе низкой частоты. Кроме того, индуктивность рассеЯ ния искажает форму выходного напряжения и я в л я е т е источником дополнительных нелинейных искажений. G J H дователыю, модуляционные трансформаторы должны облЯ дать возможно меньшей индуктивностью рассеяния. Я Комбинированная анодная модуляция усилителей м о Д ности на триодах. В процессе анодной модуляции п р о и с х я дит перераспределение суммарного тока менаду анодом Я управляющей сеткой и с увеличением перенапряженное™ режима увеличивается ток управляющей сетки, что п р и водит к ее перегрузке. По этой причине в современны! схемах передатчиков простая анодная модуляция ( п р | постоянных н а п р я ж е н и я х смещения и возбуждения) на применяется. В настоящее время используют только комбинированные методы модуляции с автоматическим измене-: нием напряжений в цепи сеток. К методам комбинированной анодной модуляции отно-1 сится схема автоанодной модуляции, предложенная Н. Г. Кругловым в 1943 г. В настоящее время она широкс используется как в мощных радиовещательных передатчи ках, так и в передатчиках средней мощности. Опыт показал, что переход на автоанодную модуляцию позволяет увеличить мощность в антенне на 70—100% и повысить промышленный к. п. д. до 35—40% при сохранении электроакустических показателей передатчиков нг допустимом уровне. Принцип автоанодной модуляции заключается в том] что в мощном модулируемом усилителе происходит одновременное изменение анодного напряжения, амплитуды напря жения возбуждения и сеточного смещения, причем ампли туда напряжения возбуждения и анодное напряжение изме няются синфазно, а смещение на сетке — противофазно. В результате такого воздействия на лампу происходят синфазные изменения амплитуды первой гармоники анодного! тока и анодного напряжения, т. е. анодная модуляция.1 В качестве примера рассмотрим работу упрощенной] принципиальной схемы автоанодной модуляции (рис. 122)1 В этой схеме предварительный усилитель, построенный н а | лампе Лъ подвергается сеточной модуляции смещением,; поэтому напряжение возбуждения выходного усилителя оказывается модулированным. ] В цепи сетки и анода выходного усилителя на лампе Л 2 включены модуляционные дроссели L j и L 2 , обладающие большой индуктивностью. Выходной усилитель работает 300

п е р е н а п р я ж е н н о м р е ж и м е с углом отсечки анодного тока © = 120—140° и коэффициентом и с п о л ь з о в а н и я анодного напряжения 1 = 1 . Изменение а м п л и т у д ы н а п р я ж е н и я в о з б у ж д е н и я в т а к т с частотой м о д у л я ц и и вызывает изменение постоянной сост а в л я ю щ е й сеточного тока I g l 0 выходного у с и л и т е л я . Н а дросселе L x в о з н и к а е т д о п о л н и т е л ь н о е н а п р я ж е н и е смещения, противофазное изменениям в ы з в а в ш е г о его т о к а / Д о п о л н и т е л ь н о е н а п р я ж е н и е смещения будет измев

Рис.

122.

Схема

автоанодной

модуляции.

нять угол отсечки Э анодного т о к а , причем увеличение амплитуды н а п р я ж е н и я Umgl и тока I g l 0 приведет к у м е н ь ш е н и ю смещения и угла отсечки, а у м е н ь ш е н и е UMGL и / g l 0 — к у в е л и ч е н и ю с м е щ е н и я и у г л а отсечки. Изменение у г л а отсечки вызывает изменения с о с т а в л я ю щей анодного тока / а „ и приводит к п о я в л е н и ю на анодном дросселе д о п о л н и т е л ь н о г о а н о д н о г о н а п р я ж е н и я , противофазного изменениям / а „, т. е. н а х о д я щ е г о с я на ф а з е с изменениями а м п л и т у д ы н а п р я ж е н и я в о з б у ж д е н и я . В результате изменения анодного н а п р я ж е н и я в п е р е н а п р я ж е н н о м р е ж и м е изменится а м п л и т у д а первой г а р м о н и к и анодного тока, т. е. произойдет м о д у л я ц и я . П р е и м у щ е с т в а схемы автоанодной м о д у л я ц и и з а к л ю ч а ются в в о з м о ж н о с т и з н а ч и т е л ь н о с н и з и т ь мощность предоконечного у с и л и т е л я и мощность м о д у л я т о р а п р и сохранении основного п р е и м у щ е с т в а анодной м о д у л я ц и и — высокого и постоянного к. п. д. К недостаткам а в т о а н о д н о й м о д у л я ц и и о т н о с я т с я значительные и с к а ж е н и я м о д у л я ц и о н н о й х а р а к т е р и с т и к и и в ы з в а н н а я этим несимметрия м о д у л я ц и и . Д л я у с т р а н е н и я

недостатков включают спепиальные компенсирующие лампы' и применяют схемы отрицательной обратной связи П о следние исследования п о к а з а л и , что использование глубок кой о т р и ц а т е л ь н о й обратной с в я з и позволяет снизить иска ж е н и я и упростить схему. М о д у л я ц и я в усилителях мощности на тетродах и пе тодах. Сеточная м о д у л я ц и я смещением. Сеточная модул ция смещением в тетродах и пентодах происходит так ж как и в триодах. Все выводы и расчеты, приведенные дл триодов, справедливы и в данном случае. Мощность модулятора при модуляции в усилителях на тетродах и пентодах меньше, чем в усилителях на триод а х , из-за меньшего тока управляющей сетки. П р и модуляции на у п р а в л я ю щ у ю сетку в экранированных л а м п а х цепь экранной сетки должна иметь небольшое сопротивление низкочастотной составляющей экранного тока, которая появляется при модуляции. В противном случае н а п р я ж е н и е на экранной сетке будет изменяться со звуковой частотой, что приведет к некоторой демодуляции. По этим соображениям гасящее сопротивление в цепи экранной сетки д о л ж н о быть малым или э к р а н н у ю сетку следует питать от потенциометра с небольшим сопротивлением. Анодно-экраниая модуляция. Простая анодная модуляция в усилителях на тетродах и пентодах обычно не применяется, так как она протекает со значительными токами экранной сетки, приводящими к перегрузкам последней. С целью устранения перегрузки экранной сетки применяют комбинированные методы анодной модуляции, когда анодная модуляция дополняется модуляцией по экранной и у п р а в л я ю щ е й сеткам. Следует отметить, что наличие автоматического смещения в цепи управляющей сетки слабо влияет на форму модуляционной характеристики (из-за малой величины токов этой сетки) и с л у ж и т в основном для предохранения этой сетки от перегрузки, поэтому комбинированную анодн у ю модуляцию обычно называют анодно-экранной. Ее целесообразнее осуществлять в недонапряженном режиме, близком к критическому. Различают два типа анодно-экранной модуляции: автоматическую с гасящим сопротивлением в цепи экранной сетки при ее автономном питании и принудительную, когда на эту сетку подается часть модулирующего напряжения.

В процессе автоматической м о д у л я ц и и наличие автома тического смещения э к р а н н о й сетки о г р а н и ч и в а е т ее потери и с п р я м л я е т м о д у л я ц и о н н у ю х а р а к т е р и с т и к у , к о т о р а я [Ю форме будет близка к характеристике анодной модуляции. В процессе п р и н у д и т е л ь н о й м о д у л я ц и и у с т р а н я е т с я основной недостаток автоматической м о д у л я ц и и — необходимость у в е л и ч е н и я н а п р я ж е н и я источника э к р а н н о г о нап р я ж е н и я и б о л ь ш и е потери в г а с я щ е м с о п р о т и в л е н и и ; кроме того, м о ж н о р а с ш и р и т ь пределы и з м е н е н и я э к р а н -

Рис.

123.

Схема щим

принудительной сопротивлением

анодно-экранной в

цепи

экранной

модуляции

с

гася-

сетки.

ного н а п р я ж е н и я . М о д у л я ц и о н н а я х а р а к т е р и с т и к а в этом режиме будет б л и з к а по форме к х а р а к т е р и с т и к е сеточной м о д у л я ц и и смещением. В схеме п р и н у д и т е л ь н о й м о д у л я ц и и можно осуществить т а к о й р е ж и м работы (переходный к автоматической), при котором м о д у л я ц и о н н а я х а р а к т е р и с тика о к а ж е т с я н а и б о л е е л и н е й н о й : это о б ъ я с н я е т с я к а к влиянием на ее форму п е р е р а с п р е д е л е н и я с у м м а р н о г о тока между э к р а н н о й сеткой и анодом (что х а р а к т е р н о д л я автоматической м о д у л я ц и и ) , т а к и п р я м ы м в л и я н и е м э к р а н ного н а п р я ж е н и я (что х а р а к т е р н о д л я п р и н у д и т е л ь н о й мод у л я ц и и ) . Н а рис. 123 приведена схема с п р и н у д и т е л ь н о й м о д у л я ц и е й . На э к р а н н у ю сетку подается часть н а п р я ж е ния через г а с я щ е е с о п р о т и в л е н и е Rgl. П р и автоматической м о д у л я ц и и г а с я щ е е с о п р о т и в л е н и е R g . подключается к плюсу источника п и т а н и я ( + Е я ) . М о д у л я ц и я на з а щ и т н у ю сетку. М о д у л я ц и я на защитную сетку (рис. 124, а) о с у щ е с т в л я е т с я изменением н а п р я ж е ния этой сетки при п о с т о я н н ы х н а п р я ж е н и я х Egi, Eg„ Vm Sl и £ а .

Увеличение н а п р я ж е н и я £ е , вызывает возрастание токов защитной сетки, падение токов управляющей и экранной сеток и небольшое изменение анодного тока из-за слабого в л и я н и я н а п р я ж е н и я Eg! на суммарный ток в недонапряженном режиме по экранной сетке. Очевидно у что в таком режиме модуляция на з а щ и т н у ю сетку малоэффективна.

При увеличении отрицательного н а п р я ж е н и я — E g _ лампа переходит в перенапряженный режим (/ В з — 0)j токи управляющей и экранной сеток увеличиваются, а анодный ток уменьшается и при некотором н а п р я ж е н и и — E'gs лампа запирается и / а , = 0. На рис. 124, б показаны зависимости токов в лампе от н а п р я ж е н и я на защитной сетке. Зависимость / а , = <р (Eg3) (рис. 124, в) является статической модуляционной х а р а к теристикой. М о д у л я ц и я на защитную сетку эффективно осуществляется в перенапряженном режиме по экранной сетке. М о д у л я ц и о н н а я характеристика оказывается достаточно линейной и при расчетах заменяется прямой. Р е ж и м максимальной мощности выбирают при нулевом или небольшом положительном н а п р я ж е н и и на защитной

и модуляция практически происходит без сеточных тке ^ков'. В результате мощность, потребляемая от модулятора Называется очень малой и модуляция часто осуществляет° • непосредственно от микрофона через микрофонный трансформатор. В этом преимущество данной модуляции по сравнению с сеточной модуляцией смещением. К недостаткам модуляции на защитную сетку относятся значительное отрицательное исходное напряжение — Ец,н и несколько большая мощность возбуждения (из-за увеличения токов управляющей сетки). Блокировочный конденсатор C g j может вызвать частотные искажения, поэтому его емкость не должна быть чрезмерно большой. Амплитудная модуляция в полупроводниковых усилителях мощности. В усилителях мощности на транзисторах применяют три вида модуляции — базовую, коллекторную и комбинированную. Общая особенность амплитудной модуляции в этих усилителях заключается в том, что изменение режима работы транзистора при модуляции приводит к изменению входной и выходной проводимостей, емкостей р-п-переходов, а следовательно, и к изменению параметров колебательных цепей усилителя, к которым эти проводимости подключеньь Кроме того, влияние температурного режима транзистора на положение начальной рабочей точки модуляционной характеристики приводит к изменению исходного режима усилителя, что влечет за собой увеличение нелинейных искажений и потребует уменьшения глубины модуляции. Д л я ослабления влияния указанных факторов на работу модулированного усилителя уменьшают связь транзистора с колебательными контурами, снижая коэффициент включения контуров, и применяют схемы температурной стабилизации режима (см. § 24). Базовая модуляция. Этот вид модуляции, осуществляемый изменением н а п р я ж е н и я питания базы, во многом аналогичен сеточной модуляции смещением в ламповых Усилителях. Как и у последних, базовая модуляция наиболее эффективна в недонапряженном режиме, а режим максимальной мощности выбирается близким к критическому. Вид модуляционной характеристики / К 1 =» <р (Е6) аналогичен характеристике лампового усилителя (рис. 117). Отличием базовой модуляции от сеточной модуляции С

смещением является непрерывное прохождение тока в процессе модуляции (при сеточной модуляции с е к т гок в виде импульсов проходил только при положительв напряжении на сетке). Это вызвано тем, что в транзистор ток базы и ток коллектора появляются одновремеи Мощность модулятора определяется в режиме май мальной мощности по уравнению: PQ MAT = 0,5UMA I где Uma =» 0,511 £ б m l n | — | £ б m a , ! | — амплитуда моду рующего напряжения; Jo я — 0,5/б 0 m a x — амплитуда

Ф Рис.

125,

Схема

базовой

модуляции.

модулятора; / б о т а х — п о с т о я н н а я составляющая тока б зы в режиме максимальной мощности. Мощность потерь на коллекторе определяется в режи» несущей частоты, как и при сеточной модуляции. Недостатком базовой модуляции является т р у д н о е получения 100%-ной модуляции ввиду прямого прохо> дения энергии в коллекторный контур через проходну емкость. На рис. 125 показана типовая схема базовой модуляци усилителя, собранного по схеме с общим эмиттером, ан логичная схеме сеточной модуляции (рис. 116). Коллекторная модуляция. Этот вид модуляции пол проводниковых усилителей в целом аналогичен анодне модуляции ламповых усилителей и осуществляется в пер напряженном режиме, так как из-за малой проницаемое! транзисторов коллекторное н а п р я ж е н и е слабо влияет колекторный ток в неданапряженном режиме. Энергет» ческие соотношения при коллекторной модуляции б у д

кями же, как и при анодной, например, потери на кол кторе будут максимальны в телефонном режиме. Существенным недостатком коллекторной модуляции 1Ляется то, что исходное коллекторное напряжение придится выбирать в два раза меньше предельно допустимо, которое ограничивает напряжение режима максил ь н о к мощности. В результате этого теряется основное ^имущество анодной модуляции, которое заключалось,

Ф' Сбп

A

Рис.

126.

Схема

коллекторной

модуляции,

как указывалось выше, в возможности получения от лампы удвоенной мощности по сравнению с номинальной. По этой причине при коллекторной модуляции колебательная мощность, отдаваемая усилителем, будет того ж е порядка, что и при базовой модуляции, в то время как при анодной модуляции в режиме несущей частоты лампа усилителя отдавала мощность в два раза больше, чем при сеточной. На рис. 126 представлена трансформаторная схема коллекторной модуляции, аналогичная схеме анодной модуляции (рис. 121). Комбинированные способы модуляции. Кроме указанных методов одинарной коллекторной модуляции, применяют комбинированные схемы двойной коллекторной и автоколлекторной модуляций, аналогичных соответствующим схемам ламповых передатчиков (двойной анодной и автоанодной). §

42.

Ч А С Т О Т Н А Я

И

Ф А З О В А Я

М О Д У Л Я Ц И И

Частотная и фазовая модуляции (ЧМ и ФМ) заключаются в изменении частоты или фазы высокочастотного колебания по закону управляющего сигнала. Частотная модуляция была известна в 20-х годах, но практическое при-

менение получила с середины 30-х годов с развитием т е я | ники ультракоротких волн. В настоящее время частотнаИ модуляция широко используется в коммерческой р а д и д ! связи, радиовещании на метровых волнах и телевидении д Д передачи звукового сопровождения и т. д. Общие сведения. Как известно, периодическое колебл! ние можно выразить уравнением (120). Фаза колебаний <р, характеризующая состояние колебй! тельного процесса в данный момент времени, является фунЛ цией времени и в простейшем случае, при незатухающ™ гармонических колебаниях, линейно зависит от времени; Ф =

со/ - f

ф0,

где ф 0 — начальная фаза колебания. Угловая частота <о и фаза ф связаны

зависимостью:

со = d.yldt\ ф = J cod/.

(133

Взаимная зависимость фазы и угловой частоты такова, что всякое отклонение фазы от линейного закона приводит к отклонению частоты от начального значения и наоборот' По этим причинам при фазовой модуляции всегда меняете частота, а при частотной модуляции —'фаза. Несмотря на тесную связь частотную и фазовую мод ляции можно различать по тому, какой из параметров кол бания (частота или фаза) находится под воздействием мод] лирующего фактора. Если модулирующий фактор меняе фазу, то модуляцию следует считать фазовой (хотя пр этом меняется и частота) и, наоборот, если модулирующи фактор меняет частоту (хотя при этом меняется фаза), л модуляцию следует считать частотной. Рассмотрим характер колебаний при фазовой и час тотной модуляциях и определим, как будем меняться B T o p o i параметр (при фазовой модуляции частота, а при частот ной — фаза). При фазовой модуляции фаза меняется по закону моду лирующего напряжения, т. е. Ф = со01 + ф 0 + Ф1, где со0/ + Ф 0 — составляющая фазы, изменяющаяся nd линейному закону; ф х = kua — составляющая фазы, из меняющаяся по закону напряжения uq = Uma cos Q/ k — коэффициент пропорциональности. В результате при модуляции по фазе i = lm cos (со0/ + ф0 + kUmQ cos Qt).

п ри

Выбрав для упрощения такое начало отсчета времени, котором ф 0 = 0, получим I — Im cos (&У + т ф cos Qt),

где Щ = kU m a — Аф — максимальное отклонение фазы от линейного закона, называемое индексом фазовой модуляции. Индекс фазовой модуляции, как и коэффициент глубины модуляции т, зависит от амплитуды низкой частоты. На рис. 127 показаны зависимость фазы от модулирующего 9 о

Рис.

127.

Колебания,

модулированные

по

фазе.

напряжения и колебание, модулированное по фазе. Пунктирной линией отмечено основное колебание. Из графиков видно, что с увеличением фазы модулированное колебание опережает по фазе основное, а при уменьшении фазы — отстает от него. Изменение фазы приводит к изменению частоты, так как при опережении фазы частота должна увеличиваться, а при отставании фазы — уменьшаться. Закон изменения частоты можно определить по уравнению (133): © = dq>/dt — d(u>o +

cos Q.t)/dt — co0 — m^Q sin S3/ =

= co0 — А со sin Qt, где Am = т ф £2 = k Q U m a — девиация частоты или максимальное отклонение частоты от начального значения.

Из этих выражений следует, что при фазовой модуляции прямой пропорциональности между девиацией частоты и, амплитудой модулирующего колебания не наблюдается.! Девиация частоты зависит от частоты модуляции и различна на разных модулирующих частотах. При частотной модуляции частота колебаний меняется по закону модулирующего напряжения: со = и 0 + здесь со л = kua = kUmq cos Ш характеризует отк'лоне-1 ние частоты от начального значения. Величина Дсо = KUMA, представляющая максималь-' ное отклонение частоты от среднего значения, называется девиацией частоты. В моменты максимальной громкости частота увеличи-i вается, в моменты минимальной — уменьшается. При этом меняется фаза колебаний. Определим фазу колебаний для данного случая. Из уравнения (133) Ф = ^ соdt — jj (©о t -f Дсо cos Qt) dt = w0t-\- (Дсо/Q) sin Ш -f ф 0 . Полагая для упрощения ф 0 = 0, получаем ф ' = оУ -f- (Дсо/Й) sin Qt = со0/ -f mf sin Qf.

(134)

Следовательно, фаза колебаний меняется по иному закону, чем частота, и не пропорциональна амплитуде модулирующего напряжения. Максимальное отклонение фазы от линейного закона Дф = Дсо/О = mt

(135)

равно индексу частотной модуляции m j и зависит не только от амплитуды модулирующего напряжения, но и от частоты модуляции. На основании уравнения (134) частотномодулированные колебания можно представить следующим образом: i — Im cos

Ф

= /

т

cos (a0t + т} sin Q/).

Форма частотномодулированного сигнала внешне похожа на колебание, модулированное по фазе (рис. 128), однако законы изменения частоты в том и другом случаях различны. Так, если фаза меняется по закону sin Q/, т о частота — по закону cos Q/ и наоборот. Взаимная связь частотной и фазовой модуляций позволяет превращать один вид модуляции в другой, что и используется на практике в косвенных методах модуляции,

когда первоначально осуществленную фазовую модуляцию превращают в частотную. Частотный спектр частотно- и фазовомодулированных колебаний. Исследования показали, что частотно- и фазовомодулированные колебания являются сложными и могут быть представлены бесконечным рядом составляющих (гармоник) различных частот, амплитуд и фаз. Частотный спектр колебаний оказывается шире и только в некоторых частных случаях равен спектру при амплитудной модуляции. В частотном спектре колебаний при амплитудной модуляции каждой гармонике модулирующего сигнала соответствует пара боковых частот с о 0 ± й , при частотно- и фазовомодулированных колебаниях (при модуляции одним тоном) появляется бесконечно большое число пар боковых частот t o 0 ± n Q , где п = 1 , 2 , 3... Если же модулирующее колебание содержит гармоники, то частотный спектр усложняется и появляются более сложные комбинированные боковые частоты. Амплитуды несущей и боковых частот зависят от индекса модуляции и номера боковой частоты. С увеличением индекса модуляции амплитуда несущей частоты уменьшается, но не монотонно, а периодически и при некоторых индексах оказывается равной нулю. Амплитуда первой боковой частоты при небольших индексах модуляции сначала возрастает, но при дальнейшем увеличении индекса периодически уменьшается. Амплитуды высших боковых частот появляются при больших индексах модуляции и периодически изменяются с ростом индекса. С увеличением порядкового номера боковой частоты ее амплитуда уменьшается, что позволяет ограничить частотный спектр колебаний и определить его ширину, учитывая те частоты, амплитуда которых составляет определенный процент от амплитуды режима молчания (например, 5 или 10%). Однако оказывается, что следует учитывать только те боковые частоты, номер которых меньше индекса модуляции, т. е. при фазовой модуляции "max < Щ при частотной птах < mf. Частотные спектры частотной и фазовой модуляций, несмотря на принципиальное сходство, имеют некоторые отличия. Так, частотный спектр фазовомодулированных колебаний расширяется с увеличением частоты модуляции за счет увеличения интервалов между боковыми частотами. Ширина частотного спектра ЧМ почти не изменяется с рос-

том частоты модуляции, но уменьшаются индекс модуляции • и число боковых частот, а также меняется соотношение] между их амплитудами. На рис. 128 показаны спектры фазовомодулированных' колебаний при постоянном индексе т ф и различных час-] тотах модуляции, а на рис. 129 — спектры частотномоду-1 лированных колебаний при различных частотах (а еле-] довательно, и при индексах модуляции). Ширина реаль-1 ного спектра частотно- и фазовомодулированных колебаний ЧМ

ФМ

t

т Т 1 1 т 1 т 1 1 1 Т t ^

F- 15кги,

F15кгц F-15KZU,

f

F-бкгц

А ь ы л т т А .

•Til IT TlllTt F-бкги

Р=3нгц

ilk

т т Т 1 1 Ы т 1 М Т т т

ff

f

Рис. 128. Частотные спектры ФМ колебаний.

F-Зкгц

г

f

f

f

Рис. 129. Частотные спектры ЧМ колебаний.

зависит от индекса модуляции. Различают два вида модуляции: узкополосную ( т < I) и широкополосную ( т > I). При узкополосной модуляции необходимо учитывать только первую пару боковых частот с о 0 ± Я , поэтому ширина полосы будет такой же, как и при амплитудной модуляции, т. е. \F&2FB, где AF — полоса частот, занимаемая модулированным колебанием; FB — верхняя частота модуляции. При широкополосной модуляции полоса значительно шире, так как учитывают все боковые частоты, порядковый номер которых меньше индекса модуляции. Верхней частотой модуляции является частота F'B — nmaxFB = mFB, где т — индекс модуляции. Тогда ширина частотного спектра AF = 2 F'B = 2 mFB.

Для частотномодулированных колебаний т — m f и д/. = 2 m f F B — 2 A / m a x ; для фазоиомодулированных колебаний т = т Ф ; AF = Чпц FB = 2 Д ф £ в . Из указанных выражений можно сделать вывод, что при частотной модуляции основная ширина полосы частотного спектра зависит от девиации частоты, т. е. пропорциональна амплитуде модулирующего напряжения, и не зависит от частоты модуляции. При фазовой модуляции ширина полосы зависит и от амплитуды модулирующего напряжения (так как от нее зависит девиация фазы Дф), и от частоты модуляции. Зависимость полосы от частоты модуляции — крупный недостаток фазовой модуляции по сравнению с частотной, он делает невыгодным практическое использование фазовомодулированных колебаний. С х е м ы ф а з о в о й м о д у л я ц и и . Фазовая модуляция на практике используется как предварительная ступень для последующего превращения в частотную. Принцип фазовой модуляции основан на получении боковых частот, сдвинутых по фазе относительно колебаний несущей частоты на 90°. В результате сложения боковых частот и несущей получаются колебания, модулированные по фазе. Н о при этом возникает паразитная амплитудная модуляция. Рассмотрим блок-схемы, с помощью которых осуществляют фазовую модуляцию (рис. 130). Напряжение несущей частоты от генератора 1 (рис. 130, а) через усилитель 2 поступает на фазовращающее устройство 5, сдвигается по фазе на 90° и подается на смеситель б. На балансный модулятор 3 приходит напряжение несущей частоты и низкой частоты от обычного модулятора 4. На выходе балансного модулятора появляются колебания боковых частот со0 ± Q без несущей частоты. Эти колебания поступают на смеситель 6, и в его нагрузке возникают колебания несущей и боковых частот, сдвинутых по фазе на 90°. Результирующие колебания будут модулированы по амплитуде и фазе. Д л я устранения паразитной амплитудной модуляции применяются амплитудные ограничители 7. Анализ схем фазовой модуляции показывает, что указанное фазомодулирующее устройство может дать максимальную девиацию Аф = ± 9 0 ° , но с большими нелинейными искажениями из-за нарушения прямой пропорциональности фазы и модулирующего напряжения. Следовательно, девиацию фазы необходимо выбирать не более 25—30°, а индекс фазовой модуляции т ф < 0,5 (девиация частоты

m F A/max = v min = 0 , 5 F m l n ) . Д л я увеличения индекса! модуляции и девиации частоты применяют многократное! умножение частоты, в результате чего несущая частота, ] т ф и А/ увеличиваются в п раз. Может оказаться, ч т о ! потребуется очень низкая несущая частота генератора.1

Рис. 130. Блок-схемы передатчиков с ФМ: а —без преобразования частоты; б—с умножением и преобразованием частоты. К схеме а: / — высокостабильный генератор несущей частоты; 2 —буферный усилитель; 3 — балансный модулятор; 4 — обычный модулятор; 5 — фазоьращающее устройство; 6 —смеситель; 7 — амплитудный ограничитель; 8 — умножители частоты; 9—-усилители мощности модулированных колебаний. К схеме б: I — фазовый модулятор; 2, 4 — умножители частоты; 3 — смеситель; 5 — гетеродин.

Д л я нормальной работы частота генератора должна быть в несколько раз больше частоты модуляции. Кроме многократного умножения, преобразованием частоты приходится понижать несущую частоту с тем, чтобы обеспечить достаточно высокую частоту генератора и нужную частоту на выходе. Частота преобразуется по тому же принципу, что и в супергетеродинных приемниках, однако девиации фазы и частоты не снижаются. На рис. 130, б показана блоксхема передатчика с фазовой модуляцией с умножением и преобразованием частоты.

Необходимость в многократном умножении и преобраз о в а н и и частоты делает схемы и конструкции передатчик о в с фазовой модуляцией сложными и дорогими. Схемы частотной модуляции. Существуют и применяются на практике два метода частотной модуляции — косвенный и прямой. Косвенный метод заключается в преобразовании фазовой модуляции в частотную. С этой целью в схеме фазовой модуляции необходимо пол учить на выходе такие модулированные колебания, у которых девиация фазы была бы обратно пропорциональна частоте модуляции, как при частотной модуляции, для которой справедливо условие (135): Аф =

Лсо/Я.

При выполнении данного условия девиация частоты будет прямо пропорциональна амплитуде модулирующего колебания и частота будет изменяться по закону этого колебания, т. е. СО —

0)о

kUтЯ

COS Я /

=

С00 +

А(0 c o s

Qt.

Преобразование легко осуществить, если на вход фазового модулятора подать не первоначальное модулирующее напряжение, а напряжение, преобразованное таким образом, чтобы после фазовой модуляции можно было получить колебания с частотой, меняющейся по закону нд. Если обозначить преобразованное модулирующее напряжение через ti2 (О, т 0 П Р И фазовой модуляции ф = w0t + Ф1 = = со0/ + ku2 (t) и частота со = dq>!dt = со0 + kdu2 (t)/dt. Д л я выполнения условия (135) необходимо, чтобы kdu2 ( t ) / d t = Acocos Qt, тогда „ (л — Г ^ ® . cos Qtdt = — J

k

Ш

sin Qt = U2m sin Qt.

Следовательно, связь модулирующего напряжения и а и напряжения и2 (t) должна быть следующей: и2 ( f ) = = j uadt, т. е. преобразование модулирующего напряжения на входе фазового модулятора заключается в его интегрировании. Преобразование производится с помощью интегрирующих цепей, напряжение на выходе которых пропорционально интегралу от входного напряжения. Таким образом, передатчик с частотной модуляцией, построенный по принципу косвенной модуляции, отличает315

ся от передатчика с фазовой модуляцией наличием интег- \ рирующей цепи на выходе амплитудного модулятора. Косвенный метод частотной модуляции дает высокую стабильность несущей частоты, так как в генераторе осу- s ществляется кварцевая стабилизация частоты. Однако] сложность схемы передатчика, необходимость многократного деления и умножения частоты ограничивают применение данного метода частотной модуляции в передатчиках малой и средней мощностей. Косвенные методы применяют-] ся в мощных стационарных радиопередатчиках. При прямых методах модуляции изменение частоты достигается прямым воздействием на контур генератора. Основным недостатком прямых методов является низкая стабильность несущей частоты. Несмотря на это, прямые методы модуляции широко используются в практике, так как позволяют осуществить глубокую широкополосную модуляцию при незначительном усложнении схемы передатчика. В настоящее время основное применение нашли схемы модуляции с реактивными лампами, предложенные в 1927 г, А. Л . Минцем и в дальнейшем усовершенствованные Г. В. Брауде и другими учеными. Передатчик с реактивной лампой имеет частотный модулятор, воздействующий на генератор. Реактивной лампой называют такую схему (рис. 131, а), в которой вследствие обратной связи сдвиг фаз между напряжением на сетке и на аноде осуществляется в идеальном случае на ± 9 0 ° . В таком режиме участок анод — катод лампы эквивалентен некоторому реактивному сопротивлению, величина которого зависит от напряжения на электродах. При изменении напряжения на одном из электродов (например, на сетке) с частотой модуляции меняется реактивность лампы, а следовательно, и частота генератора, к контуру которого подключена лампа. Реактивная лампа может представлять собой емкостное или индуктивное сопротивление в зависимости от величины и характера сопротивлений делителя Z, и Z 2 . Эквивалентное сопротивление лампы на участке анод — катод при Z 2 > Z X Z a да Z 2 / Z j S c p = \ / К о с S c p = U m j 7 U l , где коэффициент обратной связи реактивной лампы Ко с да

Zjz2

да 0 , 0 4 - ^ 0 , 0 7 .

рассмотрим два основных случая работы лампы. Первый случай: Z , = 1//мС 0 ; Z 2 = г 2 = R„ (рис. 131, б). Тогда Z9 = ja>C0R0/Sc р = /coLg. Лампа эквивалентна некоторой индуктивности, которая зависит от параметров делителя и средней крутизны: La =

f]zz

С0/?0^СР-

11

Ml

ч ь н фF *

\

а

>

Ута.

1

Umg ?а,

L

г;

^ Рис.

131.

Реактивная

е) лампа:

а, б, в —схемы реактивной лампы; г — векторная диаграмма токов и напряжений в индуктивной лампе; д — векторная диаграмма токов и напряжений в емкостной лампе; е — модуляционная характеристика при частотной модуляции.

Второй случай:

Z1 — 21=R0;

Z2 = — —

(рис.

131,в).

Тогда Z9 = 1 //соС0 R0 S c p = 1 //соС э . Лампа эквивалентна емкости, которая зависит от параметров делителя и средней крутизны: С э = C 0 R 0 S o p . На рис. 131, г, д приведены векторные диаграммы токов и напряжений в лампе для указанных двух случаев работы. Модуляционной характеристикой при частотной модуляции называют зависимость (рис. 131, е) A f a / f „ = Ф (£мод)> где £ мод — напряжение модуляции, подаваемое на одну из сеток лампы (обычно управляющую); Afa/fH — относительная девиация частоты. Д л я неискаженной модуляции требуется, чтобы модуляционная характеристика реактивной лампы была линей317

ной. Кроме того, к реактивным лампам предъявляются бования возможно большей и постоянной в диапазоне Д( s ции частоты и возможно меньшей паразитной амплитудна модуляции, которая возникает из-за того, что реактив лампа вносит в контур генератора активное сопротивле] изменяющее амплитуду тока. Схемы модуляции с реактивными лампами обла недостаточно высокой стабильностью несущей частоты rei ратора, что обусловлено дополнительным дестабилизир

Рис. 132. Схёма с двухтактным частотным модулятором.

щим влиянием реактивной лампы. Это влияние вызываете^ непостоянством анодного тока / а 1 лампы из-за нестабиль ности напряжения питания. Д л я ослабления этого дестабилизирующего влиянш применяют двухтактную схему модулятора (рис. 132) в которой используют две реактивные лампы — емкостнук (Jli) и индуктивную (Л 2 ). Напряжение модуляции подаете) на сетки ламп в противофазе, а аноды подключены парал лельно контуру генератора. Колебания напряжений питания действуют на обе лампь синфазно, в результате чего изменения частоты, вызванньн этими" колебаниями, взаимно компенсируются. При 9TOS ослабляются также и паразитная амплитудная модуляция и модуляция фоном переменного тока. Девиация частоты в двухтактной схеме примерно в два раза больше, чем в однотактной. Д л я повышения крутизнь модуляционной характеристики в схемах с реактивным1 318

лампами следует использовать только фиксированное на чальное смешение управляющей сетки. В ряде случаев схемы "с реактивными лампами не могут обеспечить требуемой стабильности частоты генератора. Необходимость получить более высокую стабильность частоты привела к применению автоматической подстройки нес у щ е й частоты (АГ1Ч), которая заключается в автоматическом изменении частоты генератора в направлении, обратном первоначальному изменению, вызванному деста-

Рнс. 133. Блок-Схема передатчиков с частотной модуляцией л с автоподстройкай частоты: а —простой; б — сложной: / — частотный модулятор; 2 —генератор; 3 — буферный усилитель; 4 — дискриминатор; 5 — фильтр; 6 — смеситель; 7—кварцевый гетеродин.

билизирующими факторами. Д л я этой цели в схему передатчика вводится дискриминатор, преобразующий изменение частоты генератора в «напряжение ошибки», величина и знак которого зависят от отклонения несущей частоты от номинального значения. «Напряжение ошибки» действует на частотный модулятор, который изменяет частоту генератора, возвращая ее к первоначальному значению. Система автоподстройки частоты должна реагировать только на медленные изменения частоты, вызванные дестабилизирующими факторами, и не должна срабатывать при изменениях частоты, обусловленных модуляцией. Д л я этого на выходе дискриминатора устанавливается фильтр низких частот с большой постоянной времени, подающий на частотный модулятор медленные колебания напряжения ошибки, вызванные медленными изменениями частоты генератора. В простейшей системе автоподстройки (рис. 133, а) стабильность частоты поддерживается недостаточно высокой, так как она зависит от эталонных свойств колебатель-

ного контура, дискриминатора 4, которые не выше, чец, у контура генератора 2. На практике применяют бол^ сложную систему АПЧ с кварцевым гетеродином и смесите, лем (рис. 133, б). На смеситель 6 подаются несущая частота и высокостабильная частота гетеродина 7, в результате Й выходе смесителя получают более низкую разностную частоту: ее колебания поступают на вход дискриминатора 4, преобразуются в напряжения ошибки и через фильтр j воздействуют на частотный моду.

Если частота генератора 2 бу. дет номинальной, то напряжение ошибки должно быть равно нулкх При отклонениях частоты генератора появляется напряжение ошищ ки того или иного знака в зависимости от знака абсолютной расстройки частоты генератора. -Ш Рис. 134. ПринципиальРассмотренные схемы частотно ная схема частотного момодуляции с реактивными ламп! дулятора с полупроводми широко используются на част< никовым диодом. тах до 60—70 Мгц. При дальне! шем повышении частоты начинает сказываться влияш собственных емкостей и времени пролета электроное \ лампе, отчего изменяются фазовые соотношения в схеме i нарушается ее нормальная работа. 1 Частотные модуляторы на полупроводниковых прибо pax. В последние годы в качестве частотных модуляторо начали применять схемы с полупроводниковыми диодам! и транзисторами. Эти модуляторы можно использовать на частотах до нескольких сотен мегагерц. Кроме того, мальи габариты и вес таких модуляторов делают особенно целесообразным их применение в схемах подвижных и малогаба ритных передатчиков. Схемы модуляции, использующие полупроводниковые управляющие элементы, отличаются простотой, широким диапазоном регулировки частоты, высокой крутизной управления частоты и малой потребляемой мощностью. В качестве модуляторов ЧМ используют полупроводниковые диоды, варикапы и реактивные каскады на транзисторах, подобные схемам реактивных ламп. На рис. 134 показана принципиальная схема частотного модулятора с полупроводниковым диодом. В этой схемч д и о д £ с реактивным элементом хр подключается параллель-

цо контуру генератора L, С. В качестве реактивного элемента используется емкость С р или индуктивность L p . Модулирующее напряжение «<> подводится к диоду и изменяет угол отсечки 0 его анодного тока. При этом будут изменяться и внутреннее сопротивление диода R[ = = = ф (0), а следовательно, и величина эффективной реактивности, подключаемой к контуру, и несущая частота. При увеличении угла отсечки 0 время подключения реактивного элемента к контуру генератора увеличивается и частота его колебаний уменьшается. При уменьшении 0 происходит обратное явление. В результате влияния, оказываемого цепью D, х р , параметры контура меняются: эквивалентное сопротивление R э и добротность Q уменьшаются, а собственная частота контура изменяется. Чем больше вносимое цепью D, дгр сопротивление г в п по сравнению с сопротивлением одиночного контура г, тем сильнее вредное шунтирующее влияние управляющей цепи на контур и тем хуже стабильность частоты генератора. Ухудшение стабильности частоты генератора — основной недостаток модуляторов с полупроводниковыми элементами. Чтобы ослабить влияние на контур шунтирующей цепи диода, желательно уменьшить коэффициент включения р. Девиация частоты в таком частотном модуляторе пропорциональна квадрату коэффициента включения, зависит от режима работы диода, его параметров, параметров контура и реактивного элемента. Частотные модуляторы на варикапах. Широкое применение получили схемы частотных модуляторов на варикапах. Как уже указывалось (§ 15),-варикапы имеют нелинейную зависимость барьерной емкости от обратного напряжения диода. Меняя это напряжение по закону модулирующего напряжения, осуществляют частотную модуляцию, подключив диод к контуру генератора. Девиация частоты в этом случае зависит от изменения барьерной емкости, которая не зависит от частоты и температуры: А/д =

!_ ЛС 2 /а •

г

Де / П ) С„ — несущая частота и емкость контура в исходНом режиме; АС — максимальное изменение емкости конИ

Зак. 2(9

3 2 1

тура от величины С„, вызванное барьерной емкостью вагикапа. На рис, 135 показана схема подключения варикапа к контуру генератора L, С. Емкость С 1 б л является блокировочной для токов выса кой частоты и имеет большое сопротивление для моду* рующего сигнала. На более высоких частотах подключа

Рис. 135. Схема частотной модуляции с варикапом.

дополнительно. дроссель ВЧ Lnp. Исходное запирающее напряжение на варикап Е0 устанавливается с помощью потенциометра R. Модулирующее напряжение подается с модуляционного трансформатора Тм. Частотные модуляторы с реактивным каскадом. В этих каскадах, аналогичных реактивным лампам, параллельно участку эмиттер — коллектор подключается делитель Z b Z 2 (рис. 13G, а), сопротивления которого вызывают фазовый сдвиг на 90° между напряжением на коллекторе ик и первой гармоникой коллекторного тока. Одно из сопротивлений должно быть реактивным, а второе — активным. Величины сопротивлений должны быть несоизмеримы ( Z 2 > Z j ) . Возможно также включение сопротивлений 1 Х и Z 2 на участках коллектор — эмиттер и коллектор — база (рис. 136, б). В этом случае функции сопротивления Z 2 может выполнить емкость перехода коллектор — база. Отличиями транзисторных реактивных каскадов являются малое входное и выходное сопротивления и большее влияние значительных по величине емкостей р-л-переходов.

На рис. 137 показана схема реактивного каскада с контуром генератора L, С, в котором Z 2 = R2, а = 1/сиС Девиация частоты осуществляется изменением режима реактивного каскада модулирующим напряжением. На

Гг :

1—* 0Z2

^

б)

Рис. 136. Схемы реактивных каскадов: q — с делителем на участках эмнпер — база и база — коллектор: б —с делителем на участках эмиттер — коллектор и база — коллектор.

схеме рис. 137 это напряжение подается на участок эмиттер — база. Для ослабления шунтирующего влияния выходного сопротивления каскада на контур генератора применяют

Рис. 137. Схема

реактивного каскада с контуром

генератора.

его частичное подключение к контуру, при этом снижается девиация частоты, которая, как и у реактивных ламп, зависит от изменения тока первой гармоники транзистора А / ь контурного тока генератора / к , и коэффициента подключения реактивного каскада к контуру генератора р\ Д/ д = О . б р М У / к , В схеме реактивного каскада (рис. 137) С р 1 и С р 2 разделительные конденсаторы (емкость С р 1 выбирается П*

323

достаточно большой и не влияет на работу делителя R г , С Тм — модуляционный трансформатор, L, С — элементу5 контура генератора, L n p l и Lnv>2 — Дроссели высокой? частоты в цепях базы и коллектора. § 43. О Д Н О П О Л О С Н А Я

МОДУЛЯЦИЯ

Однополосная модуляция (ОМ) — один из наиболее перспективных современных методов модуляции. Впервые1 на возможность такой модуляции указал В. М. Шулейкин в 1915—1916 г., однако практическое осуществление одноt

11111111111 , ъ-Ъ % %*Ft f

l l l l l l > ; f»+F> f

Рис. 138. Частотные спектры колебаний при обычной однополосной; модуляции.

полосной модуляции вызвало целый ряд технических труд-] ностей, преодолеть которые оказалось возможным только в последние годы. Принцип действия однополосной модуляции заключает-! ся в том, что в передатчике из всего частотного спектра, полученного при амплитудной модуляции и равного по ширине удвоенному спектру управляющего сигнала, выделяется одна боковая полоса частот, колебания которой излучаются передающей антенной. На рис. 138 показаны частотные спектры колебаний AJV1 и ОМ при работе с верхней боковой полосой модуляции. Таким образом, при ОМ спектр высокочастотных модулированных колебаний имеет ту же ширину, что и спектр управляющего (модулирующего) сигнала. Принципиально ОМ можно осуществить по следующей блок-схеме передатчика (рис. 139). В передатчик входят генератор 1, специальный (балансный) модулятор 2, обычный модулятор 3, фильтры боковой полосы 4 и усилители модулированных колебаний 5. Генератор вырабатывает колебания высокой частоты, которые поступают на балансный модулятор и модули-

-укугся колебаниями низкой частоты. Схема балансного Модулятора построена так, что на его выходе появляются верхней нижней боковых частот, несущая же к олебания частота почти полностью подавляется. Напряжение боковых частот поступает на систему фильтров, которые подавляют одну (нижнюю) боковую полосу частот и подают напряжение второй (верхней) боковой полоси частот на усилители модулированных колебаний. Последние усиливают мощность верхней боковой полосы частот до заданной велиf ^ r F e ) fH+(F^FB) чины и передают ее в антенну. Для приема таких колебаний и воспроизведения F^Fi модулирующей частоты необходимо наличие несущей частоты, которая -«осстанавливается в приемнике Рис. 139. Блок-схема передатчика с однополосной модуляцией. с помощью специального гетеродина. При отсутствии колебаний несущей частоты в приемнике воспроизвести модулирующий сигнал невозможно, так как в детекторе отсутствуют биения несущей и боковых частот, в результате которых возникают частоты модуляции. Частота / г гетеродина приемника должна точно соответствовать несущей частоте /„, в противном случае появятся сильные искажения и прием сделается невозможным.Расхождение частот fr и / „ не должно превышать 20— 50 гц. Это требует весьма высокой стабильности несущей частоты передатчика и гетеродина приемника: не более 1()-в -i- Ю - 7 в диапазоне коротких волн (на частотах порядка 30 Мгц). Для получения колебаний несущей частоты в приемнике антенна передатчика должна излучать не только колебания верхней боковой полосы частот, но и небольшую часть мощности несущей частоты. Эти колебания, называемые пилотсигналом, имеют амплитуду, составляющую 15—20% от максимальной. Мощность пилот-сигнала должна быть такой, чтобы сигнал несущей частоты не заглушался собственными шумами приемника. Обеспечить более высокую стабильность частоты гетеродина приемника можно путем автоматической подстройки частоты с помощью пилот-сигнала.

К однополосной передаче предъявляется важное требование — подавлять н и ж н е ю боковую полосу частот. Подавление легко осуществить с помощью фильтров, но только тогда, когда боковые полосы — нижняя и верхняя — достаточно удалены друг от друга по частоте. При работе на коротких волнах и несущей частоте порядка единиц Д десятков мегагерц боковые полосы частот различаются на сотые доли процента и их разделение практически невозможно. Подавление одной боковой полосы в значительной сте-1 пени уменьшает помехи, создаваемые соседними по частоте радиостанциями. В то же время на месте частотного спектра подавленной боковой полосы можно сформировать в т о р о е однополосный канал передачи другого управляющего сигнала, причем на ширине спектра AM будут передаваться два сообщения, а это приведет к значительному увеличе-1 нию линий связи при том же спектре частот. Так как ОМ вдвое сокращает полосу частот, занимаемую? излучением передатчика, то применяют многоканальную! передачу, т. е. одновременно с телефонным осуществлютш несколько телеграфных каналов. Несмотря на это, общая i полоса, занимаемая передатчиком, будет незначительно! превышать полосу частот двухполосной передачи. Трудности осуществления высококачествен! о О М п р и - i вели к тому, что реальные схемы передатчиков ОМ в з н а - 1 чительной степени отличаются от принципиальной блок-1 схемы (рис. 139). В современной технике однополосной связи применяются три основных метода: фильтровый (многократная балансная модуляция), фазокомпенсационный и фазофильтровый. Рассмотрим кратко принципы построения этих методов. Фильтровый метод. Принцип этого метода заключается : в последовательном увеличении несущих частот с целью удаления боковых полос друг от друга по частоте, что облег-; чает условия фильтрации одной боковой полосы. На рис. 140 показана блок-схема передатчика, построен-! ного по фильтровому методу, а на рис. 141 — спектральные диаграммы, поясняющие этот метод. На первый балансный модулятор БМ1 подаются модулирующий сигнал AF = FH FK от модулятора и колеба- ! ния первой поднесущей частоты F. Величина этой частоты, вырабатываемой высокостабильным генератором Г1, выбирается в зависимости типа фильтра Ф1, его фильтрующих способностей и величины ниж-

„ей частоты модуляции F n . При использовании многозвенных L, С-фильтров F < (304-40) кгц, кварцевых — / 7 < (1004-200) кгц и электромеханических — , F < ( 0 , 5 - М , 0 ) Мгц. Выбор частот F должен обеспечить хорошую фильтрацию и выделение после фильтра Ф1 верхней полосы частот AFBl = ( F + F^)-~(F + FB). Эта полоса вместе со второй более высокой поднесущей частотой f 2 подается на второй

i BMi

(^rFg) Ф1

f3+fz<-F+(FH±FB) БМ2

Фг

Е Г1

Г2

БМЗ

н ГЗ

УМ

т

Рис. 140. Блок-схема передатчика с фильтровым методом ОМ.

МодулируюсциИ сигнал ли

Г

На выходе Iбалансного модулятора (6М1)

—-f -—f

На выходе [ фильтра (Фт) — t F+FUF+FB ^ На выходе /7 балансного модулятора (5/12) А

т.

На выходе // фильтра (Ф£) На выходе!!! балансного модулятора (в^з)

r ^ (ФЗ) - t t r На выходе^О! Vфильтра Принятый сигнал в приемнике I

f

-

Сигнал в приемнике после детектирования ^ f / ^ F F

+

H Fg

Рис. 141. Спектральные диаграммы фильтрового метода

ОМ.

балансный модулятор БМ2, на выходе которого включен второй фильтр Ф2, выделяющий полосу A Fb2 = { f t + F + F J + fa + F +

FB).

Так как f2 — порядка сотни килогерц и выше, то относительная расстройка верхней и нижней боковых полос увеличивается. На третий балансный модулятор подается Полоса A F u 2 , и третья поднесущая частота f3 — порядка 327

мегагерц. Фильтр Ф 3 на выходе модулятора БМЗ выделяет боковую полосу Л^вз -

(/з +

h

+

F

+

FJ

Ч- ( / з +

/, +

F + FJ,

]

которая поступает в усилители мощности УМ и далее в антенну. В случае необходимости получения пилот-сигнала несущая частота f„ = /3 + f2 + F синтезируется в системе балансных модуляторов и фильтров I и подается на усили-1 тель мощности. Поднесущие частоты f2, f3 и т. д. выбирается такими,! чтобы их гармоники не лежали бы в полосах пропускания фильтров. Д л я повышения стабильности несущей частоты генера-] торы поднесущих частот должны иметь высокую стабиль- i ность частоты. Лучшие результаты дает использование одного опорного кварцевого генератора, из частоты которого с помощью' умножителей и делителей получают все поднесущие час-] тоты. Преимуществами фильтрового метода ОМ являются:] 1. Сильное подавление побочных частот. 2. Возможность работы в диапазоне частот, для чего! генератор последней поднесущей частоты должен допускать' ее перестройку. 3. Возможность осуществления многоканальной передачи, при которой в каждой боковой полосе формируется! независимо друг от друга несколько телефонных или телеграфных каналов связи. Недостатком фильтрового метода является сложность^ схемы. Однако, несмотря на сложность, этот метод являет- : ся основным в области магистральной связи, так как дает наиболее эффективное подавление нерабочей боковой полосы по сравнению с другими методами ОМ. Фазокомпенсационный метод. Этот метод построен на подавлении несущей частоты и нерабочей полосы. Принцип действия этого метода можно пояснить на простейшей блок-схеме, представленной на рис. 142. Входной сигнал на подается на два балансных модулятора Б Ml и БМ2, причем сигнал, поданный на БМ2, сдвигается по фазе на 90° с помощью фазовращателя ФВ1. К БМ1 и БМ2 подводятся также колебания несущей частоты со,,, так же сдвинутые по фазе на 90° с помощью высокочастотного фазовращателя ФВ2. С выхода балансных модуляторов напряжения и1 и и2 подаются на суммирую-

щ\'Ю схему Б , в которой образуется однополосный сигнал и 'подавляются нерабочая боковая полоса и несущая часюта; действительно, в простейшем случае при модуляци о д н о й частотой Q Еыходные напряжения модуляторов буду соответственно равны: иу = Um sin Q/ sin сон^ = 0,5£/ m [cos (сон + Q)t — — cos (сон — «2 = U т cos Qt cos io„t — 0 , 5 U m [cos ((oH -f Q)/ + -f cos (co„ —

Рис. 142. Блок-схема формирования однополосного сигнала по фазокомпенсационному методу.

В суммирующей схеме образуется верхняя боковая полоса "вых =

"l +

"2 =

U m COS (0> н

+

Преимуществами этого метода являются возможность формирования однополосного сигнала непосредственно на рабочей частоте и отсутствие необходимости в сложных фильтрах. Однако эффективность работы передатчиков ОМ, использующих этот метод, с точки зрения подавления нерабочей полосы в сильной степени зависит от симметрии схемы балансных модуляторов и точной работы фазовращателей, особенно фазовращателя ФВ1 низкой частоты, который должен быть широкополосным и давать постоянный сдвиг фазы во всей полосе частот модуляции. Трудность обеспечения эффективного подавления нерабочей боковой полосы яляется крупным недостатком этого метода ОМ.

Фазофильтровый метод. В этом методе используютс элементы и фильтрового и фазокомпенсационного мет< дов ОМ. На рис. 143 показана блок-схема формирования одноп лосного сигнала, состоящая из двух балансных модуляторо БМ1 и БМ2, на которые подаются модулирующее напряж ние uq и сдвинутые на 90° колебания поднесущей ча тоты Сдвиг фазы осуществляется фазовращателем ФВ1. f выходе балансных модуляторов высокочастотные напряж

Рис. 143. Блок-схема формирования однополосного сигнала по фазо фильтровому методу. I

ния будут сдвинуты по фазе на 90° и после прохождения фильтров Ф1 и Ф2 не балансные модуляторы БМЗ и БМ4 поступают колебания верхних боковых полос, сдвинутые по фазе на 90°, как в фазокомпенсанионном методе. Затем производится дальнейшее формирование сигнала с помощью поднесущей частоты / 2 , н е выхода суммирующей схемы на усилитель мощности подается одна рабочая боковая полоса. Преимуществом этого метода по сравнению с фазокомпенсационным является отсутствие широкополосных фазовращателей низкой частоты. По сравнению с фильтровым методом к фильтрам нижних частот Ф / и Ф2 предъявляются менее жесткие требования в отношении крутизны частотной характеристики на граничной частоте. Однополосная модуляция, широко применяемая для коммерческой радиосвязи на коротких волнах и в телевидении, обладает следующими важными преимуществами. 330

1. При однополосной модуляции амплитуду колебаний боковой полосы можно принять равной амплитуде колебаний режима максимальной мощности при той же номинальной мощности ламп в выходной ступени передатчика, в то время как при обычной передаче амплитуда огибающей высокочастотного колебания, от которой зависит громкость приема, не может быть принята (даже при т = 100%) большей амплитуды несущей частоты. Таким образом, отношение амплитуд тока в антенне при однополосной и обычной передачах следующее: /лгпах/т/Ан = /Ан (1 +/П>//И/ Лн = (1 + т ) / т « 2. 2. Уменьшение полосы частот, излучаемой антенной передатчика, позволяет вдвое уменьшить полосу пропускания приемника, при этом уменьшается уровень внутренних шумов, что приводит к увеличению отношения сщ-нал/шум. 3. При однополосной модуляции не сказываются селективные замирания, являющиеся значительной помехой радиоприему. 4. Средняя мощность, потребляемая однополосным передатчиком, оказывается меньше, чем при обычной передаче (примерно на 20—30%). Это объясняется отсутствием излучения в режиме молчания и уменыцением потребляемой мощности в этом режиме. 5. Расчеты показывают, что однополосная модуляция дает 16—20-кратный энергетический выигрыш по сравнению с амплитудной. В то же время однополосная связь имеет ряд существенных недостатков, вызванных необходимостью обеспечения высокой стабильности частоты передатчика и гетеродина приемника, а также высокой точностью восстановления подавленной несущей в приемнике. Эти обстоятельства, а также трудности формирования однополосного сигнала в передатчике и его детектирования в приемнике приводят к значительному усложнению приемиопередающей аппаратуры и к ее высокой стоимости. 1. Требование высокой стабильности несущей частоты и точности ее восстановления в приемном тракте (до 1—2 гц при высококачественном радиовещании и до десятков герц в радиотелефонии) приводит к значительному усложнению аппаратуры, особенно при связи с быстролетящими объектами, когда проявляется эффект Допплера и частота принимаемого сигнала оказывается зависимой от направления движения объекта и его скорости и когда требуются переда-

ча пилот-сигнала и автоподстройка по нему частоты ге родина. 2. Требование высокой линейности усилительного граь та передатчика и недопустимость применения умножителей частоты приведут к следующему. Необходимость снижения нелинейных искажений вызвана зависимостью среднего значения огибающей однополс ного сигнала от напряжения модуляции и снижением сред

Рис. 144. Схемы балансных модуляторов: а — принципиальная с модуляцией в цепи управляющей сетки; б — кольцевого модулятора.

него уровня по сравнению с AM колебанием, средний уровень которого зависит только от режима несущей частоты. В результате усиление однополосного сигнала с низким средним уровнем требует высокой линейности начального ; участка модуляционной амплитудной характеристики, что j затруднено в режиме II рода. Расширение спектра однополосного сигнала за счет нелинейных искажений особенно сильно влияет при много-1 канальной передаче, что еще более ужесточает требование j к линейности усилительного тракта передатчика. 3. Усложнение приемно-передающей аппаратуры делает ] в ряде случаев (например, в радиовещании) неоправданным 1 применение ОМ с экономической точки зрения. Балансный модулятор. Рассмотрим принцип действия j балансного модулятора (рис. 144, а). Модулятор состоит из двух усилителей, включенных последовательно с на332

грузкой. Напряжение несущей частоты / подается на сетки ламп в фазе, поэтому колебания этой частоты в анодной цепи будут взаимно компенсироваться. Модуляция в усилителях осуществляется на защитные или управляющие сетки ламп в противофазе, что приводит (как в обычной двухтактной схеме) к удвоению мощности боковых частот на выходе. Таким образом, на выходе модулятора появится удвоенный ток боковых частот, а колебания несущей частоты будут в значительной степени подавлены (в зависимости от степени симметрии схемы). Эти соображения можно подтвердить следующим образом: ток первого плеча схемы г'а = / а „ и +

/ а , в (1 +

Ш COS

Ш) COS

at]

ток второго плеча И = II

н+

/а, н [ 1 +

т COS (Qt + Я ) ] COS соt,

результирующий ток в нагрузке 'а рез =

'а —

С = Л / а „ н + А / а , „ COS at

+

+ 0,5m (/;, „ + /а", н) [cos (со + Q) t + cos (со—£2) /], где. Н — /a„H

Л/а1н==/а,н

Iа0 hj

/а,

При полной симметрии схемы: Iа„ н =

/а0 н ~

Iаа\

/ а , н — ! а , н — ^ а , н>

тогда ' а рез

=

т/

а . н COS ( ©

+

Q) / +

m/

3 l

„ COS (й) — Q )

t.

(136)

Уравнение (136) подтверждает, что в составе анодного тока в нагрузке существуют колебания боковых частот с амплитудой, примерно вдвое большей, чем при обычной модуляции. В модуляторах, кроме ламп, применяются полупроводниковые диоды. Наиболее широкое распространение получила схема кольцевого модулятора (рис. 144, б). В ней диоды 1 и 2 образуют обычный балансный модулятор, на который несущая частота подана в фазе, а модулирующая — в противофазе. Диоды 3 и 4 образуют второй балансный модулятор. В результате совместной работы обоих модуляторов'на выходе системы получаются боковые частоты основной модулирующей частоты со + £2, а гармоники этих частот в значительной степени подавляются.

Д л я успешной работы и подавления несущей часто к балансным модуляторам предъявляются требования стр той симметрии схемы и идентичности параметров активных элементов плеч. § 44. ТЕЛЕГРАФНАЯ

МАНИПУЛЯЦИЯ

Общие сведения. Манипуляция применяется при передачах телеграфных сигналов (радиотелеграфия) черно-белых изображений (фототелеграфия) и в буквопечатании. При радиотелеграфии управление высокочастотными колебаниями передатчика осуществляется кодом Морзе, в котором каждая буква состоит из коротких (точек) и длинных (тире) сигналов, разделенных паузами. Если принять длительность точки за т, то длительность тире составит 3 т, пауза между знаками — т, между буквами — 3 т и между словами — 5 т. При такой манипуляции колебания в антенне представляют посылки высокочастотных колебаний постоянной амплитуды, длительность которых соответствует длительности сигналов кода Морзе. Следовательно, данную манипуляцию можно изобразить как такой вид амплитудной модуляции, при которой амплитуда колебаний меняется по прямоугольному закону управляющего сигнала (рис. 145, а, б). Амплитудную манипуляцию можно выполнить вручную телеграфным ключом и автоматически (быстродействующая работа) специальным механизмом — трансмиттером. При ручной работе скорость передачи не превышает 20— 25 слов в минуту, при быстродействующей — доходит до 500 слов, а при использовании фототрансмиттеров — до 1000 и более слов в минуту. Сигналы при ручной работе принимают на слух. Такая линия связи в меньшей степени подвержена помехам, и прием сигналов возможен даже в случае, если отношение сигнал/помеха равно единице. Кроме указанных видов манипуляции, на практике широко применяют буквопечатающую передачу, осуществляемую телеграфным аппаратом с использованием равнозначного кода Бодо (пяти-, шести- или семизначного), в котором каждая буква представляет собой комбинацию из указанного числа импульсов одинаковой продолжительности положительной или отрицательной полярности. При буквопечатающей передаче используются стартстоп334

лые буквопечатающие телеграфные аппараты типа СТ, в которых в начале передачи буквы дается дополнительный импульс «старт», а в конце — «стоп». При фототелеграфной работе передают неподвижные черно-белые изображения, причем излучение антенной происходит при передаче белого поля, а пауза соответствует передача черного.

D

Рис. 145. Форма сигналов при манипуляции: о — манипулирующий сигнал; 6 — амплитудноманипулированный сигнал; тональномодулированный сигнал.

в—

Кроме распространенной амплитудной манипуляции, применяются манипуляция тональномодулированными колебаниями, частотная и фазовая. При работе тональномодулированными колебаниями высокочастотные посылки, соответствующие сигналам кода Морзе, модулируются тоном низкой частоты 400—1000 гц (рис. 145, б). Основное преимущество такой работы — возможность приема колебаний любым приемником, в то время как для приема незатухающих колебаний на слух в приемнике должен быть второй гетеродин, создающий биения с сигналами промежуточной частоты, подаваемыми на детектор.

Недостатками этого вида работы являются меньшая м о ц Л ность (а значит, и дальность действия) по сравнению с р а Я ботой незатухающими колебаниями и более широкая полоса частот. Схемы амплитудной манипуляции. Амплитудная манипуляция осуществляется изменением напряжений на электродах ламп передатчика таким образом, что в момент! нажатия ключа подается нормальное напряжение и передат чик работает, а при отжатом ключе, во время пауз, ламщ передатчика запираются и излучение сигнала прекра щается. В передатчиках малой и средней мощностей мани пуляция телеграфным . ключом производится опера тором. В передатчиках большой мощности, предназначенных для быстродействующей автоматической работы, буквопечатающей передачи и фототелеграфии, манипуляция выполняется автоматическими устройствами: трансмиттерами, телеграфными и фототелеграфными аппаратами, расположен ными в радиобюро, находящемся на значительном расстоя нии от передающего центра (до 30—50 км). Телеграфные сигналы, вырабатываемые указанными устройствами, представляют импульсы тока одинаковой или противоположно полярности. Импульсы по проводной линии связи подаются в передатчик на манипуляционное реле, которое своими контактами производит соответствующие переключения в цепях передатчика. При работе на больших скоростях вме сто механических реле применяются электронные: они яв ляются ламповыми или транзисторными схемами, позво ляющими переключать напряжения питания во много ра быстрее механических реле. Амплитудная манипуляция нежелательна в генераторе и буферном усилителе передатчика, потому что она связана с резким изменением режима работы лампы, а это приводит к нестабильности частоты. С другой стороны, манипуляция в мощных оконечных усилителях также нежелательна, так как потребует переключения высоких питающих напряжений. По этим причинам манипуляцию лучше выполнять в промежуточных усилителях, которые непосредственно не связаны с генератором и напряжения питания которых невелики. Манипуляция принципиально возможна как в цепях высокочастотного сигнала, так и в цепях постоянных напряжений питания.

Однако включение контактов реле (или ключа) в цепи частоты не позволит осуществить качественный цепей из-за значительной емкости разомкнутых контактов, представляющих небольшое сопротивление током высокой частоты, поэтому основное распространение получили схемы манипуляции в цепях питания электродов лампы усилителя. В зависимости от того, в цепи каких электродов изменяются напряжения, различают манипуляцию в цепях управляющей, экранной и защитной сеток и анода. высокой разрыв

Рис. 146. Схема манипуляции в цепи управляющей сетки.

%

я* JL

Наибольшее распространение получили схемы манипуляции в цепи управляющей сетки, где токи и напряжения невелики, что облегчает работу контактов манипуляционного реле. Лучшие результаты дает схема манипуляции, в которой достигается полное запирание лампы при отжатом ключе. В этой схеме (рис. 146) на сетку лампы при нажатом ключе (контакт / замкнут) подается нормальное смещение с участка а — б потенциометра R„, при отжатом ключе (замкнут контакт 2) на сетку лампы подается напряжение — £ g l , достаточное для запирания лампы (с участка а—в потенциометра). Резистор R предотвращает короткое замыкание потенциометра при нажатом ключе. При телеграфной работе тональномодулированными колебаниями в одном из промежуточных усилителей передатчика применяют схему амплитудной модуляции звуковой частоты. Колебания этой частоты получают или от лампового генератора, включаемого при тональной работе, или от силового генератора повышенной частоты, питающего передатчик. Частотная манипуляция. Частотная манипуляция используется для быстродействующей и буквопечатающей работы с большими .скоростями в линиях магистральной

связи. При частотной манипуляции передатчик излучает и i во время посылок, и во время пауз; такую манипуляцию иногда называют работой с активной паузой. А м п л и т у Я | колебаний посылок и пауз одинакова, но частота отличается на несколько сотен герц. Во время передачи посылок антенна^ передатчика излучает колебания частоты f u во время пауз f 2 . Несущей частотой передачи называется средняя частота fB — 0,5 { f i + fi), а девиацией частоты — разность между частотой посылки и несущей: л / = А — / н = 0,5 (Д — /а).

Частотная манипуляция обладает важными преимуществами перед амплитудной. При частотной манипуляции мощность излучения увеличивается примерно вдвое, так как работа происходит без пауз; это увеличивает дальность действия и повышает надежность работы линии радиосвязи. Кроме того, частотная манипуляция позволяет повысить скорость передачи, которая ограничена в схемах амплитудной манипуляции переходными процессами, возникающими при включении и выключении цепей передатчика. В результате форма телеграфных посылок искажается. В схемах' частотной манипуляции передатчик непрерывно работает с полной мощностью и переходные процессы при переключении с одной частоты на другую сказываются незначительно. Важным преимуществом частотной манипуляции являет-г ся большая помехозащищенность, связанная, во-первых, с применением специальных схем приема, позволяющих ослабить влияние помех, и, во-вторых, с меньшим влиянием замираний при распространении радиоволн. Установлено, что частотная манипуляция дает 4—9-кратный выигрыш по мощности по сравнению с амплитудной. Недостатком частотной манипуляции нужно считать необходимость иметь специальный приемник. Схемы частотной манипуляции. Основными требования-^ ми, предъявляемыми к схемам частотной манипуляции^ являются высокая стабильность несущей частоты.^, а с л е | довательно, и частот посылки и паузы / 2 , высокая с т а | бильность девиации частоты Д/ и отсутствие побочных излу-j чений, что уменьшает помехи соседним радиостанциям.] Основное применение на практике получили схемы час-] тотной манипуляции с кварцевым генератором, частота которого меняется путем изменения одного из параметров кварцевого резонатора (рис. 147).

Лучшие результаты дает регулировка емкости кварце держателя с помощью дополнительной последовательной или параллельной индуктивности (рис. 147). При такой регулировке можно получить нужные и достаточно стабильные .девиацию частоты и несущую частоту. Величина последовательной (в некоторых схемах параллельной) индуктивности регулируется реле или реактивной лампой, которая, в свою очередь, управляется манипуляционным сигналом. Схемы частотной манипуляции с кварцевыми генераторами были предложены А. А. Магазанником в 1944 г.

Рис. 147. Схема частотной манипуляции с регулировкой частоты кварцевого генератора дополнительной индуктивностью.

В современных схемах в качестве регулируемой индуктивности обычно используются реактивные лампы. В последние годы появился еще один вид манипуляции с активной паузой — фазовый. При фазовой манипуляции излучение осуществляется на одной частоте и при посылках, и при паузах, но с разными фазами. Фаза колебаний при посылке отличается от их фазы в моменты пауз на заданную величину (например, 180°, 120°, 90° и т. д.). Фазовая манипуляция при фазовом сдвиге в 180° имеет такую же ширину полосы, как и амплитудная, но с подавленной несущей частотой. При сдвиге фаз, не равном 180°, наблюдается перераспределение энергии между верхней и нижней боковыми полосами, что позволяет повысить эффективность однополосной передачи, используя боковую полосу с большей мощностью. Многоканальная телеграфная работа. В магистральной радиосвязи широкое распространение получили системы Двухканального частотного (ДЧТ) и фазового (ДФТ) телеграфирования. В системе Д Ч Т излучение производится попеременно на одной из четырех частот, причем каждая пара частот соответствует одному двоичному сигналу (посылка — пауза) различных источников информации.

При такой манипуляции два манипулирующих устрс ства (телеграфный аппарат, электронно-вычислительнь машины и др.) должны работать синхронно, обеспечиЕ точное совпадение конца передачи посылки первого кана на одной частоте с началом передачи на другой, отведенг для второго канала. В системе Д Ф Т каждому каналу передачи двоично сигнала соответствуют свои сдвиги фаз. Всего используе четыре значения сдвига: 0; 90°; 180° и 270°. Системы Д 1 и Д Ф Т позволяют значительно повысить пропуски^ способность линий радиосвязи.

Глава И М П У Л Ь С Н А Я

М О Д У Л Я Ц И Я

X В

Р А Д И О П Е Р Е Д А Ю Щ И Х

У С Т Р О Й С Т В А Х

§ 45. О Б Щ И Е С В Е Д Е Н И Я ОБ И М П У Л Ь С Н О Й

МОДУЛЯЦИЯ

Импульсную модуляцию широко используют в диапа зоне СВЧ, в радиолокации, радиорелейной многоканаль ной связи и др. Основное преимущество импульсной свя зи — возможность многоканальной радиосвязи, когда одн передатчик одновременно передает десятки и сотни разк образных сигналов. Простейшая (однократная) импульсная модуляция ис пользуется в передатчиках РЛС, где колебания СВЧ моду лируются по амплитуде периодической последовательность» прямоугольных видеоимпульсов с одинаковыми и постоян ными параметрами. Такая модуляция непригодна при и.\ пульсной радиотелефонной или телевизионной передаче когда импульсные высокочастотные сигналы должны отр жать закон управляющего сигнала. В этом случае ИСПОЛЕ зуется так называемая двукратная импульсная модуляци? при которой периодически последовательность п р я м о у п ш ных импульсов является исходной, а передача нужног управляющего сигнала осуществляется изменением параметров исходной последовательности импульсов по закон) этого сигнала. В зависимости от того, какой из параметров импульсов меняется, различают три основных вида модуляции: 1) ал

плитудно импульсную; 2) широтно-импульсную; 3) фазовои М пульсную.

Амплитудно-импульсная модуляция. При амплитудноимпульсной модуляции (АИМ) амплитуда периодической [ последовательности импульсов меняется по закону управляющего сигнала. На рис. 148, а, б, в показаны исходная последовательность видеоимпульсов, модулирующий сигнал и модулированные видеоимпульсы. В приемном устройстве модулированные радиоимпульсы детектируются в видеоимпульсы, амплитуда которых меняется по закону управляющего сигнала. Особенность частотного спектра таких импульсов заключается в том, что, кроме основных составляющих спектра, отстающих друг от друга на частоту следования F, около каждой из них появляются частотные спектры модулирующего сигнала (рис. 148, д). Полезный сигнал выделяется фильтрами нижних частот, образующих низкочастотный спектр из общего спектра видеоимпульсов. Основной недостаток АИМ — низкая помехозащищенность ввиду невозможности использовать амплитудные ограничители. Схема АИА1 (рис. 149) состоит из генератора периодической последовательности прямоугольных видеоимпульсов и собственно модулятора, преобразующего амплитуду импульсов по закону управляющего сигнала. Полученная последовательность модулированных импульсов подается на генератор С В Ч . Частота следования и длительность импульса влияют на число каналов, которые можно использовать при одной передаче, потому что чем больше период следования и чем меньше длительность импульса, тем больше импульсов различных каналов можно разместить между импульсами основного канала. Полоса пропускания, необходимая д л я неискаженного прохождения радиоимпульсов, зависит от их длительности. Если длительность импульсов — порядка нескольких микросекунд, полоса пропускания составит несколько мегагерц. Поэтому для импульсной передачи необходимо использовать С В Ч . Широтно-импульсная модуляция. При широтно-импульсной модуляции (ШИМ) ширина (длительность) импульса меняется по закону управляющего сигнала (рис. 150, а, б). Известны два вида модуляции: односторонняя, когда смещается один из фронтов импульсов, например задний, и двухсторонняя, когда смещаются оба фронта, как показано на рис. 150, б,

И Л - О Л Л Л Л Ц .

ь

t

в)

Рис.

148.

Амплитудно-импульсная

модуляция:

а - периодическая последовательность прямоугольных видеоимпульсов- б - м о дулнр ющий сигнал; в - модулированные по амплитуде видеоимпульсы- < • ,модулированные радиоимпульсы; а - частотный спектр модулированных видеоимпульсов.

itlFrrtf,

Рис. 149. Блок-схема амплитудно-импульсной

Т \ Г

ШИМ to

Хо

.

I

ii

I I

ФИМ I

ij

i -*+—

iI

-»+•i

1

!l

i

11

Ц- н ! 11

1

i_LLii_LLl

i

модуляции.

h i

L U

Рис. 150. Графики импульсномодулированных видеоимпульсов: а — модулирующий сигнал; б — широтномодулированные видеоимпульсы; в — фазовомодулированные видеоимпульсы; г — образование фазовомодулированных импульсов из широтномодулированных.

Изменение длительности импульсов в зависимости величины модулирующего сигнала приводит к основнои недостатку ШИМ — необходимости выбора полосы nponj кания высокочастотного тракта по длительности самой короткого импульса. Это требует расширения полосы прс пускания, увеличивает уровень помех на входе приемника i ограничивает глубину модуляции.

ппппппп

А Л Л

U бы*

ГПИ

Iй"

3

Р

г

X

1 1

т

\г

Рис. 151. Схема широтно-импульсной модуляции.

В схемах ШИМ длительность выходных импульсов должна линейно зависеть от величины модулирующего напряжения, а импульсы должны иметь прямоугольную форму. Д л я получения таких импульсов применяют известные из импульсной техники схемы переменной задержки импульсов во времени, использующие метод сравнения, причем опорным напряжением сравнения служит напряжение модуляции. Анализ указанных схем выходит за рамки курса, поэтому разберем лишь принцип действия простейшей схемь ШИМ (рис. 151). В этой схеме в цепь управляющей сетки вводят пилообразное напряжение и 0 от соответствующего генератора' ГПИ, а в цепь катода (на сопротивление R K ) подают модулирующее напряжение uq. В статическом режиме, когда отсутствуют напряжения и а и «я, подбором напряжений питания анода Е & и экранной сетки E g 2 добиваются такого положения, при котором в лампе проходит только экранный ток, а анодный равен 644

нупю, при этом на управляющей сетке лампы действует исходное отрицательное смещение Egi —

/?к-

При подаче на сетку пилообразного напряжения потенциал сетки относительно катода будет увеличиваться и, когда он достигнет величины Е 3 а п , лампа откроется и через нее пройдет импульс анодного тока, длительность которого определяется временам, пока напряжение на сетке больше запирающего. Импульс тока появляется в каждый период пилообразного напряжения, длительность импульса т будет постоянной. Форма импульсов, если не приняты специальные меры, будет треугольной. Д л я получения импульсов, близких к прямоугольным, увеличивают высоту импульсов и ограничивают их сверху. Ограничение в рассматриваемой схеме осуществляется за счет сеючного тока, который появляется при положительном напряжении на сетке и создает на сопротивлении Rgl (рис. 151) дополнительное отрицательное смещение, компенсирующее рост пилообразной составляющей. Поэтому результирующее напряжение на сетке, а следовательно, и анодный ток после уровня ограничения остаются почти постоянными, образуя плоскую вершину импульса. При подаче в цепь катода модулирующего напряжения «а результирующее напряжение egl на участке сетка — ^атод будет слагаться из трех составляющих: egl = ип + Egl +

иа.

Среднее значение пилообразного напряжения будет меняться с частотой модуляции Q, интервалы времени прохождения анодного тока через лампу окажутся уже неодинаковыми и будут меняться, совершая полный цикл изменений за период модуляции. Таким образом, после ограничения получается последовательность прямоугольных импульсов, модулированных по длительности, которая меняется от т т 1 п до т г а а х . Фазово-импульсная

модуляция. При фазово-импульсной

модуляции (ФИМ) длительность и амплитуда импульса поддерживаются постоянными, а изменяется положение импульсов во времени, т. е. моменты их возникновения. Например, с увеличением модулирующего напряжения импульсы появляются тем раньше, чем выше напряжение: при уменьшении модулирующего напряжения импульсы запаздывают.

На рис. 150, а, в показаны модулирующий сигнал и мо, дулированные видеоимпульсы (пунктиром показано положение импульсов при отсутствии модуляции). Частотный спектр ФИМ подобен спектру АИМ и зависит от длительности импульсов. Основное преимущество фазово-импульсной модуляции — в ббльшей помехозащищенности ввиду возможности использования амплитудных ограничителей. Схемы фазово-импульсной модуляции строятся либо на принципе преобразования импульсов, предварительно модулируемых по длительности, либо на применении специальных электровакуумных приборов — электронных коммутаторов. В первом случае последовательность прямоугольных импульсов предварительно модулируют по длительности, т. е. осуществляют ШИМ, затем с помощью формирующих импульсных устройств (дифференцирующие цепи, контуры ударного возбуждения и т. д.) получают импульсы, временное положение которых определяется задним фронтом импульсов, модулированных по длительности (150, г). При использовании электронных коммутаторов, представляющих одну из разновидностей электроннолучевых трубок, предварительной модуляции по ширине не требуется. Однократная импульсная модуляция. Этот вид модуляции осуществляется периодической последовательностью видеоимпульсов с постоянными параметрами и большой скважностью. Длительность импульсов зависит от назначения передатчика и лежит в пределах от наносекунд до миллисекунд. При такой передаче резко увеличивается полоса частот, занимаемая передатчиком, поэтому работа осуществляется в диапазоне СВЧ, — от миллиметровых до метровых волн. При импульсной работе генератор СВЧ включается и вырабатывает радиоимпульс СВЧ за время длительности модулирующего видеоимпульса. В генераторах СВЧ на электронных лампах возможны два вида модуляции — на сетку и на анод. В генераторах магнетронного типа применяется только анодная модуляция. В клистронных передатчиках модулируется ускоряющее напряжение или напряжение на управляющем электроде. Модуляция на сетку заключается в том, что нормально запертая лампа отпирается периодической последователь3-16

лостью положительных видеоимпульсов модулятора. В моменты, когда лампа открыта, генератор вырабатывает и передает в антенну импульсы СВЧ. Модуляции на сетку присущи следующие недостатки: 1. Увеличение потерь в анодной цепи в связи с появлением термотока сетки, который в импульсных лампах оказывается значительным вследствие большой мощности накала и близкого расположения сетки к катоду (особенно велик термоток в лампах с оксидным катодом). 2. Уменьшение электрической прочности ламп, поскольку в процессе работы (и при передаче импульса, и в паузы) на аноде действует полное напряжение питания, понижающее электрическую прочность деталей лампы и вакуума. Несмотря на возможность применения маломощного модулятора, из-за указанных недостатков модуляция на сетку используется редко. При модуляции на анод в моменты пауз генерация отсутствует, так как напряжение на аноде лампы равно нулю. В моменты работы генератора на анод лампы подается импульс высокого напряжения от модулятора. Преимущества модуляции на анод состоят в следующем: 1. Величина импульсного анодного напряжения может быть взята значительно больше постоянного, так как отсутствие электрического поля в паузах между импульсами в несколько раз повышает электрическую прочность лампы. Увеличение анодного напряжения позволяет в сотни и тысячи раз повысить номинальную мощность лампы в импульсном режиме по сравнению с непрерывным. 2. Отпадает надобность в большом отрицательном смещении в цепи сетки. Основная особенность модуляции на анод заключается в необходимости использовать высоковольтный модулятор. Блок-схема и классификация импульсных модуляторов. Импульсные модуляторы, используемые при модуляции на анод, должны создавать последовательность мощных высоковольтных импульсов, необходимых для нормальной работы генератора СВЧ. В большинстве схем передатчиков СВЧ применяются мощные модуляторы, управляемые пусковыми синхронизирующими импульсами. Модуляторы состоят из источников питания, накопителя энергии и коммутатора (ключа) и различаются по типам накопителя энергии и коммутатора. В процессе работы

энергия источников питания во время пауз накапливается в накопителе и отдается генератору СВЧ в моменты передачи импульсов. Энергия накопителя .управляется специальным коммутирующим устройством. Общая блок-схема импульсного модулятора приведена на рис. 152, а. Различают модуляторы с емкостными и индуктивными накопителями; в модуляторах первого типа в качестве на• / 1 1 1

Еа

\\ t ,

а) /

0

t

I

/

\ \ \

г ч Ю •

'

ч

tr

t в)

Рис. 152. Импульсный модулятор: а — блок-схема: 1 — накопитель; 2— источники питания; 3 — коммутатор; 4 — подмодулятор (может отсутствовать); б —диаграмма работы коммутатора на замыкание; в — диаграмма работы коммутатора на размыкание (пунктиром показаны диаграммы реального коммутатора).

копителеи используются конденсаторы и искусственные! длинные линии, в модуляторах второго типа — катушки индуктивности. Емкостные накопители накапливают электрическую энергию при разомкнутом коммутаторе (в паузы между им- < пульсами) и отдают ее генератору при замкнутом (в моменты передачи импульса). В индуктивных накопителях энергия накапливается в магнитном поле катушки при замкнутом коммутаторе и отдается генератору при разомкнутом, когда разрыв тока в катушке вызывает появление большой э. д. с. самоиндукции. Диаграммы работы коммутатора на замыкание и размыкание показаны на рис. 152, б, в. В качестве коммутаторов, позволяющих осуществить быструю коммутацию больших токов (сотни ампер) и напряжений (десятки киловольт), используются искровые вращающиеся разрядники, вакуумные лампы и газонаполненные приборы — тиратроны и тригатроны, а также нелинейные индуктивности. Искровые вращающиеся разряд-

никп, тиратроны, тригатроны и нелинейные индуктивности называются «мягкими», а вакуумные лампы — «жесткими» коммутаторами. В «мягких» коммутаторах можно управлять только началом процесса разряда, подавая соответствующий положительный импульс на сетку тиратрона или поджигающий импульс на тригатрон. Начавшийся разряд уже нельзя прервать, и он продолжается до тех пор, пока напряжение на газовом промежутке не уЛадет до величины напряжения потухания. Такой характер работы коммутатора приводит к полному разряду накопителя. Преимущества «мягких» коммутаторов — простая конструкция, меньшие габариты и вес при очень больших мощностях и больший к. п. д. из-за малого внутреннего сопротивления газового промежутка в моменты проводимости тока. Недостатки их — трудность получения строго прямоугольной формы импульса (длительность импульса и его форма зависят от длительности разряда, которая определяется только цепью разряда, и не зависят от импульса, управляющего начало разряда), а также невозможность работы на размыкание. Лучшую форму импульса можно получить, используя в качестве накопителя искусственную длинную линию. «Жесткие» коммутаторы могут быть использованы и при замыкании, и при размыкании. Кроме того, длительность и форма импульсов, формируемых в схемах с такими коммутаторами, зависят от управляющих импульсов, действующих на сетке лампы-коммутатора. Лампы можно использовать в схемах с частичным разрядом накопителя и в усилителях импульсов.' Недостаток «жестких» коммутаторов — необходимость в значительных напряжениях для запирания ламп и большое внутреннее сопротивление ламп (последнее приводит к потере мощности и снижению к. п. д.). Нелинейные индуктивности — наиболее современный и перспективный тип коммутатора, они позволяют осуществить модулятор без электронных ламп. Нелинейные индуктивности" применяются с емкостными накопителями, работающими в режиме полного разряда. Требования, предъявляемые к импульсным модуляторам. Модуляторы характеризуются параметрами выходного импульса (его формой, временем нарастания и спада, изменением амплитуды), внутренним сопротивлением и величинами импульсной и средней мощностей.

Чтобы получить генерируемый высокочастотный импульс близким к прямоугольному, видеоимпульс, вырабатывавмый модулятором, также должен быть близким к прямоугольному. Это особенно важно при модуляции магнетронных генераторов, где требуется высокая крутизна фронтов нарастания и спада модулирующих импульсов т: * „ = (0,1 -г- 0,2)т; / с -

(0,1 4 0,3) т.

Высокая крутизна фронта нарастания увеличивает точность фиксации времени начала импульса, а следовательно, и точность определения координат объектов. Высокая крутизна фронтов в магнетроне необходима еще и потому, что генерация колебаний зависит от величины анодного напряжения (см. § 36), причем при постепенном увеличении Е а магнетрон переходит от колебаний более высокого порядка (с большим п) к колебаниям более низкого порядка (с малым л). Поэтому при медленном нарастании напряжения в магнетроне могут возникнуть нежелательные колебания высокого порядка. Д л я получения только противофазных колебаний при установившемся анодном напряжении последнее должно нарастать достаточно быстро. Важное значение в магнетронных генераторах имеет величина нестабильности амплитуды импульса АЕ, которая приводит к изменению генерируемой частоты. Величина допустимого изменения амплитуды зависит от типа и режима работы магнетрона и не должна превышать 2 — 5 % . | Нагрузка модулятора. Нагрузкой модулятора является цепь постоянного тока генератора СВЧ. В магнетронах сопротивление постоянному току сильно меняется с изменением анодного напряжения. При отри-* цательном анодном напряжении магнетрон тока не приводит и его сопротивление бесконечно велико. Когда 0 < £ a < £ a m l n , ток магнетрона меняется в пределах 0 - ^ / a m l n и сопротивление магнетрона Я М = EJ/а

=

mln/1 a mtn-

При £ a > £ a m i n в магнетроне возникает генерация, ток резко увеличивается, а сопротивление падает в 20— 30 раз: RМГ = Е* Ntla N < Ям.

В триодных генераторах сопротивление нагрузки модутакже определяется величиной постоянной составл я ю щ е й анодного тока в моменты генерации, когда £ а > О И /?Г = E J 1 а 0 . лятора

§ 46. И М П У Л Ь С Н Ы Е М О Д У Л Я Т О Р Ы С ЧАСТИЧНЫМ Р А З Р Я Д О М НАКОПИТЕЛЯ И ЭЛЕКТРОННЫМИ КОММУТАТОРАМИ

В модуляторах с частичным разрядом в качестве накопителя энергии применяются конденсаторы, зарядные индуктивности и искусственные длинные линии, а в качестве коммутирующих элементов — импульсные модуляторные лампы.

а)

•

V

Рис. 153. Эквивалентные схемы импульсных модуляторов с емкост* ным накопителем: • а " параллельная; 6 — последовательная.

Модуляторы с частичным разрядом позволяют получать короткие импульсы с хорошей формой, близкой к прямоугольной, и обеспечивают наиболее высокую частоту их следования. Недостатком этих модуляторов является трудность получения больших мощностей, так как модуляторные лампы рассчитаны на сравнительно небольшие коммутируемые токи. Кроме того, к параметрам импульса подмодулятора, запускающего модулятор, предъявляются жесткие требования в отношении формы импульса, который управляет моментами замыкания и размыкания цепи разряда. Рассмотрим принцип действия и примеры построения схем модуляторов с емкостным накопителем. На рис. 153 приведены варианты эквивалентных схем модуляторов с накопительной емкостью С н .

В этих схемах емкость накопителя С н заряжается от источника питания через большое зарядное сопротивление Rз«(20—30) Rr, где Rr — сопротивление генератора постоянному току. Возможны два варианта включения нагрузки Rr: 1. Сопротивление R r не входит в цепь заряда (рис. 153, q)j при этом медленный заряд С„ происходит через Ra с постоянной времени заряда т 3 = R3C„, а разряд — через последовательно-параллельное соединение сопротивлений R Rr и Ra, где R0 — внутреннее сопротивление открытой модуляторной лампы постоянному току. Постоянная времени разряда т р = С н (R0 + Rr)RJ(Ro

+ Rt + Rs) ~ CU(R0 +

RT),

- так как Ra > R0 -f Rr2. Сопротивление Rr входит в цепь заряда Сн (рис. 153, б), который происходит через сопротивление Rз Rг. Разряд происходит через сопротивление Rr + [RoRJiRo

+ RJ]&Rr

+ Ro,

как и в предыдущей схеме. Применение каждого из вариантов связано с тем, какой из электродов генератора заземлен. В некоторых схемах триодных генераторов и в магнетронных схемах заземляется анод, а катод находится под полным анодным напряжением относительно земли. Заземление анода в магнетронах конструктивно удобнее, так как анод непосредственно связан с фидером или волноводом с заземленной наружной оболочкой. В данном случае лучше применять схему рис. 153, б, в которой на нагрузке получается импульс отрицательной полярнссти. При заземленных катодах следует использовать схему рис. 153, ,а потому, что она позволяет получить положительный относительно земли импульс анодного напряжения. Рассмотрим работу основных схем модуляторов, построенных по типу схемы с последовательным соединением накопительной емкости и генератора СВЧ. Схема модулятора с шунтирующим сопротивлением. В этой схеме, представленной на рис. 154, параллельно генератору СВЧ (в данном случае генераторному триоду) подключено шунтирующее сопротивление R & (10-М5) Re, которое обеспечивает цепь заряда конденсатора С н при 352

снятом анодном напряжении, когда сопротивление генерат о ра бесконечно велико. При отсутствии импульса на сетке лампа модулятора заперта большим отрицательным смещением — Egl (рис. 155) и конденсатор заряжается до близкого к Е0 напряжения « с , да(0,98—1)£0. При отпирании лампы модулятора положительным импульсом ее внутреннее сопротивление резко падает до небольшой величины R 0 и конденсатор С н начнет разряжаться

на нагрузку через модуляторную лампу, при этом напряжение на конденсаторе начнет уменьшаться до ис2, а на лампе генератора появится импульс анодного напряжения, необходимый для генерации высокочастотного импульса, как показано на рис. 155. На форму импульса, образованного на нагрузке, большое влияние оказывает паразитная емкость С 0 , которая слагается из выходной емкости ламп модулятора С в ы х м и генератора (или магнетрона) СВЫхг, емкости монтажа и емкости вторичной обмотки накального трансформатора относительно его сердечника (С 2 ): С 0 = С х + С2 да (30 Ч- 150) пф, где Cl

=

^вых

м

^вых Г

Смонт*

Наличие емкости С 0 приводит к растягиванию фронта нарастания и спада импульса анодного напряжения, так как напряжение на нагрузке (т. е. на генераторе) установится только тогда, когда зарядится паразитная емкость. 12 Зак. 249

3 5 3

Кроме емкости С 0 , длительность фронта нарастания пульса также определяется внутренним сопротивление^ модуляторной лампы в момент проводимости: ^ н да2,5 CUR где 1/Я„ = (\/RB) + (1 /R) + (1 //?„) да 1/Я 0 . Спад заднего фронта импульса зависит от времени раз. ряда С 0 . Р а з р я д С0 будет проходить через параллельно соединенные сопротивления R и Rr, т. е. в основном будет определяться сопротивлением генератора Я г (т 0 даЗ C 0 /? r ) t поэтому даже после запирания лампы модулятора будет наблюдаться генерация, пока напряжение на емкости С0, т. е. анодное напряжение, не уменьшится до величины, при которой генерация невозможна. Спад амплитуды импульса вызван разрядом накопительной емкости в течение длительности импульса т: Ди = Е0 (1 — е т / т р) « Е0т/тр, Рис. 155. Графики на

сетке

нагрузке дуляторе

лампы и

на с

напряжений

модулятора

емкости

емкостным телем.

С

н

в

на мо-

накопи-

где т р да Сн (R0 + Я г )1 Емкость С„ выбирают из условия допустимого снижения напряжения Ди:

£ 0 т/Ди (R 0 + Я г ) да т/ 0 /Ды,

где / 0 д а £ 0 / ( Я 0 + Я г ) — ток во время импульса. Схема модулятора с корректирующим дросселем и диодом. Эта схема (рис. 156, а) позволяет ослабить влияние паразитной емкости С 0 на работу генератора и увеличить! крутизну заднего фронта импульса. В схеме параллельно генератору (в данном сучае, напри-1 мер, магнетрону) подключены дроссель L и высоковольтный! диод Д. Дроссель L и емкость С 0 образуют корректирующий 1 параллельный контур. В момент отпирания лампы модулятора произойдет ] разряд конденсатора С в через внутреннее сопротивление! лампы и дроссель L, при этом за время нарастания импульса! ток в дросселе не успеет заметно измениться и будет! весьма мал. 354

В дальнейшем этот ток будет нарастать по экспоненциальному закону и достигнет максимума в момент окончания импульса, когда лампа модулятора запрется и прекратится генерация магнетрона. Затем произойдет разряд паразитной емкости С0 через индуктивность L, в результате в контуре L, С0 образуются паразитные колебания, так как затухание контура будет весьма малым. При этом амплитуда напряжения на контуре будет даже больше анодного напряжения. Такие колебания напряжения недопустимы, так как приводят к паразитному возбуждению магнетрона.

Рис. 156. М о д у л я т о р с компенсацией влияния паразитной емкости С0: а — схема модулятора с дросселем и демпфирующим диодом; в — временные диаграммы напряжения на нагрузке; в — временные диаграммы тока в дросселе.

Д л я устранения колебательных процессов после спада основного импульса служит сглаживающий (демпфирующий) диод Д , который шунтирует контур в момент отрицательной волны колебательного напряжения и делает процесс в контуре апериодическим; в момент положительной полуволны диод тока не проводит и его сопротивление будет большим. На рис. 156, б, в приведены временные диаграммы напряжения ия на емкости С 0 и тока II в дросселе L. Сплошной линией показана форма анодного напряжения и тока дросселя в схеме с диодом, а пунктиром — колебательный процесс в контуре L, С0 при отсутствии диода. 12*

355

В этой схеме длительность фронта нарастания определяется, как и в предыдущей, но зато длительность спада значительно снижается — до 0,1 т. Д л я улучшения формы импульса и снижения tn повышают максимальное положительное напряжение на сетке лампы модулятора и тем самым ток заряда С 0 . Кроме рассмотренных схем, применяются другие варианты, например, с импульсным трансформатором, который устанавливается на выходе модулятора с целью изменения полярности модулирующего импульса, увеличения напряжения или согласования. При этом демпфирующий диод может не включаться, так как вследствие потерь в трансформаторе разряд паразитной емкости в конце импульса может оказаться апериодическим. Применение индуктивных накопителей менее распространено в практических схемах импульсных модуляторах вследствие низкого к. п. д. цепи заряда (до 50%) и неудовлетворительной формы импульса, отличной от прямоугольной. В то же время индуктивный накопитель позволяет значительно повысить амплитуду модулирующего импульса по сравнению с напряжением источника питания. Основными достоинствами режима частичного разряда емкостного накопителя являются: 1) хорошая форма модулирующего импульса, близкая к прямоугольной; 2) возможность получения большой частоты следования импульсов (до сотен килогерц). Недостатки этих модуляторов связаны с необходимостью применения значительных величин зарядных емкостей, трудностью получения больших мощностей, для чего приходится использовать параллельное включение нескольких ламп модулятора, что приводит к неустойчивой работе, а также с жесткими требованиями к форме импульса подмодулятора и возможностью использования только электронных коммутаторов. § 47. И М П У Л Ь С Н Ы Е М О Д У Л Я Т О Р Ы С П О Л Н Ы М Р А З Р Я Д О М НАКОПИТЕЛЯ И И О Н Н Ы М И КОММУТАТОРАМИ

Модуляторы с полным разрядом накопителя получили широкое распространение в мощных передатчиках. В качестве накопительного элемента в них используется искусственная длинная линия, а управление работой осуществляется «мягким» коммутатором. 356

К особенностям таких модуляторов относятся: 1) использование в качестве накопителя энергии искусственной Длинной линии, которая при разряде выдает прямоугольный импульс с длительностью, определяемой параметрами линии; 2) использование в качестве подмодуляторов простых и надежных генераторов поджигающих импульсов, которые управляют работой «мягких» разрядников: простота этих генераторов обусловлена отсутствием жестких требований к форме и длительности поджигающих импульсов; 3) получение больших мощностей, высоких напряжений и большого к. п. д. вследствие уменьшения внутреннего сопротивления коммутатора. Д л я использования этих возможностей в рассматриваемых схемах применяют колебательный или резонансный заряд линии от источника постоянного или переменного напряжения. Такой заряд накопителя, в отличие от заряда через активное зарядное сопротивление, позволяет получить высокий к. п. д. (до 95%) и почти удвоенное напряжение на зарядном элементе. Прежде чем перейти к описанию схем модуляторов, рассмотрим принцип действия простейшего модулятора с накопителем в виде длинной двухпроводной линии и зарядом через активное сопротивление. Если в схеме (рис. 157, а) линия была заряжена до напряжения источника Е0, то при ее разрядке, когда замыкается коммутатор К, процессы зависят от сопротивления нагрузки Ru V=R0+RT И волнового сопротивления линии р. При/?н р = р и замыкании коммутатора К. в линии возникают две волны с амплитудами 0 , 5 £ 0 , движущиеся в противоположных направлениях. Прямая волна, приходя в нагрузку i? H p = Р, полностью поглощается в ней; обратная волна, отражаясь от разомкнутого конца, возвращается к нагруженному концу и поглощается в нагрузке. В результате на нагрузке R „ v образуется импульс напряжения амплитудой 0,5Е 0 , длительность импульса определяется временем двойного пробега волны в линии т = 2 l/v, откуда длина воздушной линии / = 0,5 у т ^ 1 , 5 - 1 0 8 т . При т = = 1 мксек I = 150 м. На рис. 157, б показаны импульсы напряжения на генераторе при различных соотношениях R„ р и р ( Я „ Р = = Rr, так как / ? 0 < Я Г ) - При Я„ р =т^Р вместо одного импульса на нагрузке появляется ступенчатое напряжение, увеличивается длительность импульса или появляется

отрицательный выброс. В реальных схемах модуляторов вместо двухпроводных применяют искусственные линии, состоящие из эквивалентных сосредоточенных параметров? L, С. Длительность импульса, формируемого такой ли-' нией, зависит от величины параметров звена L и С и числа звеньев п: т = 2пУ LC.

Рис. 157. М о д у л я т о р с накопителем в виде длинной линии: • схема модулятора; б — графики напряжения в линии и нагрузке при различном соотношении нагрузки и волнового сопротивления линии.

Чем больше число звеньев, тем ближе свойства искусственной линии к двухпроводной. Увеличение числа звеньев улучшает форму импульсов, но при этом увеличиваются габариты линии. На практике число звеньев выбирают, исходя из заданных параметров импульса. Колебательный заряд накопителя. Недостатком схемы накопителя с зарядом от источника постоянного тока через активное зарядное сопротивление является низкий к. п. д. (до 50%) из-за потерь в зарядном сопротивлении. Кроме того, в такой схеме на нагрузке получается импульс напряжения с амплитудой, вдвое меньшей напряжения источника Е0. 358

Д л я повышения к. п. д. заряда (до 95%) и увеличения напряжения на линии (а следовательно, и на нагрузке) при том же напряжении источника Е0 применяют схемы заряда линии через катушку индуктивности. Такой заряд называется колебательным или резонансным. Принципиальная схема колебательного заряда линии, которую в процессе заряда можно заменить сосредоточенной эквивалентной емкостью С3 = пС, где С —емкость звена, а п — число звеньев, показана на рис. 158, а. При заряде линии через катушку L 3 напряжение на емкости С э нарастает до напряжения, большего напряжения источника, вследствие появ-

Рис. 158. М о д у л я т о р с колебательным зарядом накопителя: а — принципиальная схема; б — графики напряжений на накопителе i грузке.

ления колебательного процесса и влияния э. д. с. самоиндукции. Расчеты колебательного заряда емкости показывают, что «Сшах « (1,85—1,9) Е0. Индуктивность зарядного дросселя с емкостью линии образует контур с периодом собственных колебаний Т3 = = 2 я у Т С . Если период следования импульсов Т равен половине периода собственных колебаний, то замыкание коммутатора и разряд линии произойдут при максимальном напряжении иСтаУ[ж\,9 Е0 и напряжение на нагрузке будет вдвое меньше: £ а « ( 0 , 8 5 - ^ 0 , 9 ) Е0. На рис. 158, б показаны графики напряжения на линии и на нагрузке при Т„ = 2Т. Схема (рис. 158, а) требует синхронизации собственной частоты цепи заряда и частоты

следования. Действительно, если Т < 0,5 Т 3 , то разр? произойдет при меньшем напряжении линии, так как ния не успеет полностью зарядиться. Если Т > 0,51 то за время паузы между импульсами линия успеет к только зарядиться, но и начнет разряжаться, что та* приведет к снижению пряжения и нарушенк нормальной работы мо^ лятора. Д л я устранения дан ного недостатка применяют йсему с зарядным диодом (рис. 159, а), в которой заряд емкости происходит- через дроссель L3 и диод Д . Линия заряжает-. ся до напряжения и с m a t , не изменяющегося до мо-мента разряда, регулируемого коммутатором К (до замыкания коммутатора разряду емкости препятст-i вует диод). На рис. 159,6 показаны графики изменения напряжения на линии и нагрузке. Д л я нормальной работы схемы необходимо выполнить условия Т > 0,5 Т 8 . Наличие диРис. 159. М о д у л я т о р с колебательным зарядом накопителя через ода несколько увеличивает диод: потери и уменьшает мако — принципиальная схема; б— графики напряжения на накопителе и на- симальное напряжение до грузке, (1,7-41,8) Е0.

пгО

Кроме схем с зарядом искусственной линии от источника постоянного напряжения, широкое применение нашли схемы с зарядом от источника переменного напряжения. На рис. 160, а представлена принципиальная схема такого модулятора, а на рис. 160, б — временные диаграммы напряжений, поясняющие процесс формирования импульсов. З а р я д емкости происходит в первую четверть периода колебаний, после чего напряжение на ней остается постоянным. Коммутация в схеме должна осуществляться при отрицательном напряжении на диоде, так как в противном 360

случае произойдет короткое замыкание вторичной обмотки трансформатора через коммутатор. Это требует синхронизации частоты следования с частотой и фазой напряжения питания. В схеме рис. 160, а накопитель заряжается до напряжения, равного амплитуде зарядного напряжения во вторичной обмотке повышающего трансформатора, и работает с достаточно высоким к. п. д. (до 85—95%). Более совершенной является схема колебательного (резонансного) заряда переменным током, которая отли-

•

Рис. 160. Модулятор с з а р я д о м от источника переменного тока: а— принципиальная схема; б— графики напряжений на накопителе и нагрузке.

чается от схемы рис. 160 тем, что заряд производят через зарядную индуктивность L 3 , которую включают последовательно с диодом. Собственная частота контура, образованного индуктивностью L a и накопительной емкостью С э должна равняться частоте источника питания. В установившемся режиме, который при обычной добротности цепи заряда Q 3 (порядка 10—20) наступит через 10—20 периодов, напряжение на накопительной емкости будет примерно в Q 3 раз больше амплитуды напряжения питания: Umc да (10-^20) Ет, однако такой режим работы на практике не используется, потому что требует значительного увеличения частоты напряжения питания по сравнению с частотой следования импульсов и соответствующего деления частоты питания для синхронизации коммутатора. По этим причинам, а также с целью повышения к. п. д. цепи заряда заряд накопительной емкости используется только в течение одного периода питающего напряжения.

Временнйе диаграммы питающего напряжения е => = ЕТ sin гоT и напряжения на накопительной емкости ЕВ, поясняющие процессы заряда, приведены на рис. 161. Расчеты показывают, что при заряде в течение одного периода напряжение на накопительной емкости достигает величины т е ЕЛ == UС ш а х ~ л - - будет примерно в три раза больше амплитуды напряжения питания. При этом к. п. д. цепи заряда т]3 = 0,85— j 0,91 (при Q 3 « 1 0 — 2 0 ) . I После включения коммутатора за время длительности импульса напряжение на нагрузке будет равно Е a - ^ 0 , 5 U c т а х - Коммутатор должен точно включаться при прохождении питающего напряже- : ния через нуль,«г. е. когда : напряжение на накопителе станет максимальным. Основной недостаток рассмотренных схем заряда переменным током — в U-Cmax. необходимости жесткой связи частоты следования импульсов с частотой исРис. 161. Временные диаграммы точника питания. В этом напряжений при колебательном случае потребуются специзаряде накопителя от источника альные источники питания переменного тока. повышенной частоты (сотни герц) с высокой стабилизацией, что весьма затруднительно. Поэтому схемы заряда переменным током применяются при невысоких требованиях к стабильности частоты следования импульсов. Основное преимущество этих схем — отсутствие выпрямителя, что значительно уменьшает габариты и вес модулятора. § 48. МАГНИТНЫЕ И М П У Л Ь С Н Ы Е М О Д У Л Я Т О Р Ы

В последние годы появился новый тип импульсного модулятора, в котором коммутатором служит нелинейная индуктивность. 362

Как известно, нелинейная индуктивность содержит сердечник из феррита, обладающий узкой и почти прямоугольной петлей гистерезиса: В = ф (Н), где В — магнитная индукция, Н — напряженность магнитного поля. На рис. 162, а, б представлены реальная и идеализированная (в виде ломаной линии) характеристики нелинейной индуктивности. На пологих участках насыщения сер-

Рис. 162. Магнитный модулятор с нелинейной индуктивностью: о — реальная петля гистерезиса нелинейной индуктивности; б — идеализированная петля гистерезиса: е —схема модулятора; г —временные диаграммы напряжений и индукции.

дечника магнитная проницаемость р,2 весьма мала и резко скачком увеличивается при ненасыщенном состоянии (участок 1—2 рис. 162, б). Изменение магнитной проницаемости в сотни и тысячи раз приводит к соответствующим изменениям индуктивности катушки. Эта индуктивность при ненасыщенном состоянии сердечника будет значительно больше, чем при его насыщении. Такое резкое изменение индуктивности (а следовательно, и сопротивления) катушки при изменении тока в ней и дает возможность использовать нелинейную индуктивность в качестве коммутатора, позволяющего осуществить

коммутацию тока в десятки ампер при малом токе насьтще. ния (десятки миллиампер). Простейший безламповый импульсный модулятор (рис. 162, в) состоит из накопительной емкости С 3 , заряд, ной индуктивности L 3 , нелинейной индуктивности LK и импульсного трансформатора Та, подключенного к нагрузке (например, магнетрону). Питание модулятора осуществляется переменным током с частотой, равной частоте следования импульсов. Д л я осуществления коммутации на нелинейную индуктивность подается напряжение с зарядной емкости С 3 (через первичную обмотку импульсного трансформатора). При изменении этого напряжения будет изменяться и индукция катушки в соответствии с ее петлей гистерезиса:

в (0 = в (0) + в., где В (0) — начальное значение магнитной индукции сердечника, обусловленное постоянным током подмагничивания; В ~ — п е р е м е н н а я составляющая индукции, вызванная изменением напряжения. Рассмотрим процессы в коммута-, торе (рис. 162, в). Если установить начальную точку характеристики на нижней границе пологого и крутого участков в точке 1 (рис. 162, б), т. е. принять В (0) = — В н , то в процессе заряда емкости напряжение на катушке и ток в ней будут увеличиваться и индукция будет возрастать (участок 1—2). Если в момент, соответствующий перемене знака напряжения Е л , рабочая точка не перейдет на верхний пологий участок (точка / ' ) , то процесс заряда будет продолжаться и индукция после достижения максимальной величины в момент 12 (рис. 162, г) начнет уменьшаться из-за изменения знака Е л , при этом рабочая точка, определяющая магнитное состояние сердечника, будет перемещаться вниз, к точке /. В момент t3, когда напряжение на емкости достигнет максимальной величины, рабочая точка перейдет в положение 1. Магнитная проницаемость, а следовательно, и индуктивное сопротивление катушки резко уменьшатся, и Накопительная емкость быстро разрядится через L K = = Ь Кг и импульсный транформатор, создав в нагрузке импульс напряжения. Недостатком рассмотренной простейшей схемы является невозможность получения коротких импульсов, так как время разряда зависит от индуктивности LK„ которая в режиме насыщения оказывается достаточно большой. Сни-

жение же этой индуктивности (за счет уменьшения числа витков и т. п.) приводит к соответствующему уменьшению индуктивности L K = LKl > L Ki в ненасыщенном режиме (на крутом участке), когда велико, что недопустимо, так как LK) будет шунтировать накопитель в процессе заряда. Д л я улучшения формы импульса и уменьшения его длительности применяют схемы с последовательным зарядом накопительных емкостей. § 49. КОММУТАТОРЫ ИМПУЛЬСНЫХ

МОДУЛЯТОРОВ

Коммутаторы характеризуются следующими техническими показателями: 1. Максимально допустимыми величинами напряжений и токов при коммутации, определяющих мощность модулирующего импульса. 2. Величиной внутреннего сопротивления коммутатора в момент проводимости R0. Это сопротивление должно быть значительно меньше сопротивления генератора Rr, так как только при таком соотношении сопротивлений можно получить высокий к. п. д. 3. Временем срабатывания, которое должно быть значительно меньше длительности импульса с целью обеспечения высокой крутизны фронта нарастания импульса генератора. 4. Временем восстановления электрической прочности, после которого коммутатор вновь приобретает управляющие свойства. Это время определяет частоту следования импульсов. 5. Стабильностью параметров во времени и сроком службы. 6. Мощностью и напряжением запускающих импульсов. Электронные коммутаторы. В качестве электронных коммутаторов применяются специальные импульсные модуляторные триоды и тетроды. Эти лампы успешно используются при работе на замыкание и размыкание и являются единственным коммутатором в модуляторах с частичным разрядом накопителя. Модуляторные лампы отличаются высокой электрической прочностью и допускают работу с импульсным анодным напряжением, близким к пробивному (до 40—50 кв). Модуляторные лампы должны обладать минимальными термотоками сетки, так как даже при слабых термотоках резко увеличиваются потери на аноде модуляторной лампы. 365

С целью обеспечения надежного запирания лампы и полного прекращения анодного тока в паузах между импульсами запирающее напряжение берется в 1,5—2 раза больше герметического смещения E'gl. Режим работы модуляторной лампы в открытом состоянии выбирается близким к критическому, так как недонапряженный режим приводит к увеличению падения напряжения на лампе, в перенапряженном режиме (при постоянном токе импульса) увеличиваются амплитуда запускающего импульса на сетке, сеточный ток и мощность подмодулятора. Основными преимуществами электронных коммутаторов являются: 1) малая инерционность и возможность работы на замыкание и размыкание; 2) стабильность параметров. Недостатки электронных коммутаторов: 1) трудность получения больших токов коммутации вследствие большого внутреннего сопротивления и большого падения напряжения на *лем (сотни вольт); 2) большая величина запирающего напряжения, приводящая к повышению амплитуды и мощности запускающего импульса. Электронные коммутаторы применяются в модуляторах с частичным разрядом емкостного или индуктивного на-' копителя в импульсных модуляторах радиолокационных и радиотелефонных передатчиков. Газоразрядные коммутаторы. Эти коммутаторы в виде водородных тиратронов, тригатронов и искровых вращающихся разрядников применяются в модуляторах с полным разрядом накопителя (искусственной линии) и работают] только в режиме замыкания разрядной цепи. Водородные тиратроны позволяют пропускать большие; токи при малом падении напряжения, которое обычно не превышает 100-4-150 в. Малые потери, отсутствие больших запирающих напряжений и малое напряжение запускающих импульсов приводят к значительному повышению к. п. д. модуляторов. У водородных тиратронов время ионизации (до 0,02 мксек) достаточно мало, что позволяет получить высокую точность коммутации. Время деионизации (восстановления электрической прочности) — порядка 10 мксек, что позволяет работать на частотах следования импульсов до 5—6 кгц. Срок службы тиратронов, как и модуляторных ламп, — порядка нескольких сотен часов. Недостатком тиратронов являются невозможность работы при высоком анодном напряжении (не свыше 16 кв).

Д л я увеличения коммутируемой мощности применяют последовательное или параллельное соединение тиратронов, а для повышения амплитуды модулирующего импульса — импульсные трансформаторы. Водородные тиратроны являются основными коммутирующими устройствами радиолокационных передатчиков. Тригатрон — это газовый разрядник с дополнительным поджигающим электродом. Баллон прибора наполняется аргоном с примесью кислорода при давлении в несколько атмосфер. Поджигающий электрод проходит через анод, и на него подается поджигающий импульс. В результате между поджигающим электродом и анодом происходит разряд, вызывающий ионизацию газового промежутка и разряд между основными электродами. Тригатроны характеризуются небольшим разбросом начала разряда (десятые доли микросекунды) и возможностью коммутации больших мощностей (до сотен киловатт в импульсе). Основные недостатки тригатронов — большое время деионизации, ограничивающее частоту следования импульсов (до 1200—1500 имп/сек), и необходимость в значительных поджигающих импульсах (до нескольких тысяч вольт), что усложняет схему модулятора. Срок службы -тригатронов — порядка нескольких сотен часов (в некоторых типах до 2000 час). Вращающийся искровой разрядник состоит из неподвижного электрода и вращающегося диска с несколькими электродами. Пробой воздушного промежутка наступает, когда электрод, находящийся на вращающемся диске, приближается к неподвижному электроду. В момент пробоя происходит разряд линии через искровой промежуток, при этом падение напряжения на искровом промежутке оказывается небольшим. Основное преимущество вращающихся разрядников заключается в возможности коммутации больших напряжений (десятки киловольт), токов (тысячи ампер) и мощностей (порядка десятков мегаватт). Эти разрядники не требуют подмодуляторов и имеют высокий к. п. д. (до 95%). Недостатки разрядников — большое время ионизации, приводящее к большому разбросу моментов коммутации (не менее 20—40 мксек), а также большое время деионизации, ограничивающее частоту следования (до 1500— 2000 имп/сек) — ограничивают применение этих коммутаторов только в самых мощных передатчиках РЛС (свыше 1 Мет).

П о д м о д у л я т о р ы . Подмодуляторы служат для формирования импульсов, управляющих электронными и газоразрядными коммутаторами. Д л я управления электронных коммутаторов требуется периодическая последовательность прямоугольных импульсов, длительность и частота следования которых определяют параметры модулирующего импульса. По этим причинам к таким подмодуляторам предъявляются жесткие требования стабильности параметров импульсов. В качестве подмодуляторов используются различные импульсные схемы. Наиболее широкое применение получили схемы с блокинг-генераторами. Д л я управления газоразрядных коммутаторов (тиратронов и тригатронов) необходимы поджигающие импульсы определенной величины, однако требования к форме этих импульсов менее жесткие, так как они управляют только временем начала разряда коммутатора и должны иметь только крутой фронт нарастания. В качестве генераторов поджигающих импульсов обычно применяются блокинг-генераторы или любые схемы генераторов остроконечных импульсов в с крутым фронтом нарастания и низкоомным выходом.

Г л а в а XI Р А Д И О П Е Р Е Д А Ю Щ И Е УСТРОЙСТВА НАЗНАЧЕНИЯ

РАЗЛИЧНОГО

§ 50. СИСТЕМЫ У П Р А В Л Е Н И Я , КОНТРОЛЯ И ЗАЩИТЫ В РАДИОПЕРЕДАТЧИКАХ

Системы управления, контроля и защиты (УКЗ) являются важной частью радиопередающего устройства. Они предназначены для обеспечения ручного или автоматического включения и выключения отдельных цепей, узлов и блоков передатчика в заданном пордяке; контроля режима работы основных цепей передатчика как высокочастотных, так и электропитания и защиты цепей передатчика от перегрузок и аварийных режимов. Система У К З с помощью элементов механической и электрической блокировок обеспечивает безопасность обслуживающего персонала, отключая от сети питания высо368

ковольтные' и высокочастотные цепи с напряжениями, опасными для жизни оператора, или передатчик в целом при открытом доступе к этим цепям. Одно из главных требований к системе У К З — высокая надежность работы, которая должна быть значительно выше надежности защищаемых системой цепей. В систему У К З входят релейные схемы, обеспечивающие указанные функции, контрольно-измерительные приборы, элементы визуальной и звуковой сигнализации и механической и электрической блокировок. Последовательность включения передатчика. Соблюдение правильной последовательности включения отдельных цепей, блоков и передатчика в целом устраняет возможность выхода из строя передатчика и повышает надежность работы и срок службы генераторных ламп и выпрямителей. Питающее напряжение на цепи У К З подается через специальные гидро- или аэроконтакты, которые включают цепь питания на систему У К З только при достижении определенного давления в водяной магистрали охлаждения или необходимой величины потока воздуха при воздушном охлаждении. Затем включают питание цепей накала ламп передатчика и выпрямителей (газотронов, тиратронов или кенотронов). Питание накала мощных генераторных ламп включается двумя ступенями: вначале подается пониженное напряжение, а после предварительного прогрева накала — номинальное. Это вызвано значительным изменением сопротивления нити накала в холодном и горячем состоянии (у вольфрамовых торированных карбидированных катодов сопротивление холодной нити в 7—10 раз меньше, чем горячей). Вторая ступень накала включается обычно автоматически. После прогрева накала автоматически с помощью реле времени или вручную включаются цепи высокого напряжения в порядке нарастания их величин. Включение различных питающих напряжений сигнализируется загоранием индикаторных ламп. Все выпрямители передатчика со стороны первичной цепи переменного тока защищаются плавкими предохранителями, которые также устанавливаются в цепях высокого постоянного напряжения. Защита от аварийных режимов, при которых наблюдаются перегрузки по току, перенапряжения, короткие замыкания, пробои изоляции конденсаторов и катушек индук13 Зак. 249

369

тивности и др., осуществляется реле максимального тока и максимальными автоматами, которые, кроме электромагнитных реле, имеют в своем составе тепловые элементы. Электромагнитные реле быстро отключают питание передатчика при коротких замыканиях, когда потребляемый ток увеличивается в несколько раз, а тепловые элементы, отключают питание при длительных полуторных или двойных перегрузках. Обмотки реле максимального тока устанавливаются в цепях анодного питания ламп мощных каскадов и отключают питание при кратковременных двойных перегрузках по постоянной составляющей анодного тока. Система У К З обеспечивает безопасность обслуживаю щего персонала блокировкой цепей электропитания, не допускающей прикосновения к токоведущим частям при их нахождении под напряжением, заземлением корпусов передатчика и других металлических нетоковедущих частей и сигнализацией состояния высоковольтных цепей, отмечающей включение или отключение той или иной цепи. Настройка, наладка и эксплуатация радиопередающих устройств должны проводиться квалифицированным персоналом, знающим правила техники безопасности. Радиопередающие устройства должны быть оборудованы защитными средствами (резиновые коврики, резиновые перчатки, изолирующие подставки и др.), а также указателями напряжения, разрядными устройствами и штангами заземления в соответствии с требованиями техники безопасности и правилами обслуживания радиотехнических установок. В передающем устройстве должна быть предусмотрена тщательная экранировка электромагнитных полей, обеспечивающая биологическую защиту, а в мощных генераторах СВЧ — защиту от рентгеновского излучения. В мощных передатчиках с напряжениями свыше 1000 в и при установленной мощности питания, большей 0,5 ква, применяются как электрическая, так и механическая системы блокировки, которые независимо друг от друга должны отключать высокое напряжение при открывании дверей шкафов, блоков, помещений и ограждений, за которыми находятся высоковольтные цепи. Электрическая блокировка осуществляется с помощью блок-контактов. Неподвижные контакты в виде ножей или гнезд устанавливаются на корпусе шкафа или блока, а подвижные — на дверях. Неподвижные контакты включаются 370

в цепь питающего напряжения, и при открывании дверей разрывается цепь питания высоковольтного трансформатора. Механическая блокировка может быть рычажной и жезловой. Рычажная блокировка применяется в передатчике, схема которого располагается в одном корпусе. Принцип этой блокировки заключается в том, что рубильник, подающий питание на передатчик, системой рычагов механически связан с дверями шкафа передатчика и может включаться только при закрытых дверях. Жезловая блокировка применяется в более мощных передатчиках, состоящих из нескольких шкафов. Ее принцип действия заключается в использовании специальных замков дверей шкафов, причем ключ из замка вынимается только при запертой двери. Замки и ключи всех шкафов одинаковы. Главный рубильник сети механически связан с разъединителем механической блокировки, который может включить рубильник только тогда, когда в разъединитель вставлены все ключи от шкафов. При отсутствии хотя бы одного ключа разъединитель включить нельзя. Автоматизация управления и настройки передатчика. Автоматизация управления радиосредствами является важным этапом в создании у нас единой автоматизированной системы связи. Автоматизация управления радиопередатчиком заключается не только в автоматизации процесса его включения, который проводится в определенном порядке по заданной программе, но и в автоматической настройке на заданную рабочую частоту и быстрой перестройке с одной частоты на другую и переводу передатчика с одного вида работы на другой. В ряде случаев большое значение имеет дистанционное управление с помощью систем телеуправления. Автоматические настройка и перестройка, передатчика должны производиться быстро, точно и надежно. При автоматической настройке передатчика установка частоты генератора и его настройка, а также настройка промежуточных и выходных каскадов, антенного контура, регулировка связи с антенной, изменение напряжения источников электропитания и другие операции, связанные с установлением заданной частоты и мощности передатчика, осуществляются автоматически после подачи оператором командного сигнала с пульта управления. 13*

371

На рис. 163 представлена блок-схема автоматической настройки. Командный сигнал / с пульта управления ПУ подается на генератор Г, который начинает настраиваться на заданную частоту и выдает командные сигналы 2 о подготовке к настройке на промежуточные ПрУ и выходной ВУ каскады, а также в антенную цепь А. В начале настройки с оконечного каскада на пульт управления ПУ и к источнику питания ИП подаются командл_ 2

6 SL Рис. 163. Блок-схема автоматической настройки частоты.

ные сигналы. Первый сигнал (S) отмечает начало настройки, а второй (4) указывает на необходимость снижения напряжений питания при настройке, так как последняя производится при пониженных напряжениях с целью устранения возможных перегрузок ламп. После окончания настройки генератора начинается настройка промежуточных каскадов, выходного и антенной цепи, по окончании которой на источник питания подается сигнал (5) об установлении номинальных напряжений, а в пульт управления — сигнал (6) об окончании настройки. Автоматическая настройка осуществляется значительно быстрее ручной (до 30—40 сек). На практике применяют два типа схем автонастройки — электромеханическую и электрическую, По степени точности различают системы грубой и точной настройки. В системе грубой настройки органы настройки контуров (вариометры или конденсаторы переменной емкости) автоматически устанавливаются в положение, обеспечивающее 372

резонанс контуров на заданной частоте в широком диапа зоне рабочих частот. При последующих расстройках контуров дополнительной подстройки система не производит. Системы точной настройки обеспечивают непрерывное слежение за соблюдением условий резонанса в контуре и осуществляют непрерывную подстройку контуров. Лучшие результаты дает автонастройка с применением обеих систем — грубой и точной.

Рис. 164. Функциональная схема грубой автонастройки с датчикамисельсинами.

Электромеханические системы автонастройки. В этих системах применяются сравнивающие устройства, управляющие следящим электроприводом, устанавливающим оси органов настройки контуров в положение, соответствующее резонансу. В качестве датчиков используются сельсины (вращающиеся трансформаторы), переключатели или потенциометры слежения со скользящим контактом и частотные датчики, а при работе на фиксированных волнах — датчики-переключатели. На рис. 164 показана функциональная схема грубой автонастройки с датчиками-сельсинами. Напряжение их сельсина-датчика / , ось которого жестко связана с положением задающей оси /, подается на сравнивающее устройство. На это же устройство подается напряжение и 2 со второго сельсина-датчика 2, ось которого жестко связана с осью 2

органа настройки. Эти напряжения пропорциональны углам поворота сельсинов. Сравнивающее устройство вырабатывает сигнал, управляющий двигателем Д, который бу- ; дет вращать ось органа настройки 2 до совпадения ее положения с положением задающей оси 1, т. е. до тех пор, пока напряжение на выходе сравнивающего устройства не сделается равным нулю. Преимущества грубой электромеханической настройки — высокая скорость настройки и возможность работы в широком диапазоне частот. Д л я повышения точности настройки и поддержания ее в процессе эксплуатации применяют точные способы электромеханической настройки с датчиками в виде фазовых детекторов. Напряжение на выходе такого детектора, как известно, пропорционально разности фаз двух входных напряжений. В настроенном усилителе переменные напряжения на аноде и сетке сдвинуты по фазе на 180°. При расстройке контура появляется фазовый сдвиг <р между этими напряжениями, величина которого зависит от степени расстройки, а знак — от соотношения рабочей частоты со и собственной частоты контура со0. При со > со0 ф > 0, при со < со0 ф < 0. Такой датчик, реагирующий на наличие расстройки, управляет двигателем, вращающим ось органа настройки. Д л я работы фазового детектора входные напряжения должны быть предварительно сдвинуты по фазе на 90°, для чего напряжение возбуждения настраиваемого усилителя подается на фазовый детектор через фазовращатель, обеспечивающий указанный сдвиг фазы сеточного напряжения. При точной настройке напряжения Umgl и Um а сдвинуты на 180°, а напряжения на входе датчика — на 90~ и его выходное напряжение, управляющее мотором, будет равно нулю; при расстройке появляется сдвиг фаз между входными напряжениями, неравный 90°, а на выходе датчика — напряжение того или иного знака, управляющее вращением мотора в нужном направлении через усилитель постоянного тока. Схемы с фазовыми датчиками обеспечивают быструю настройку высокой точности в достаточно широком диапазоне частот. Недостатком фазового датчика является возможность его срабатывания от напряжения гармоник или случайных помех. 374

Электрические системы автоиастройки, В электриче ских системах автонастройки обеспечивается большая бы строта настройки изменением L или С контура электрическим путем. В передатчиках малой мощности автонастройка осуществляется с помощью варикапов, управляемых напряжением с фазового датчика или с помощью магнитных вариометров с ферритовыми сердечниками, магнитная проницаемость которых (а следовательно, и индуктивность вариометра) может меняться в больших пределах при изменении тока подмагничивания сердечников. Схемы с магнитными вариометрами находят применение в выходных каскадах и антенных контурах мощных передатчиков. Управление током подмагничивания осуществляется с помощью фазового детектора. В последние годы в мощных передатчиках стали использовать схемы широкополосных усилителей мощности, которые не требуют перестройки, давая достаточно равномерное усиление в широком диапазоне частот. Эти усилители бегущей волны представляют собой двухтактные схемы, имеющие несколько однотипных ламп в плечах и две искусственные длинные линии — сеточную и анодную, к ячейкам которых подключаются аноды и сетки ламп. В линиях создается режим бегущей волны, а на концах линий устанавливаются согласующие элементы. Анодная линия в таком режиме работы будет являться широкополосной нагрузкой. Усилители бегущей волны могут работать без перестройки в диапазоне от 3 до 30 Мгц.

§ 51. П А Р А З И Т Н Ы Е КОЛЕБАНИЯ И МЕТОДЫ ИХ УСТРАНЕНИЯ

В усилителях мощности и генераторах передатчиков часто появляются побочные самопроизвольные колебания на различных частотах (в том числе и на рабочей). Эти колебания и самовозбуждение, вызывающее их, называются паразитными. Паразитные колебания нарушают нормальную работу передатчика и его отдельных ступеней. При слабом проявлении таких колебаний снижается к. п. д. передатчика, искажается форма телеграфного и телефонного сигналов, создаются ненужные побочные излучения. Иногда паразитные колебания проявляются весьма интенсивно, и тогда

резко возрастают токи и напряжения на отдельных элементах и участках схемы, а это приводит к пробою изоляции, повреждению деталей и ламп и к выходу из строя отдельных ступеней и всего передатчика. Паразитные колебания могут возникнуть при смене ламп, изменении режима работы усилителей, изменении положения элементов настройки и связи и в ряде других случаев даже при весьма тщательно разработанной схеме и рациональном монтаже. Паразитные колебания в усилителях на рабочей частоте появляются вследствие нарушения условий устойчивости (§ 30), когда при положительной обратной реакции выполняются условия самовозбуждения. Паразитные колебания на частотах, отличных от рабочей, появляются оттого, что в схеме усилителя или генератора возникают побочные колебательные системы и цепи положительной обратной связи, для которых выполняются условия самовозбуждения. Эти колебательные системы образуются распределенными емкостями и индуктивностями монтажных проводов и выводов ламп и деталей, собственными емкостями дросселей высокой частоты, собственными индуктивностями конденсаторов, междуэлектродными емкостями ламп и т. п. Паразитные колебания могут возникнуть и при отсутствии паразитной обратной связи, когда вследствие динатронного эффекта у характеристик ламп появляются падающие участки с отрицательным внутренним сопротивлением. Рассмотрим основные виды паразитных колебаний на частотах fn, больших и меньших рабочей. На высоких частотах сопротивление дросселей высокой частоты оказывается емкостным, а контурная катушка становится дросселем. Блокировочные и фильтровые конденсаторы будут обладать значительным индуктивным сопротивлением, а конденсаторы малой емкости (десятки пикофарад) начнут выполнять функции блокировочных. На этих частотах сильное влияние на работу схемы оказывают распределенные емкости и индуктивности выводов ламп и соединительных проводов. На низких частотах (/ п < /) паразитные колебания обычно возникают в результате резонансных явлений в дросселях высокой частоты, а также образования колебательных систем из дросселей и блокировочных конденсаторов.

Паразитные колебания могут быть однотактными и двухтактными. Однотактные колебания наблюдаются в однотактных и двухтактных схемах. Двухтактные колебания, при которых переменные напряжения на соответствующих электродах ламп противоположны по фазе, также могут возникнуть не только в двухтактных, но и в однотактных схемах при параллельном включении ламп. Борьба с паразитными колебаниями. Д л я устранения и подавления паразитных колебаний предусматривают меры конструктивного и схемного характера. При конструировании усилителей необходимо как можно больше ослабить паразитные обратные связи: для этого следует удалить сеточньк? цепи от анодных, уменьшить длину соединительных проводов в сеточных, анодных и нейтродинных цепях, уменьшить число дросселей и холостых витков катушек, применить экранировку контурных деталей и контуров в целом и т. п. Однако указанные мероприятия не могут полностью устранить опасности паразитного самовозбуждения. Д л я полного устранения паразитного самовозбуждения следует нарушить условия самовозбуждения для паразитных частот, при этом наиболее целесообразной мерой оказывается срыв баланса амплитуд (Ков п — D)ScpRB п > 1 уменьшением коэффициента обратной связи К о с п и эквивалентного сопротивления паразитной колебательной системы # э п . Д л я снижения К о а „ следует уменьшить сопротивление на участке сетка — катод для токов паразитных частот, т. е. увеличить емкостное сопротивление этого участка. Это легко можно осуществить при емкостной связи с анодным контуром возбудителя, когда один из его контурных конденсаторов является в то же время конденсатором связи. Для снижения / ? э п необходимо увеличить затухание паразитных колебательных цепей путем введения в эти цепи небольших безындукционных сопротивлений R (порядка единиц и десятков ом), которые не влияют на колебания рабочей частоты. Эти антипаразитные сопротивления обычно шунтируются небольшой индуктивностью L и включаются в сеточные и анодные вводы ламп и в цепи нейтродинных конденсаторов. Д л я токов паразитных колебаний эти сопротивления оказываются чисто активными ( c o n L > R ) и резко снижают эквивалентное сопротивление паразитных контуров.

Антипаразитные сопротивления часто выполняют в виде катушки из нескольких витков стальной проволоки. На рабочих частотах индуктивное и активное сопротивления такой катушки ничтожно малы, но резко возрастают на высоких частотах паразитных колебаний. Указанные меры особенно эффективны для подавления паразитных колебаний, лежащих вне рабочего диапазона. § 52. П Е Р Е Д А Т Ч И К И Д Л Я

РАДИОСВЯЗИ

Радиопередающие устройства, используемые для целей радиосвязи, представляют собой обширный класс радиотехнических устройств, отличающийся многообразием типов схем и конструкций. Это связано с непрерывно растущим разнообразием условий эксплуатации, появлением новых видов работы, способов транспортировки, освоением новых диапазонов частот и быстрым развитием электронной техники и техники радиосвязи. Современные связные передатчики классифицируют по величине выходной мощности, диапазону рабочих частот, назначению и видам работы, способу транспортировки и ряду других показателей. Мощность связных передатчиков лежит в пределах от долей ватта до сотен киловатт, диапазон рабочих частот также весьма широк — от сверхдлинных до волн оптического диапазона. Основное развитие в настоящее время получили связные передатчики, работающие в диапазонах от длинных до миллиметровых волн. Рабочие частоты передатчиков должны лежать в разрешенном для данного вида связи диапазоне. В соответствии с международным регламентом весь диапазон радиоволн делится на 9 диапазонов, которым присвоены номера от № 4 до № 12. Н и ж н я я частота каждого диапазона fmla = = 0 , 3 - 1 0 " , верхняя / m a x = 3 - 1 0 " . Диапазоны имеют следующие названия: № 4 — очень низкие частоты (сверхдлинные волны) — 3—30 кгц, № 5 — низкие частоты (длинные волны) — 30—300 кгц, Кя 6 — средние частоты (средние волны) — 300 кгц — 3 Мгц, № 7 — высокие частоты (короткие волны) — 3—30 Мгц, № 8 — очень высокие частоты (метровые волны) — 30—300 Мгц, 378

№ 9 — ультравысокие частоты (дециметровые волны) — 300 Мгц — 3 Ггц, № 10 — сверхвысокие частоты (сантиметровые волны) — 3—30 Ггц, N° 11 — крайние высокие частоты (миллиметровые) волны) — 30 — 300 кгГ, № 12 — деиимиллиметровые волны — 300 Ггц — 3 Тгц. Полоса частот, занимаемая передатчиком, должна соответствовать характеру передаваемого сигнала. Важной характеристикой передатчика является величина побочных излучений, т. е. таких паразитных излучений вне полосы передаваемого сигнала, которые, хотя и не влияют на качество передачи, но создают помехи радиоприему. Различают гармонические излучения (на гармониках несущей частоты) и комбинационные (на суммарных и разностных частотах). Мощность побочных излучений в антенне должна быть на 40 дб (104 раз) меньше мощности основного сигнала и не должна превышать 50 мет. В связных передатчиках применяют три основных вида работы — телеграфную, телефонную и фототелеграфную. В них применяют амплитудную, частотную и однополосную модуляции, тональную, амплитудную и частотную манипуляции. По способу транспортировки связные передатчики разделяются на стационарные и подвижные. Подвижные передатчики, в свою очередь, подразделяются в зависимости от объекта, на котором они у с т а н а в л и в а й с я (самолетные, судовые, спутников Земли, космической связи, переносные и т. д.). Развитие полупроводниковой техники привело к широкому внедрению полупроводниковых приборов в технику связных передатчиков, особенно подвижных. В настоящее время полупроводниковые приборы широко используются во всех каскадах передатчиков, кроме мощных, а малогабаритные передатчики (и радиостанции) полностью строят на полупроводниковых элементах на частотах вплоть до 850 Мгц. Мощность полупроводниковых передатчиков пока еще невелика — сотни ватт на частотах до 50 Мгц и десятки ватт на более высоких частотах. Применение полупроводниковых приборов, использование мелкогабаритных элементов и низковольтных источников питания, а также модульных конструкций отдельных узлов позволяют значительно уменьшить габариты передатчиков, их вес и повысить надежность работы.

В качестве примера рассмотрим построение схемы и конструкции современного судового лампового передатчика средней мощности и транзисторного переносного передатчика для низовой радиосвязи. Профессиональный передатчик средних и коротких волн. Судовой комбинированный передатчик предназначен для установки на морских судах дальнего плавания с целью обеспечения радиосвязью нужд безопасности мореплава- ] ния, диспетчерского руководства флотом и для передачи корреспонденций. Передатчик объединяет передатчики средних и коротких волн, поочередно питающихся от одного блока питания, и модуляторно-манипуляционного устройства, конструктивно объединенных в одном каркасе и расположенных в пяти блоках: блоке антенного контура СВ, генераторном блоке СВ, блоке антенного контура KB, генераторном блоке KB и блоке модулятора, управления и питания. Передатчик выполнен в виде консольной конструкции и крепится к палубе и переборке радиорубки через резиновые амортизаторы. Генераторные и антенные блоки передатчика могут выдвигаться наружу на телескопических направляющих, а блок модулятора, управления и питания имеет съемные дверцы, которые открываются без нарушения электрических соединений (кроме цепи блокировки). Габариты передатчика: высота—1700 мм, глубина — 507 мм, ширина — 710 мм. Вес передатчика — 325 кг. Электрические данные передатчика: 1. Передатчик имеет непрерывный плавный диапазон частот в следующих интервалах: на средних волнах — от 400 до 535 кгц, на коротких волнах — от 1,6 Мгц до 23 Мгц. Коротковолновый диапазон разбит на четыре поддиапазона: 1,6—3 Мгц, 3—6 Мгц, 6—12 Мгц и 12—23 Мгц. В диапазоне средних волн передатчик работает на восьми фиксированных частотах, предусмотренных правилами Морского Регистра СССР. В диапазоне KB работа происходит по сетке частот, стабилизированных девятью кварцевыми резонаторами, размещенными в термостате. Стабилизация частот передатчика СВ и частот плавного диапазона KB — параметрическая, при этом отклонение частоты в диапазоне СВ от номинального значения при воздействии основных дестабилизирующих факторов не должно превышать ± 1 0 ~ 3 , в плавном 380

диапазоне KB — ± 2 - Ю - 4 , на фиксированных частотах СВ — ± 7 , 5 - Ю - 8 и на частотах KB, стабилизированных кварцем, — ± 5 * Ю - 5 . 2. Передатчик допускает телеграфную работу незатухающими колебаниями (класс работы А1), тональномодулированными (класс А2) на средних и коротких волнах, и дополнительно телефонную работу (класс A3) на коротких волнах. 3. Номинальная колебательная мощность, развиваемая передатчиком на средних волнах в эквиваленте антенны с данными гд = 3,6 ом и Сд = 400 пф в режимах А1 и А2, — не менее 150 в/и; на коротких волнах на эквиваленте антенны гд = 50—70 ом и Сд = 200 пф — не менее 200 вт (во всех режимах работы). Предусмотрена работа с мощностями 100%, 50% и 25% от номинальной. 4. Глубина модуляции передатчика в режимах А2 и A3 — не менее 90%, а коэффициент нелинейных искажений не превышает 10—12%. 5. Передатчик питается от сети переменного трехфазного тока частотой 50 гц и напряжением 380/220 в или от сети постоянного тока напряжением 110 или 220 в от преобразователя. Допускается изменение напряжения питания сети не более ± 1 0 % . Блок-схема передатчика. На рис. 165 представлена упрощенная блок-схема передатчика без источников электропитания. Радиочастотный тракт передатчика KB состоит из генератора плавного диапазона I или кварцевого генератора 2, буферного апериодического усилителя 3, трех промежуточных усилителей или удвоителей 4, 5 и 6, выходного усилителя 7 и блока настройки антенны 8. Радиочастотный тракт передатчика СВ состоит из генератора плавного диапазона 10, буферного апериодического усилителя 11, промежуточного усилителя мощности 12, выходного усилителя 13 и блока настройки антенны 14. Настройка анодных контуров усилителей обоих передатчиков осуществляется вариометрами, причем в передатчике KB применена сопряженная настройка контуров генератора, второго и третьего усилителей, а в передатчике СВ — генератора, второго и выходного усилителей. В обоих передатчиках применена сложная схема выхода. Связь с антенной — емкостная в передатчике KB и автотрансформаторная в передатчике СВ — регулируется скачкообразно.

Предусмотрены плавная и ступенчатая настройки антенных контуров. В цепь антенны включены индикатор тока и неоновая лампочка, по которым производится настройка передатчика. В обоих передатчиках в режимах А2 и A3 применена комбинированная автоматическая анодно-экранная модуляция в выходном усилителе. Модулятор общий для обоих передатчиков и состоит из подмодулятора 18 и двухтактного модулятора 19.

\

N

\

Л

\ Л

Рис. 165. Блок-схема судового передатчика.

Манипуляция осуществляется изменением напряжения экранных сеток генератора и буферного усилителя, лампы которых запираются при отжатом ключе 16. В каждом передатчике имеется встроенный кварцевый калибратор, выдающий сетку стабилизированных частот, по которым производится предварительная корректировка шкалы передатчика. Передатчик низовой связи на УКВ. Передатчик входит в комплект портативной переносной радиостанции и предназначен для беспоисковой и бесподстроечной телефонной связи с однотипными станциями, а также с другими радиостанциями диапазона 148-Т-173 Мгц с частотной модуляцией. Передатчик работает на одной из частот в диапазонах 1484-149 Мгц, 1504-156 Мгц и 1724-173 Мгц с разносом между рабочими частотами в 50 кгц. 382

Перестройка радиостанции на любую частоту указанного диапазона производится в условиях мастерских. Передатчик питается от аккумуляторных батарей или сети переменного тока. В передатчике применена узкополосная частотная модуляция с максимальной девиацией до 10 кгц. Нестабильность несущей частоты в интервале температур — 20-г- + 50° С — не хуже ± 3 - 1 0 ~ 5 . Выходная мощность передатчика — не менее 0,1 вт. В передатчике, кроме телефонной работы, предусмотрен тональный вызов корреспондента.

К р/пр устройству Рис.

166. Блок-схема

переносного передатчика

низовой

связи.

На рис. 166 представлена блок-схема передатчика. Передатчик (и вся радиостанция) построен целиком на полупроводниковых приборах. Передатчик содержит кварцевый генератор-утроитель 1, усилитель напряжения третьей гармоники частоты генератора 2, два удвоителя частоты 3 и 4, буферный усилитель 5 и усилитель мощности сложной схемы 6 с двухконтурным антенным фильтром. Частотная модуляция производится частотным модулятором 7 с непосредственным управлением частоты кварцевого резонатора коммутирующим диодом. Управление диодом осуществляется подмодулятором 8, работающим от . микрофона 9 (10 — источник питания). При тональном вызове подмодулятор устанавливается в режим тонального генератора. Всего в передатчике осуществляется /2-кратное умножение частоты.

§ 53. РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫЕ

ПЕРЕДАТЧИКИ

Радиовещательные передатчики предназначены для телефонной работы в специально отведенных полосах частот в диапазонах длинных, средних и коротких волн (15041605 кгц\ 16054-4000 кгц и 44-29,7 Мгц) и в Диапазоне У К В с частотной модуляцией. Мощность радиовещательных передатчиков в режиме несущей частоты составляет десятки и сотни килсватт. Важным показателем радиовещательных передатчиков является к. п. д., который зависит от вида модуляции и достигает при комбинированных способах анодной модуляции 40—50%. Сеточные виды модуляции дают более низкий к. п. д. (до 30—35%) и в мощных радиовещательных передатчиках, как правило, не применяются. К радиовещательным передатчикам предъявляются высокие требования по стабильности частоты. Допустимая нестабильность не должна превышать ± 10 гц в диапазоне 1504-1605 кгц и ± (1,54-2)-Ю - 6 в других диапазонах волн. Высокие требования предъявляются и к электроакустическим показателям радиовещательных передатчиков. Частотные искажения не должны п р е в ы ш а т ь ^ 1,5 дб, а коэффициент нелинейности при глубине модуляции т = 9 0 % должен быть не более 3—5%. Мощный радиовещательный передатчик является сложным инженерным сооружением с автономными мощными источниками электропитания, водяного и принудительного воздушного охлаждения, разветвленным антенно-фидерным хозяйством. Ниже приводится краткая характеристика радиовещательного передатчика мощностью Р = 100 кет, предназначенного для работы в диапазоне коротких волн (44-30 Мгц). Диапазон передатчика разбит на три поддиапазона: 44-6,6 Мгц, 6,64-12 Мгц, 124-30 Мгц. Передатчик может работать на шести любых фиксированных частотах в указанном диапазоне. На рис. 167 представлена блок-схема передатчика. В передатчик входят: тракт высокой частоты, модуляционный тракт и система управления, контроля и защиты. Возбудитель передатчика имеет шесть кварцевых генераторов 1 с последующими умножителями частоты 2, которые собраны на транзисторах. Возбудитель вырабаты384

вает шесть фиксированных рабочих частот с выходным напряжением порядка 1 в и подает это напряжение на коммутирующее устройство 3, которое обеспечивает подключение любого из шести выходов генератора к входу промежуточного усилителя 4. Этот усилитель является апериодическим и не перестраивается в процессе работы. Нагрузкой усилителя служит первичная обмотка ВЧ трансформатора, вто-

ричная обмотка которого обеспечивает симметричный выход на сетки ламп второго усилителя 5, собранного по двухтактной схеме на двойных лучевых тетродах ГУ-42. Выходное напряжение усилителя (порядка 150 в на одно плечо) достаточно для возбуждения мощного промежуточного каскада 6, собранного на двух пентодах ГУ-46 по двухтактной схеме. Выходная мощность каскада — порядка 800—900 вт. Четвертый усилительный каскад 7 собран на двух тетродах ГУ-39Б и работает в режиме принудительной анодноэкранной модуляции, так как в последнем каскаде осуществляется комбинированная анодная модуляция. Мощность этого каскада — порядка 15—17 кет. Выходной каскад 8 385

собран на двух мощных триодах типа ГУ-23Б по схеме с общей сеткой. Все каскады, следующие за апериодическим, являются перестраивающими. Переключение поддиапазонов . осуществляется скачкообразным изменением емкости контуров, а плавная настройка — изменением индуктивности контуров с помощью электромеханической системы автонастройки со следящим электроприводом. Промежуточный контур выходного каскада через специальный фильтр гармоник 9 связан фидерной линией с антенным коммутатором 10, переключающим передатчик для работы на нужную антенну. Тракт низкой частоты состоит из подмодулятора И, 12 и модулятора 13. Подмодулятор представляют собой четырехкаскадный У Н Ч со схемами коррекции частотных искажений. Все каскады У Н Ч собраны по двухтактной схеме. Модулятор 13 собран также по двухтактной схеме на тех же лампах, что и генератор (ГУ-23Б). В передатчике применена комбинированная анодная модуляция. В предоконечном каскаде с помощью анодной модуляции от общего модулятора осуществляется модуляция напряжением возбуждения выходного каскада. Питание передатчика осуществляется от высоковольтной сети через понижающую подстанцию и ряд выпрямителей, обеспечивающих нужные постоянные напряжения. В радиовещательных передатчиках широко используют схемы сложения мощностей, так как увеличение числа выходных ламп в схемах параллельного или двухтактного включения ограничено. Кроме того, сложение мощностей повышает надежность работы передатчика, так как выход из строя одного блока не ведет к полному отказу работы передатчика в целом. Схемы сложения мощностей позволяют получать мощности порядка нескольких тысяч киловатт. Принципы сложения мощностей были разработаны советскими учеными в начале 30-х годов. Большое значение имели работы академика А. Л. Минца, 3 . И. Моделя, И. X. Невяжского, Б. П. Терентьева и других. Методы сложения мощностей были применены при строительстве радиостанции им. Коминтерна мощностью 500 кет (1933 г.) и в дальнейшем других мощных станций. В настоящее время используются два основных метода сложения мощностей: мостовые схемы и пространственное сложение. 386

Система блоков, когда выходной каскад предстгвлял собой несколько самостоятельных однотипных усилителей мощности, анодные контуры которых были связаны с общим контуром и отдавали в него свою мощность, в настоящее время не применяется из-за взаимной связи режимов отдельных блоков. Изменение числа работающих блоков требовало изменения степени связи оставшихся блоков с общим контуром, а отключение блока требовало отключения и его анодного контура, так как в контуре неработающего блока потреблялась значительная мощность и возникали опасные перенапряжения. Основное применение получили мостовые схемы сложения мощностей (рис. 168). Принцип действия этих схем заключается в том, что энергия двух блоков подводится к диагоналям моста, а в плечи моста включают полезную на- Рис. 168. Мостовая схема сложения мощностей. грузку Ra, балластное сопротивление R6 и два реактивных сопротивления хл и х2. При выполнении уело вий равновесия моста [ x j ^ = X2RA) устраняется взаимное влияние друг на друга блоков, питающих мост, и увеличивается мощность в нагрузке, через которую пройдет суммарный ток блоков: Р = 0,5(7! + / 2 ) 5 Я а . Мощность, теряемая в балластном сопротивлении, пропорциональна разности токов: Ро = 0,5 (U -

12)*R6.

При равенстве токов и / 2 вся мощность поступает в полезную нагрузку. При включении одного из блоков второй блок подключ а ю т 'непосредственно к нагрузке для устранения потерь в балластном сопротивлении.

Недостатком этой схемы является необходимость обеспечения равенства токов / j и 1 2 по величине и фазе, что требует различных величин и фазовых соотношений выходных напряжений блоков их и и2. Лучшие результаты дает Т-образная мостовая схема, имеющая одинаковые входные сопротивления и позволяющая поставить блоки в одинаковые режимы работы. Система сложения мощностей в пространстве была предложена И. X. Невяжским в 1935 г. В этой системе два самостоятельных передатчика работали от одного возбудителя на свою антенну, являющуюся частью общей направленной антенной системы, которая благодаря соответствующей фазировке токов в антеннах обеспечивала сложение напряженностей поля в пространстве.

§ 54. Р А Д И О Л О К А Ц И О Н Н Ы Е

ПЕРЕДАТЧИКИ

Радиолокационный передатчик является основным элеj ментом радиолокационной станции (РЛС), предназначенной для определения координат различных движущихся и неподвижных объектов с помощью радиоволн. Передатчик излучает высокочастотные зондирующие радиоимпульсы, длительность которых значительно меньше паузы между ними. Мощность передатчика, от которой зависит дальность действия радиолокационной станции, должна быть большой: сотни и тысячи киловатт в импульсе. Особенности передатчиков РЛС связаны, во-первых, с импульсным характером работы и, во-вторых, с диапазоном волн. Импульсные колебания имеют широкий и сложный частотный спектр. В состав импульсных колебаний входит бесконечно большое число составляющих, отличающихся друг от друга на величину частоты следования импульсов F и имеющих различные амплитуды, которые изменяются по сложному закону. Основная часть энергии спектра лежит в интервале частот от f — (1/т) до f + (1/т) и занимает широкую полосу А / 7 « 2 / т . Таким образом, при передаче коротких импульсов требуется широкая полоса пропускания (единицы и десятки мегагерц), которую можно получить только в диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ). Кроме того, в указанном диапазоне можно использовать остронаправлённые антенны,

фокусирующие излучаемую энергию в узкий пучок, и получить за счет этого дополнительный выигрыш в мощности, дальности действия и точности определения координат объекта. Радиолокационные передатчики характеризуются также следующими специфическими параметрами, связанными с импульсным характером работы: импульсной и средней мощностью; длительностью импульса, частотой следования и скважностью; стабильностью частоты следования; формой импульсов. Радиолокационный передатчик (рис. 169) состоит из генератора, импульсного модулятора, антенно-фидерного устройства и источников электрического питания. Генератор, включаемый периодически в момент передачи импульсов, должен обеспечить заданную мощность в антенне при высокой стабильности несущей частоты. Отсутствие усилителей мощности, характерных для передатчиков длинных и коротких волн, связано с тем, что при работе в импульсном режиме можно получить значительную мощность непосредственно от генератора. Использование промежуточных усилителей усложнит схему и приведет к большим искажениям формы генерируемых импульсов. Колебаниями передатчика управляет импульсный модулятор, вырабатывающий прямоугольные видеоимпульсы с постоянными параметрами. В зависимости от того, как происходит формирование модулирующих импульсов, различают два основных варианта схем передатчиков. В первом варианте-(рис. 169, а) импульсы формируются в модуляторе. Такой метод прост, но он не может обеспечить высокую стабильность параметров модулирующих импульсов. Во втором варианте (рис. 169, б) модулятор запускается прямоугольными импульсами, выработанными в подмодуляторе, который срабатывает под действием коротких импульсов с крутым фронтом нарастания, выдаваемых хронизатором. Указанный метод модуляции дает возможность получить наиболее высокую стабильность параметров модулирующих импульсов, однако в этом случае схема передатчика усложняется. В современных радиолокационных передатчиках, как уже указывалось выше, основное применение в качестве генераторов СВЧ получили магнетроны.

Высокочастотный блок магнетронного передатчика РЛС (рис. 169, в). В радиолокационных станциях антенна 6 связана с магнетроном 2 фидером или волноводом 4. Вращение антенны требует специальных вращающихся сочле-

+4-

JLJL Импульсный. модулятор

Антеннофидерное устройство

Г?нератор

Источники.: электро-. питания

а)

к к, JUL Xdohu.эатор

Подмодулятор

О Импульс ный модулятор

Г?нератор

Антеннофидерное устройство

И. X Источники электропитания S) 5» 6

_К Запуск

>

У

i) Рис. 169. Блок-схемы: о — радиолокационного передатчика без подмодуляторов; б с подмодулятором; в — высокочастотного блока ма)нетрикного передатчика РЛС с антеннофидерной системой; е — передатчика РЛС. К схеме в: / — модулятор; ?—магнетрон; S—антенный переключатель; 4 — линия передачи; 5 —вращающиеся сочленения; 6 — антенна; ' — высокочастотный блок приемника. К схеме г: / — усилитель; S— ждущий блокинг генераюр; а — выходной блокинг-генератор; 4 — модули юр; 5— магнетрон.

нений 5. При работе с одной антенной необходимо предусмотреть защиту приемника при прохождении мощного зондирующего импульса передатчика. Это обусловливает использование антенного переключателя 3. В высокочастотный блок радиолокационных передатчиков малой и средней мощностей входят модулятор 1, магнет390

рон с выходным устройством 2 и высокочастотная часть приемника 7, состоящая из смесителя, гетеродина, предварительного усилителя промежуточной частоты и системы автоподстройки частоты гетеродина. Близкое расположение высокочастотной части приемника к волноводу позволяет уменьшить потери энергии при приеме слабого отраженного импульса. В передатчиках большой мощности модулятор выносят в отдельный блок. Во время перехода электромагнитной энергии от магнетрона к антенне приходится преобразовывать характер электромагнитного поля в волноводе. Магнетрон возбуждает в прямоугольном волноводе волну, несимметричную относительно продольной оси волновода. Эта волна превращается в симметричную с помощью стержня, расположенного в конце волновода, так как вращающее сочленение 5, используемое для связи волновода с антенной, нормально работает только с симметричной волной. После сочленения происходит обратное преобразование. Ниже приводится краткое описание блок-схемы судового радиолокационного передатчика. Передатчик состоит из подмодулятора, импульсного модулятора и магнетронного генератора. На рис. 169, г представлена блок-схема передатчика. В подмодулятор входят усилитель / , ждущий блокинггенератор 2 и выходной мощный ждущий блокинг-генератор 3. На сетку лампы усилителя подается положительный запускающий импульс длительностью т ж 1 , 5 мксек с частотой следования F^3700 гц и напряжением U = 40 в от хронизатора станции. Ждущий блокинг-генератор 2 вырабатывает импульс положительной полярности, по форме близкой к прямоугольной (в момент поступления запускающего импульса). Этот импульс запускает выходной блокинг-генератор 3, который формирует с помощью искусственной линии задержки положительный видеоимпульс длительностью 0,25 мксек, управляющий импульсным модулятором 4 с частичным разрядом накопительной емкости и жестким коммутатором. Высоковольтный импульс, вырабатываемый модулятором, подается на магнетрон 5, который во время прохождения этого импульса генерирует высокочастотный радиоимпульс, проходящий через антенный переключатель и волноводные

сочленения в главный волновод и антенну. Передатчик работает в трехсантиметровом диапазоне волн и создает зондирующие радиоимпульсы с импульсной мощностью Р и да80 кет. § 55. ПЕРЕДАТЧИКИ Р А Д И О Р Е Л Е Й Н О Й СВЯЗИ

Радиорелейная магистральная связь в диапазоне СВЧ является одним из важных современных видов радиосвязи. Радиорелейная линия связи состоит из двух оконечных станций и нескольких промежуточных, задачей которых

Оконечная станция

Промежуточная станция

Оконечная станция

Рис, 170. Схема радиорелейной линии связи,

служат прием и передача принятого сигнала в направлении последующего корреспондента, т. е. ретрансляция сигнала. Особенность работы станций радиорелейной связи связана с возможностью передачи широкой полосы частот (порядка десятков мегагерц), что позволяет осуществить многоканальную работу, одновременно передавая независимо друг от друга сотни и тысячи различных сообщений. В диапазоне сантиметровых волн используются полосы частот 500—600 Мгц на частотах 2000, 4000, 6000, 8000 и 11 000 Мгц. Ширина полосы одной линии связи — порядка 20—30 Мгц. На рис. 170 показана схема радиорелейной линии с одной ретрансляционной станцией. Для увеличения пропускной способности линии она состоит из 6—8 самостоятельных линий-стволов, имеющих общие конечные и промежуточные станции и антенны. Полоса, занимаемая стволом, составляет 20—30 Мгц, разнос 392

частот между средними частотами стволов составляет 28— 30 Мгц. В радиорелейных линиях применяют дуплексный метод связи, позволяющий осуществить одновременный прием и передачу сигналов. Передача и прием производятся на различных частотах, что исключает взаимные помехи. Важной особенностью радиорелейных линий является использование схем уплотнения, которые преобразуют ряд низкочастотных сигналов различных абонентов в общий сигнал, который модулирует передатчик, а на приемном конце линии выделяют из общего сигнала отдельные составляющие. При передаче телевизионных сигналов последние непосредственно модулируют передатчик. В радиорелейной связи широко используется автоматизация управления аппаратурой. Промежуточные станции, антенны которых располагаются на специальных мачтах высотой до 60—70 м и на расстоянии 40—60 км, являются необслуживаемыми, причем резервная аппаратура в случае аварии основной подключается автоматически. Основными преимуществами радиорелейной связи являются многоканальность, высокая помехоустойчивость, вызванная, во-первых, острой пространственной избирательностью и, во-вторых, слабым влиянием метеорологических факторов на прохождение волн СВЧ диапазона. Большие перспективы имеют радиорелейная связь с ретрансляцией через спутники Земли, которая уже используется для практических целей как в СССР, так и за рубежом, и тропосферная связь на дальние расстояния за счет рассеяния волн СВЧ в тропосфере. Многоканальная связь, используемая в радиорелейных линиях, осуществляется двумя основными способами: с помощью уплотнения сигналов по частоте и во времени. Частотное уплотнение, широко используемое в проводных линиях связи, позволяет получить большее число каналов связи, хотя и отличается сложностью аппаратуры. Принцип частотного уплотнения состоит в том, что каждый канал связи имеет свой участок частотного спектра. Эти участки каналов составляют групповой сигнал, причем спектры каналов связи переносятся в различные полосы частот и складываются в общей цепи, как это осуществляется при однополосной модуляции. Аппаратура уплотнения содержит балансные модуляторы, генераторы поднесущих частот и фильтры, как пока-

зано на блок-схеме многоканального передатчика (рис. 171, а). Современная стандартная аппаратура частотного уплотнения содержит 12 каналов, образующих четыре группы по три канала. Каждые пять двенадцатиканальных групп обраканал 1

БМ1

Ф1

ш п oj rz Канап 2

Ж БМ2

Ф2

г

риппа(3кан)

Пере- I датчик]

Подавленные

несущие

6) 60 64 68 Группа

\

Группа

. каналов

12

(12 кап.)

104 108 f, КЗЦ ПоЭавленные

несущие

}

В) 408 Группа

456 60

552fiкгц

каналов

Рис. 171. Многоканальная передача: а — блок-схема аппаратуры; 6 — частотный спектр группового сигнала: 12 канальной группы; а — liO-нанальной груипы,

зуют 60-канальную группу. Шестидесятнканальные группы образуют 240—300-канальную сверхгруппу. Сверхгруппы объединяют в групповой сигнал (до 1920 каналов). Ширина стандартного телефонного сигнала составляет 3100 гц (от 300 до 3400 гц), поэтому поднесущие частоты разнесены на 4 кгц, как показано на рис. 171, б, где представлен спектр типовой 12-канальной группы. На рис. 171, в показан спектр 60-канальной группы. При необходимости каждый телефонный канал может

быть использован для передачи телеграфных сигналов с шириной полосы в 120 гц. В каждом телефонном канале можно разместить 24 телеграфных. В аппаратуре уплотнения используются нижние боковые частоты, которые выделяются узкополосными полосовыми фильтрами. Групповой сигнал с выхода аппаратуры уплотнения подается на модулятор передатчика СВЧ. В передатчиках радиорелейной связи с частотным уплотнением, как правило, применяется частотная модуляция, повышающая помехоустойчивость радиосвязи. Большие перспективы имеет и однополосная модуляция, однако она требует весьма высокой стабильности несущей частоты, что трудно осуществить в диапазоне СВЧ. Принцип уплотнения во времени. Этот принцип уплотнения основан на последовательной и поочередной передачах сигналов каждого канала, причем сигнал передается не непрерывно, а короткими импульсами, т. е. осуществляется превращение непрерывного сигнала в прерывистый (квантование по времени). При достаточно высокой частоте следования импульсов последние будут нести в себе достаточную информацию для передачи непрерывного сигнала. Например, для качественной передачи телефонного сигнала с полосой до 3400 гц частота повторения импульсов должна быть примерно в 2 , 5 — 3 раза больше, т. е. составить 8—9 кгц. В зависимости от вида импульсной модуляции информация заложена либо в высоте рабочего импульса (АИМ), либо в его длительности или временном положении (ШИМ, ФИМ). Число рабочих импульсов, несущих информацию, равно числу каналов, причем вначале передается опорный (синхронизирующий) импульс, а за ним следуют рабочие поочередно от всех каналов и т. д. Опорные импульсы отличаются по форме от рабочих с целью их выделения в приемном тракте. При частоте следования опорных импульсов в 8000 гц в периоде следования в 125 мксек необходимо разместить п рабочих импульсов при я-канальной передаче. Увеличение числа каналов требует уменьшения длительности рабочих импульсов, которая при 12—24 каналах составляет уже доли и единицы микросекунд. Малая длительность импульсов приводит к значительному увеличению ширины полосы частот импульсной передачи. На рис. 172 показана блок-схема четырехканальной передачи с фазово-импульсной модуляцией.

А^одулирующие низкочастотные сигналы каналов и немодулированные рабочие импульсы поступают на модуляторы каналов (Ml — М4). Затем последовательность модулированных импульсов подается на смеситель и далее модулирует передатчик. Первичная последовательность прямоугольных импульсов вырабатывается в устройстве, состоящем из генератора импульсов, линии задержки и формирователя рабочих импульсов (ФИ1 — ФИ4).

Рис. 172. Блок-схема четырехканальной передачи с ФИМ.

Импульсы, проходя линию задержки, поочередно подаются на устройства, формирующие рабочие импульсы каналов, последние подаются на модуляторы в строго определенном порядке и в определенное время, отведенное данному каналу. Одновременно генератор импульсов запускает синхронизирующее устройство (СУ), вырабатывающее опорные импульсы, имеющие обычно большую длительность (сдвоенный импульс). Временное уплотнение каналов имеет ряд преимуществ перед частотным. Аппаратура временного уплотнения значительно проще, чем частотного, в ней отсутствуют сложные полосовые фильтры. При временнбм уплотнении значительно меньше уровень помех, вызванных взаимным влиянием каналов.

Недостатком временного уплотнения является трудность осуществления большого числа каналов, так как оно ограничено длительностью периода следования импульсов (125 мксек). На рис. 173 представлены типовые блок-схемы передатчиков радиорелейной связи при частотном уплотнении. Мощность передатчиков оконечных станций в радиорелей-

Рнс. 173. Блок-схема передатчиков радиорелейной связи с частотным уплотнением: а — передатчик с частотной модуляцией на СВЧ; б — передатчик с частотной модуляцией на промежуточной частоте.

ных линиях космической и тропосферной связи, когда радиорелейные станции располагаются на больших расстояниях (до 1000 км), составляет единицы и десятки киловатт. Мощность передатчиков оконечных и промежуточных станций, работающих в пределах прямой видимости, значительно меньше (как и у бортовой аппаратуры спутников) и составляет единицы и десятки ватт. При частотном уплотнении каналов применяется частотная модуляция. Модуляция может осуществляться непосредственно на СВЧ, когда групповой многоканальный сигнал (рис. 173, а) через групповой усилитель осуществляет частотную модуляцию маломощного генератора СВЧ, например отражательного клистрона, путем изменения напряжения на отражателе.

Кроме клистронов, в качестве генераторов СВЧ используются металлокерамические триоды, ЛОВМ и другие приборы. В качестве последующих усилителей мощности используют Л Б В , многорезопаторные клистроны. Нелинейность модуляционной характеристики при многоканальной передаче приводит к сильным переходным искажениям из-за возможности прохождения гармоник в соседние каналы. Поэтому при большом числе каналов применяют схемы передатчиков с модуляцией на промежуточной частоте, величина которой берется небольшой (15— 100 Мгц). В этом случае, кроме высокой линейности модуляционной характеристики, получают высокую стабильность несущей частоты. Передатчик с ЧМ на промежуточной частоте (рис. 173, б) состоит из кварцевого генератора КВГ с последующими умножителями частоты У М Н и преобразователя частоты СМ, на который подаются частотномодулированные колебания генератора промежуточной частоты и колебания СВЧ. На выходе преобразователя образуются колебания суммарной или разностной частоты. Фильтр Ф на выходе преобразователя выделяет нужные модулированные колебания, которые поступают в мощный усилитель (обычно многорезонаторный клистрон). Частотная модуляция осуществляется в гетеродине промежуточной частоты одним из известных способов (например, с помощью реактивных ламп). Для повышения стабильности частоты применяется система автоподстройки частоты генераторов (АПЧ). § 56. Н А Д Е Ж Н О С Т Ь РАБОТЫ Р А Д И О П Е Р Е Д А Ю Щ И Х УСТРОЙСТВ

Радиопередающее устройство является сложной системой, и обеспечение надежности его работы является требованием первостепенной важности ввиду ответственности выполняемых им функций. В последние годы, в связи с развитием более совершенных методов радиосвязи, приведших к значительному усложнению радиопередающих устройств, расширением автоматизации управления радиопередатчиком, появлением необслуживаемых радиопередающих станций, повысились требования к надежности как отдельных элементов, узлов и блоков, так и к радиопередатчику в целом. Особенностью радиопередатчиков по сравнению с другой радиоаппаратурой является работа на более высоком 393

уровне мощности, с высокими постоянными и высокочастотными напряжениями и токами. Все это приводит к большим тепловым нагрузкам отдельных элементов и узлов и к более тяжелым условиям работы с точки зрения электрической прочности. Поэтому большинство отказов мощных передатчиков падает на нарушение электрической прочности элементов, нарушение контактов и короткие замыкания. Основная доля отказов вызвана выходом из строя электровакуумных приборов, особенно мощных генераторных и модуляторных ламп, хотя их количество в передатчике незначительно. По этой причине трудно обеспечить высокую надежность мощного передатчика, а повышение надежности и долговечности мощных генераторных ламп является важной задачей электровакуумного приборостроения. Значительная часть отказов передатчика приходится на конденсаторы и резисторы ввиду их большого количества (до 80% от общего количества элементов). Если в генераторных лампах основными причинами отказов являются потеря эмиссии (до 50—70%), междуэлектродные замыкания (до 10—20%), пробои между электродами (до 10—15%) и нарушение целостности баллона (до 10%), то в резисторах основной неисправностью являются нарушение контактного узла (до 50%) и перегорание (до 40%). Д л я конденсаторов, применяемых в мощных радиопередатчиках, основные отказы вызваны пробоем диэлектрика, перекрытием обкладок через наружную кромку (до 70%) и обрывом выводов (до 10—15%). Это в основном относится к керамическим и слюдяным конденсаторам. Вакуумные конденсаторы более надежны и поэтому нашли широкое применение в контурах современных мощных передатчиков. Расчет надежности радиопередатчика, как и всякой сложной радиоэлектронной системы, проводится по характеристикам надежности отдельных элементов, известным из статистических данных эксплуатации. Передатчики являются системами, элементы которых с точки зрения надежности связаны последовательно, т . е. отказ одного из элементов приводит к отказу всей системы. При расчете передатчика следует учитывать только случайные и независимые друг от друга отказы, которые невозможно предусмотреть.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. А г а ф о н о в Б. С. Теория и расчет радиотелеграфных режимов в современных генераторных лампах. М., «Сов. радио», 1954. 2. Б е р г А. И. Теория и расчет ламповых генераторов. Ч. I, изд. 2-е. М.-Л., О Н Т И , 1935. 3. Г е р а с и м о в С. М., М и г у л и н И. Н., Яковлев В. Н. Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов. Киев, Гостехиздат, 1961. 4. Д р о б о в С. А. Радиопередающие устройства. Изд. 4-е. М., «Сов. радио», 1970. 5. И е й м а н М. С. Курс радиопередающих устройств. М., • «Сов. радио», 1965. 6. О к у н ь Е. Л. Расчет радиопередатчиков. Л . , Судпромгиз, 1962. 7. Х а ц к е л е в и ч В. А. Расчет режимов новых генераторных триодов. М., Связьиздат, 1.961. 8. Б о г а ч е в В. М., П о п о в И. Д . Оптимальный расчет генератора с внешним возбуждением на транзисторе и его расчет. Сб. «Полупроводниковые приборы и их применение» под ред. А. Я- Федотова, вып. 13. М., «Сов. радио», 1965. 9. Ч е л н о к о в О. А. Расчет гармонических составляющих токов транзистора на высоких частотах при кусочнопараболической аппроксимации статических характеристик. В кн.: Полупроводниковые приборы и их применение. Под ред. А. Я- Федотова. Вып. 15. М., «Сов. радио», 1966. 10. С у д а к о в Ю. И. Уточненный энергетический расчет транзисторного генератора. В кн.: Вопросы применения полупроводниковых приборов в радиоприемных и радиопередающих устройствах. Под ред. В. А. Волгова. Труды Рязанского радиотехнического института, вып. 14, 1969. 11. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь», 1969. 12. К а г а н о в В. И. Транзисторные радиопередатчики. М., «Энергия», 1970. 13. Д ь я к о в А. В. Введение в квантовую электронику. М., «Энергия», 1969. 14. Б а з а р о в В. К. Полупроводниковые лазеры и их применение. М., «Энергия», 1969. 15. Т и м о ф е е в В. М. Проектирование радиопередающих устройств. М., «Связь», 1965. 16. А н д р е е в В. С., 3 л о т и н А. Л. Применение приборов Ганна в импульсных устройствах. В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Вып. 4. М., «Связь», 1969. 17. А б к е в и ч И. И . , В и з е л ь А. А. Эффект Ганна и его использование в электронике С В Ч . В кн.: Полупроводниковые приборы и их применение. Под ред. А. Я- Федотова. Вып. 16. М., «Сов. радио», 1966. 18. Д я т л о в Ю. В . , К о з л о в Л. Н. Митроны. М., «Сов. радио», 1967. 19. Б ы с т р и ц к и й Н. П. Магнетронные усилители. М., «Сов. радио», 1966. 20. К о к У. Лазеры и голография. М., «Мир», 1971,