Схемотехника широкополосных усилителей: монография

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса

Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк

СХЕМОТЕХНИКА ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Монография

ШАХТЫ 2005

2

Оглавление

УДК 621.375 ББК 32.846 П 804 Рецензент: к.т.н., доцент кафедры «Информационные системы и радиотехника» А.Э. Попов

П 804 Прокопенко Н.Н. Схемотехника широкополосных усилителей: Монография / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2005. – 218с. ISBN 5-93834-174-4 В монографии приводятся достаточно точные аналитические выражения (в системе hб-параметров транзисторов) для параметров классических каскадов с общим эмиттером, общей базой, общим коллектором, дифференциальных и каскодных усилителей. Показана зависимость предельных значений основных параметров базовых схем ШУ и их основных функциональных узлов (активных нагрузок, согласующих подсхем, источников опорного тока и т.п.) от статического режима и свойств применяемых транзисторов. Приводятся архитектурные и схемотехнические решения источников опорного тока и активных нагрузок ШУ, которые дополняют существующие представления разработчиков о данном классе функциональных узлов. Рассматриваются принципы построения и свойства базовых схем составных многоплюсников с компенсацией емкости Скб выходных транзисторов. В данной работе рассматривается архитектура и практическая схемотехника усилителей постоянного тока, несимметричных дифференциальных усилителей, дифференциальных усилителей со следящим питанием, широкополосных усилителей на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах, каскодных видеоусилителей, операционных усилителей на основе ячеек Джильберта, дифференциальных усилителей с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов, усилителей с управляемой верхней граничной частотой, широкополосных усилителей на дискретных транзисторах.

УДК 621.375 ББК 32.846

ISBN 5-93834-174-4

© Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса, 2005 © Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк, 2005

ОГЛАВЛЕНИЕ

Введение ................................................................................................. 5 Глава 1 Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей .................... 8 1.1 Основные параметры широкополосных усилителей ................... 8 1.2 Амплитудно- и фазочастотные характеристики........................... 10 1.3 Приближенные эквивалентные схемы биполярных транзисторов ..................................................................................... 12 1.4 Каскад с общей базой ...................................................................... 14 1.5 Каскад с общим эмиттером ............................................................. 19 1.6 Каскад с общим коллектором ......................................................... 23 1.7 Каскодный усилитель ...................................................................... 27 1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками............... 29 Глава 2 Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей .............................................. 40 2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок ....... 40 2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением ............................................................. 45 2.3 Источники опорного тока (напряжения) с низкой чувствительностью к нестабильности источников питания ....... 61 2.4 Цепи запуска источников опорного тока...................................... 64 2.5 Схемотехника функционально интегрированных источников опорного тока и управляемых активных нагрузок дифференциальных усилителей...................................................... 66 Глава 3 Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров ....................................................... 72 3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей .............. 72 3.2 Неавтономные параметры компенсированных транзисторов .... 89 3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной проводимости ................................................................................... 93 3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импедансов ..................... 100 3.5 Составные активные элементы с некачественными биполярными транзисторами .................................................................................. 112 3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор........... 117

4

Оглавление

Глава 4 Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей ............................................................................. 121 4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных усилителей постоянного тока ........................................................ 121 4.2 Несимметричные дифференциальные усилители........................ 130 4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием ............. 139 4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах .......................................... 150 4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей ....................................................................... 163 4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта ............. 173 4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов ....................................... 186 4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой ............ 195 4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах ....... 201 Заключение ............................................................................................. 212 Библиографический список .................................................................. 214

ВВЕДЕНИЕ

Качественные показатели достаточно широкого класса устройств радиотехники, приборостроения, связи, автоматики существенно зависят от динамических параметров одного из самых распространенных функциональных аналоговых узлов РЭА – широкополосных усилителей (усилителей постоянного тока, операционных усилителей, НЧусилителей мощности, видеоусилителей и т.д.). Совершенствованию микросхем данного класса уделяется большое внимание фирмами BurrBrown, Maxim, Analog Devices, Philips, Harris, Texas Instruments и др., которые в настоящее время доминируют в России на этом рынке микроэлектронных изделий. Внедрение субмикронной технологии ведущими западными фирмами показало, что, в отличие от цифровых микросхем, где ужесточение технологических норм привело к существенному повышению производительности при практически неизменной потребляемой мощности, в аналоговых ИС этого результата достигнуть не удалось. Выполненные в 2000-2002 гг. исследования в области надежности различных микросхем показывают, что переход на субмикронную технологию существенно снижает надежность и увеличивает граничную частоту низкочастотных шумов, что в конечном итоге указывает на существование целого ряда далеко не технологических ограничений в области аналоговой микроэлектроники. Кроме этого в России в настоящее время отсутствуют экономические, технологические и организационные основы создания и эксплуатации предприятий, удовлетворяющие требованиям субмикронной технологии. Обеспечить относительную независимость отечественных систем радиоэлектронного профиля путем разработки и выпуска необходимой номенклатуры аналоговых микросхем различного уровня интеграции можно и уровне микронной технологии. Указанную проблему в ряде случаев удается решить на схемотехническом уровне – путем создания нового поколения принципиальных схем, обеспечивающих уменьшение степени влияния паразитных параметров активных компонентов и нелинейных режимов их работы на результирующие динамические характеристики и параметры широкополосных усилителей (ШУ).

6

Введение

В монографии систематизированы сведения о базовых схемах транзисторных каскадов ШУ и их функциональных узлах, используемых в качестве «кирпичиков» при построении более сложных аналоговых устройств. Подробно рассмотрена схемотехника широкополосных усилителей с многоканальной компенсацией влияния емкости коллектор-база (Скб) входных и выходных транзисторов на верхнюю граничную частоту ωв . Если компенсация Скб входного транзистора ШУ давно применяется в аналоговых устройствах, то теория и схемотехника ШУ с нейтрализацией влияния емкости Скб выходного транзистора на ωв развита в меньшей степени, а публикации, в основном авторов настоящей монографии, носят фрагментарный характер. В главе 1 приводятся достаточно точные аналитические выражения (в системе hб-параметров транзисторов) для параметров классических каскадов с общим эмиттером, общей базой, общим коллектором, дифференциальных и каскодных усилителей. Показана зависимость предельных значений основных параметров базовых схем ШУ и их основных функциональных узлов (активных нагрузок, согласующих подсхем, источников опорного тока и т.п.) от статического режима и свойств применяемых транзисторов. Выполненные в данной главе исследования зависимостей малосигнальных характеристик ШУ от свойств нагрузки и источника входного напряжения дополняют современную теорию усиления сигналов, могут использоваться при параметрическом синтезе аналоговых микросхем различного функционального назначения. В главе 2 приводятся архитектурные и схемотехнические решения источников опорного тока и активных нагрузок ШУ, которые дополняют существующие представления разработчиков о данном классе функциональных узлов. Полученные аналитические выражения для выходного сопротивления основных типов активных нагрузок, повторителей и источников тока позволяют более глубоко исследовать их свойства и выбрать наиболее оптимальные схемотехнические решения. В главе 3 рассматриваются принципы построения и свойства базовых схем составных многоплюсников с компенсацией емкости Скб выходных транзисторов. Такие структуры предоставляют разработчикам аналоговых микросхем дополнительную возможность повышения (в 210 раз) верхней граничной частоты широкополосных усилителей с непосредственной связью каскадов. Рассмотренный метод улучшения час-

Введение

7

тотных свойств ШУ рекомендуется использовать в тех случаях, когда емкость коллектор-база выходного транзистора образует с сопротивлением нагрузки достаточно большую эквивалентную постоянную времени и является доминирующим фактором. При этом выигрыш по ωв зависит от соотношения инерционности компенсируемого и компенсирующего каналов усиления. В главе 4 рассматривается архитектура и практическая схемотехника усилителей постоянного тока, несимметричных дифференциальных усилителей, дифференциальных усилителей со следящим питанием, широкополосных усилителей на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах, каскодных видеоусилителей, операционных усилителей на основе ячеек Джильберта, дифференциальных усилителей с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов, усилителей с управляемой верхней граничной частотой, широкополосных усилителей на дискретных транзисторах и т.д. Приводятся результаты компьютерного моделирования ШУ в среде PSpice. Авторы выражают признательность Заякиной Л.А. и Сергеенко И.Н. за большую работу по подготовке материалов к изданию, а также к.т.н. Старченко И.Е. за компьютерное моделирование амплитудночастотных характеристик (разделы 3.1, 4.2, 4.8)).

Глава 1 ДИНАМИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БАЗОВЫХ СХЕМ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

1.1 Основные параметры широкополосных усилителей Одним из весьма распространенных классов аналоговых устройств являются широкополосные усилители (ШУ) [1] (рис. 1.1а). Качественные показатели и параметры ШУ в соответствии с [1, 2, 7] характеризуют более 30 параметров, в том числе: 1. Малосигнальный коэффициент усиления по напряжению в диапазоне средних частот Кy - отношение выходного напряжения ШУ к входному напряжению. 2. Малосигнальная верхняя граничная частота (полоса пропускания) fв - наибольшее значение частоты, на которой коэффициент усиления уменьшается на 3 дБ (в 2 раз) от значения Ку в диапазоне средних частот. 3. Малосигнальная нижняя граничная частота fн, которая определяется аналогично fв. 4. Площадь усиления Q = K y ( f в − f н ) . 5. Коэффициент неравномерности амплитудно-частотной характери-

стики в рабочем диапазоне частот ε, который измеряется в дБ или % (рис. 1.1б).

1.1 Основные параметры широкополосных усилителей

9

6. Частота полной амплитуды выходного сигнала fm. Этот параметр

может быть приблизительно оценен по формуле: fт ≈

ϑвых , 2πU m 2

где ϑвых - максимальная скорость нарастания выходного напряжения усилителя в режиме большого сигнала [4, 5]; Um2 - максимальная амплитуда неискаженного выходного синусоидального сигнала.

а) &y K

Диапазон низких частот ε

Диапазон средних частот

Диапазон высоких частот

Ky Ky 2

fн

fв

f

б) Рис. 1.1. К определению параметров усилителя fв, fн и ε 7. Частота единичного усиления f1(fср)- значение частоты, на которой коэффициент усиления ШУ равен единице. Данный параметр характеризует частотные свойства усилителя, предназначенного для работы в схемах с отрицательной обратной связью, например, операционных усилителей.

10

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

Входная (Свх) и выходная (Свых) емкости усилителя. Величина Свх определяется как эквивалентная емкость между входным узлом и общей шиной ШУ. Аналогично находится Свых. Данные параметры определяют поведение усилителя в частотном диапазоне с различными сопротивлениями источника сигнала и нагрузки. 9. Входное и выходное сопротивления (проводимости) ШУ в диапазоне средних частот [1, 2, 7]. 10. Приведенное ко входу напряжение шума [1, 2, 7]. 11. Время нарастания выходного напряжения (uвых), в течение которого uвых изменяется от 10 до 90% установившегося значения [1, 2, 7]. 8.

1.2 Амплитудно- и фазочастотные характеристики В тех случаях, когда широкополосный усилитель состоит из n-каскадов, каждый из которых описывается функцией K& yi = ϕi ( jω) , его эквивалентный комплексный коэффициент передачи по напряжению K& y может быть найден как произведение U& K& y = K& y1 ⋅ K& y 2 ⋅ ... ⋅ K& yn = н . U& вх n

1 Вх

Вых.1

K y1

Вх.n

1 + jωτ1

Вых.n

K y1 1 + jωτ n

& U вх

& U н

Рис. 1.2. Функциональная схема n-каскадного усилителя Если K& yi - функции первого порядка K& yi =

K yi 1 + jωτ i

,

(1.1)

то K& y =

K y1 ⋅ K y 2 ⋅ ... ⋅ K yn (1 + jωτ1 )(1 + jωτ 2 )...(1 + jωτ n )

,

1.2 Амплитудно- и фазочастотные характеристики

11

где τi - частная постоянная времени высоких частот i-го каскада. Формула (1.1) позволяет достаточно точно определить амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики усилителя в широком диапазоне частот K& y =

Ky 1 + ω2 τ12 ⋅ 1 + ω2 τ 22 ⋅ ⋅ ⋅ 1 + ω2 τ 2n

,

ϕ = − arctg ωτ1 − arctg ωτ 2 ... − arctg ωτ n ,

(1.2) (1.3)

где K y = K y1...K yn . &y 20 lg K 20 lg К у

τ 4 < τ3 < τ1 < τ 2 20 lg ω = 20 lg 2πf

1 τ2

1 τ1

1 τ3

1 τ4

Рис. 1.3. Пример логарифмической амплитудно-частотной характеристики четырехкаскадного усилителя (n=4) В тех случаях, когда рассматривается диапазон частот, близкий к верхней граничной частоте усилителя fв и 1 >> ω4 τi4 , формулы (1.2) и (1.3) могут быть представлены приближенными соотношениями: &y ≈ K

Ky 1 + ω2 τ в2.Σ

ϕ ≈ −arctgωτ в.Σ ,

,

(1.4) (1.5)

где τ в2.Σ = τ12 + τ 22 + ... + τ 2n - эквивалентная постоянная времени ШУ. Таким образом, при оценочном анализе поведения широкополосного n-каскадного усилителя в диапазоне рабочих частот необходимо найти его эквивалентную постоянную времени τ в.Σ , которая определяется через частные постоянные времени отдельных каскадов τi . При этом, как следует из (1.4), верхняя граничная частота nкаскадного усилителя по уровню 0,707 будет равна:

12

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

ωв = 2πf в =

1 τ12 + τ 22 + ... + τ 2n

.

Если необходим анализ частотных свойств широкополосного усилителя при f>fв, то формулы (1.4) и (1.5) дают большую ошибку. Однако такая ситуация возникает редко, так как на практике разработчика мало интересует поведение усилителя в этой области частотного диапазона. 1.3 Приближенные эквивалентные схемы биполярных транзисторов Коэффициент усиления по напряжению усилителя в широком диапазоне частот обычно рассчитывается на основе замещения транзистора той или иной эквивалентной схемой. При попытке точного решения этой задачи в общем виде требуется большой объем математических преобразований и вычислений. Получающиеся при этом результаты часто приводят к громоздким и малонаглядным формулам. В то же время точность расчета зависит от того, насколько эквивалентная схема адекватна реальным транзисторам. В радиоэлектронике используется несколько вариантов эквивалентных схем транзисторов [1, 2]. Широко известна Т-образная схема замещения (рис. 1.4). Наряду с сопротивлениями rэ, rб, rк [1, 2] на рисунке 1.4 показаны барьерные емкости p-n-переходов Сэ и Ск. Диффузионная емкость Ск отсутствует, так как коллекторный переход в активном режиме всегда смещен в обратном направлении, и поэтому диффузионная емкость коллектора мала. Отсутствие диффузионной емкости эмиттера объясняется тем, что инерционность транзистора, связанная с процессами изменения зарядов в базе, здесь показана иначе – управляемый источник тока α& I&э в схеме замещения (рис. 1.4) принят зависящим от jω и, следовательно, от времени. Эта схема учитывает основные факторы, ухудшающие частотные свойства транзистора. Заметим, что влияние Сэ не проявляется так сильно, как Ск. Это объясняется тем, что Сэ зашунтирована резистором rэ, имеющим малую величину. Емкостное сопротивление 1 ωC э начинает влиять на частотах, где оно соизмеримо с rэ:

1.3 Приближенные эквивалентные схемы биполярных транзисторов

13

ϕ 1 ≈ rэ ≈ т , ωС э Iэ

(1.6)

где ϕт≈25 мВ – температурный потенциал; Iэ – статический ток эмиттера. α& ⋅ I&Э I&Э

rэ

rк

α& =

К

fα =

Э СЭ

α 1 + jωτ α

rб

1 2 πτ α

СК

Б

Рис. 1.4. Т-образная схема замещения биполярного транзистора Однако на этих частотах Ск почти полностью шунтирует rк транзистора и является доминирующим фактором, ухудшающим усиление транзисторного каскада. Значение емкости коллекторного перехода Ск и произведение τ б = Ск ⋅ rб , как правило, даются в справочниках для всех типов высокочастотных транзисторов. Для характеристики усилительных свойств транзистора на высоких частотах в справочной литературе также указываются следующие параметры: верхняя граничная частота усиления по току в схеме с общей базой f α , произведение τ б = Ск ⋅ rб , частота генерации fг. Все эти параметры связаны друг с другом следующим приближенным соотношением: fг ≈

fα . 30τ б ⋅ Ск

(1.7)

Параметры Т-образной схемы замещения транзистора связаны с его h -параметрами при включении с общей базой следующими точными формулами: б б h21 = −α , h22 = rк , h11б = rэ + rб (1 − α) , h12б = rб ⋅ rк−1 . (1.8) б

Численные значения h б (или h э )-параметров и их режимные зависимости приводятся в справочниках по биполярным транзисторам.

14

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

Кроме Т-образной эквивалентной схемы транзистора (рис. 1.4) существует более 20 других эквивалентных схем, с той или иной степенью точности описывающих его поведение в диапазоне частот, температур, статических режимов, отражающих его шумовые параметры [1-5]. 1.4 Каскад с общей базой Вариант построения классического каскада данного класса показан на рисунке 1.5. Он содержит источник тока I1, обеспечивающий статический режим VT1, и эквивалентное сопротивление нагрузки Rн. Транзистор VT1 имеет емкость коллекторно-базового перехода Скб=Ск1. +

Rн Вых &н U

Ск1 VT1 Вх

Сp & вх U

I1

-

Рис. 1.5. Усилитель на транзисторе в схеме с общей базой Диапазон средних частот В диапазоне средних частот, когда можно пренебречь влиянием Ск1 и Ср, коэффициент усиления по напряжению каскада (рис. 1.5): Ky = −

б K 0 h21 .1

1 + h1б ⋅ K 0

=

uн , u вх

(1.9)

1.4 Каскад с общей базой

где K 0 =

Rн ; h11б .1

15

б б б б б h1б = h11 .1h22.1 − h12.1h21.1 ; hij .1 - h-параметры VT1 в схеме

с общей базой (ОБ). В зависимости от режима работы по постоянному току и конструктивных особенностей транзистора VT1 возможны два случая: коб гда h1б ≈ h12б или когда h1б ≈ h11б .1h22 .1 . В первом случае в транзисторе VT1 преобладает внутренняя обб ратная связь и можно пренебречь его выходной проводимостью h22 .1 . Поэтому коэффициент усиления по напряжению: Ky ≈

б h11 .1

Rн K0 = . б б + h12.1 ⋅ Rн 1 + h12 ⋅ K .1 0

(1.10)

При небольших K0 (малых сопротивлениях нагрузки Rн) дифференциальный параметр Ky может быть определен через параметры статического режима транзистора VT1: K y ≈ K0 =

Rн R ⋅I U ≈ н 1 = RH , б ϕт ϕт h11.1

(1.11)

где U RH = Rн I1 - статическое падение напряжения на сопротивлении, эквивалентном Rн; ϕ т = 25 мВ - температурный потенциал. С другой стороны, когда эквивалентное сопротивление нагрузки Rн велико, что характерно для схем с источниками тока в коллекторной цепи VT1 [1, 2]: K y. max

Rн → ∞

≈

1 . б h12

(1.12)

Таким образом, в первом случае в диапазоне средних частот максимальное усиление каскада с ОБ определяется глубиной внутренней обратной связи транзистора VT1 – параметром h12б = 10 −3 ÷ 10 −4 . Во втором случае, когда можно пренебречь внутренней обратной связью VT1 ( h12б .1 = 0 ), коэффициент усиления по напряжению каскада с ОБ: Ky ≈

Rн б б h11 .1 ( h22.1 Rн + 1)

При этом предельное значение Ky:

≈

K0 . б 1 + h22 R .1 н

(1.13)

16

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

K *y. max

Rн → ∞

≈

rк1 rк1 ⋅ I1 1 ≈ ≈ , б б б ϕт h11 h11 .1h22.1 .1

(1.14)

где rк1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1 б ( rк−11 = h22 .1 ).

1 б h12 .1

= 103 ÷ 104

Рис. 1.6. Зависимость коэффициента усиления Ky от сопротивления б нагрузки Rн в диапазоне средних частот при h22 .1 = 0 rк1 rк1 ⋅ I1 = ϕт h11б .1

Рис. 1.7. Зависимость коэффициента усиления Ky от сопротивления нагрузки при h12б .1 = 0 Диапазон высоких частот Если транзистор VT1 представить комплексными h-параметрами в схеме с общей базой, то точное выражение для комплексного коэффициента усиления по напряжению усилителя (рис. 1.5) приводится к виду: б U& − h21 .1 ⋅ Rн K& y = н = б . б & б h& б ⋅ R U& вх h&11.1 + h&11б .1h&22 ⋅ R − h .1 н 12.1 22.1 н

(1.15)

1.4 Каскад с общей базой

17

Последнее уравнение можно представить в иной форме: K& y =

α& 1 ⋅ K& 0 , б & б ⋅ K& & 1 + Rн ⋅ h&22 + α h .1 1 12.1 0

(1.16)

Rн α1 & , α = - комплексный коэффициент усиления по 1 1 + jωτ α1 h&11б .1 б &б &б &б току эмиттера VT1 [3]; h&22 .1 , h12.1 , h11.1 , h21.1 - комплексные значения h-

где K& 0 =

параметров VT1. Если предположить, что VT1 – высокочастотный транзистор, имеющий верхнюю граничную частоту ωα , превышающую ωв усилиб &б теля (рис. 1.5) ( τ α−11 >> ωв ) и h&11б .1 ≈ rэ = ϕ т I1 , а h&22 .1 ≈ jωС к1 , h12.1 ≈ jωrб С к1 , то уравнение (1.16) упрощается:

K0 K0 = , (1.17) 1 + jω(τ ск.1 + τ б ⋅ K 0 ) 1 + jωτ C .Б R I = Ск1 Rн ; K 0 ≈ н 1 ; ϕт ≈ 25 мВ; τ С .Б = τ ск.1 + τ б K 0 ; ϕт K& y ≈

где τб = Ск1rб ; τ ск.1

rб1 – объемное сопротивление базы VT1. При этом коэффициент частотных искажений: M& =

K& y K0

≈

1 . 1 + jωτ C .Б

(1.18)

Следовательно, уравнение нормированной амплитудно-частотной характеристики M = ϕ(ω) и верхняя граничная частота ωв каскада с общей базой: M= ωв = 2πf в ≈

1 τС .Б

K& y K0 =

≈

1 1 + ω2 τC2 .Б

,

1 1 ≤ = ωα . τ ск .1 + τ б ⋅ K 0 τ α1

(1.19) (1.20)

Таким образом, при ωα >> ωв повышение верхней граничной частоты ω в каскадов с общей базой связано прежде всего с уменьшением численных значений Rн, Ск1, rб, K0. Если верхняя граничная частота ωв < ωα задана, то допустимые значения сопротивлений нагрузки Rн ≈

ϕт 1 ⋅ . ωв С к1 ϕ т + rб I1

18

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

Более общее уравнение для коэффициента усиления по напряжению каскада (рис. 1.5) (с учетом частотной зависимости α& 1 ) получается из (1.16): K& y ≈

K0 . (1 + jωτ C .Б )(1 + jωτ α1 )

(1.21)

Поэтому для диапазона верхних частот, незначительно отличающегося от ωв : M& = M=

K& y K0

=

(1 +

1

1 1+

τ C2 .Б

⋅ω

2

,

jωτ C .Б )(1 + jωτ α1 )

1+

1

≈

ω2 τ α2 1

1+ ω

где (τ*C .Б ) = τ С2 .Б + τ α2 1 = τ α2 1 + (τСК .1 + τ б K 0 ) . 2

(1.22)

2

,

(1.23)

ωв

усилителя

( )

2 τ*C .Б

2

Следовательно, верхняя граничная частота (рис. 1.5) в этом более общем случае: ωв =

1 τ*С .Б

≤

1 τС .Б

.

(1.24)

M 1

R н3

ωв.3

R н1 → 0

Rн2

ωв.2

1 ωв.1 = τα

ω = 2πf

Рис. 1.8. Влияние сопротивления нагрузки Rн на нормированную логарифмическую АЧХ каскада (Rн1
1.5 Каскад с общим эмиттером

19

1.5 Каскад с общим эмиттером Для сравнения усилителя данного класса (рис. 1.9) с усилителями при других схемах включения VT1 (рис. 1.5) целесообразно использовать одну и ту же систему h-параметров транзистора VT1, например, для схемы с общей базой ( h б ). Типовой усилитель с ОЭ (рис. 1.9) содержит резистор нагрузки Rн и элементы цепи установления статического режима Rб и Rэ. Блокирующий конденсатор Сэ обеспечивает в диапазоне средних частот шунтирование Rэ (1 ωС э << Rэ ) и исключает его влияние на Ку. Rс – внутреннее сопротивление источника сигнала.

Рис. 1.9. Схема усилителя с общим эмиттером VT1 Диапазон средних частот при Rэ << 1 ωСэ В этом частотном диапазоне можно пренебречь влиянием разделительных (Ср1, Ср2) и блокирующего Сэ конденсаторов, а также и инерционностью VT1. Точное аналитическое выражение для коэффициента усиления по напряжению схемы (рис. 1.9) приводится к виду: б U& н h21 R Ky = ≡ б .1 бн , U& вх h11.1 + h1 Rн

(1.25)

б б б где h1б = h11б .1h22 .1 − h12.1h21.1 .

С учетом численных значений h-параметров из уравнения (1.25) следует, что при h1б ≈ h12б .1 , в первом приближении

20

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

Ky ≈ −

h11б .1

Rн u = н . б + h12.1 Rн uвх

(1.26)

Первый вывод, который можно сделать из уравнений (1.10) и (1.26) (при сравнении схем ОЭ и ОБ по коэффициенту усиления Ky), состоит в том, что эти схемы при одинаковых параметрах и одинаковых условиях в цепи источника сигнала (Rc=0) имеют одинаковое усиление в диапазоне средних частот. Уравнения для их Ky отличаются только знаком, который показывает, что схема с ОЭ изменяет фазу входного сигнала на 180o. Если изменять сопротивление нагрузки Rн в широких пределах, то коэффициент усиления Ky для различных диапазонов изменения Rн рассчитывается по различным приближенным формулам: Ky

Rн ≤ 1 кОм

≈

K y. max

Rн Rн ⋅ I1 U Rн ≈ ≈ , б ϕт ϕт h11 .1 Rн → ∞

≈

1 б h12 .1

,

(1.27) (1.28)

где URн – напряжение на эквивалентном двухполюснике Rн в статическом режиме; ϕт ≈ 25 мВ – температурный потенциал. Если численные значения h-параметров VT1 таковы, что внутренней обратной связью VT1 можно пренебречь, т.е. в уравнении б (1.25) h1б ≈ h11б .1h22 .1 , то коэффициент усиления по напряжению каскада с ОЭ так же, как в схеме с ОБ, определяется формулой (1.13). Следовательно, для данного каскада справедливы те же рекомендации по повышению Ky, что и для схемы с ОБ. Входное сопротивление схемы с ОЭ в диапазоне средних частот: Rвх =

б h11б .1 + h12 .1 Rн . б б 1 + h21 + h R .1 22.1 н

(1.29)

При малых сопротивлениях нагрузки Rн уравнение (1.29) принимает вид: б h11 r .1 Rвх ≈ ≈ э1 . б 1 + h21.1 1 − α1

(1.30)

1.5 Каскад с общим эмиттером

21

В диапазоне средних сопротивлений нагрузки: б h11б .1 + h12 .1 Rн . Rвх ≈ б h22.1Rн

(1.31)

Если сопротивление нагрузки велико ( Rн → ∞ ), то h12б .1 б Rвх ≈ б ≈ h12 .1 ⋅ rк .1 , h22.1

(1.32)

где rк1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1. Диапазон средних частот при Сэ=0 Исключение конденсатора Сэ, шунтирующего резистор Rэ в эмиттерной цепи VT1 (рис. 1.9), существенно изменяет свойства базового каскада. Так, в этом случае коэффициент усиления по напряжению Ky = −

где K y1 ≈

Rн ; Rэ

K y1 − K y 2 б б б 1 + h11э .1[h22 .1 + (1 + h21.1 )Yэ ] + h12.1 K y1 + K y 2

б K y 2 = Rн h22 .1 ;

h11э .1 ≈

,

(1.33)

б h11 .1 . б 1 + h21 .1

Если Rэ и Rн сравнительно малы, то: Ky ≈ −

K y1 1 + h11б .1Yэ + h12б .1 K y1

≈−

Rн Rн . (1.34) ≈ − h11б .1 + Rэ + h12б .1 ⋅ Rн h11б .1 + Rэ

При небольших Rэ и Rн →∞ Ky

Rн → ∞

≈−

1 1 ≤ − . б б h12 h12б .1 .1 + h22.1 Rэ

(1.35)

Если внутренняя обратная связь мала, то: Ky

Rн → ∞

≈−

1 б h22 .1 Rэ

≈

rк1 . Rэ

(1.36)

В области средних значений Rн и Rэ Ky ≈ −

При

Rэ → ∞

и

Rн = − K y1 . Rэ

соблюдении

неравенств

(1.37) б h22 .1 Rн << 1 ,

б б б 1 + h21 .1 >> h11.1h22.1 коэффициент усиления меняет знак: б K y = K y 2 = h22 .1 Rн << 1 .

Это объясняется прямым прохождением сигнала со входа на выход каскада через сопротивление rк транзистора VT1.

22

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

Диапазон высоких частот Rэ << 1 ωСэ Верхняя граничная частота ωв усилителя (рис. 1.9) определяется, с одной стороны, высокочастотными параметрами применяемого транзистора ( ωα = τ α−1 , Ск1 и др.), а с другой – существенно зависит от эквивалентного сопротивления нагрузки. Весьма часто использование транзистора VT1 с большими значениями верхней граничной частоты ωα , измеряемой единицами ГГц, не дает существенного повышения величины ωв усилителя из-за его нерационального построения, неправильного выбора параметров элементов, окружающих транзистор. В области высоких частот при Rc = 0 коэффициент усиления схемы с общим эмиттером зависит от параметров элементов, так же, как и у каскада с ОБ: K& y = −

α& 1K& 0 , б б & 1 + Rн h&22 + α h K .1 1 12.1 0

(1.38)

где α& 1 , K& 0 , h&ijб - коэффициенты уравнения (1.16), полученного для схемы с общей базой (рис. 1.5). Поэтому уравнения для нормированной амплитудно-частотной характеристики М = ϕ(ω) и верхней граничной частоты ωв схемы с ОЭ имеют такой же вид, что и для схемы с ОБ: М≈

ωв ≈

1

1 1 + ω2 τ С2 .Б =

,

1 , τ ск.1 + τ б K 0

(1.39) (1.40)

τС .Б R I где τб = Ск1rб ; τ ск.1 = Ск1 Rн ; K 0 ≈ н 1 ; ϕ т ≈ 25 мВ ; τ С .Б = τ ск.1 + τ б K 0 . ϕт Таким образом, при ωα >> ωв повышение верхней граничной

частоты каскадов с общим эмиттером связано с уменьшением сопротивления нагрузки Rн и коэффициента усиления в диапазоне средних частот K0, а также с выбором VT1 с малыми значениями емкости коллектор-база Ск1. Данные рекомендации хорошо работают до тех пор, пока τ α << τ ск.1 + τ б K 0 . Поэтому дальнейшее повышение ωв будет связано с повышением верхней граничной частоты транзистора VT1 ωα , так как предельное значение ωв каскада с общим эмиттером не лучше, чем: ωв. max ≤

1 . τα

(1.41)

1.6 Каскад с общим коллектором

23

1.6 Каскад с общим коллектором Данное включение транзистора (рис. 6.1), известное как схема с общим коллектором (ОК) [1, 2, 3], предполагает подачу сигнала uвх на базу VT1. При этом выходное напряжение uн снимается в эмиттерной цепи VT1 либо непосредственно, либо через разделительный конденсатор Ср2: uвх = u н + u эб > u н , (1.42) где uэб – переменная составляющая напряжения на эмиттернобазовом переходе VT1. Статический режим VT1 устанавливается двухполюсником I1, в качестве которого могут применяться подсхемы источников тока, резисторы, динамические нагрузки и т.п. +

VT1 Вх

Ср1 С р2

& вх U

Rб

Вых

& эб U I1

Rн

&н U

-

Рис. 1.10. Каскад с общим коллектором (эмиттерный повторитель) Диапазон средних частот Представляя транзистор VT1 системой hб-параметров в схеме с ОБ, можно получить следующее уравнение для коэффициента усиления по напряжению каскада с ОК в диапазоне средних частот: Ky =

u н 1 − h12б .1 1 = ≈ , б ϕ uвх h11 т 1 + .1 1 + U RH Rн

(1.43)

где U RH = I1 ⋅ Rн ; ϕ т = 25 мВ – температурный потенциал; I1 – статический ток эмиттера VT1; Rн – эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи VT1. При Rн → ∞ или I1 Rн → ∞ из (1.43) получаем:

24

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

K y. max

Rн → ∞

б = 1 − h12 .1 ≈ 1 .

(1.44)

Рис. 1.11. Зависимость коэффициента усиления Ky от параметра URH Входное сопротивление каскада с ОК определяется формулой: Rвх =

Rвх.т + Rвх.н , б 1 + h22 R .1 вх.н

б где Rвх.т = h11.б1 ≈ ϕ т (1 − α1 )−1 ≈ β1 ϕ т ; Rвх.н =

1 + h21.1

I1

I1

(1.45)

Rн −1 ≈ Rн (1 − α1 ) ≈ β1 Rн ; б 1 + h21.1

б α1 α1 ≈ − h21 .1 - коэффициент усиления по току эмиттера VT1; β1 =

1 − α1

-

коэффициент усиления по току базы VT1. При Rн → 0 входное сопротивление Rвх принимает минимальное значение Rвх.min = Rвх.т. Если эквивалентное сопротивление нагрузки велико Rн → ∞ , то: Rвх. max

Rн → ∞

=

1 б h22 .1

≈ rк1 ,

(1.46)

где rк1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1. В диапазоне средних значений Rн входное сопротивление определяется двумя слагаемыми Rвх ≈ Rвх.т + Rвх.н . (1.47)

1.6 Каскад с общим коллектором

rк =

25

1 h б22.1

Рис. 1.12. Зависимость входного сопротивления каскада с ОК от Rн

rк1 β1

(

б tg γ R = 1 + h21 .1

h11б .1 ≈

ϕт I1

)

γR

Рис. 1.13. Зависимость выходного сопротивления каскада с ОК от Rс Учитывая, что схема с ОК широко используется как выходной каскад транзисторных усилителей, представляется целесообразным исследовать зависимость его выходного сопротивления Rвых от свойств источника сигнала uвх. В общем случае: Rвых

б б h11 .1 + (1 + h21.1 ) Rc = , б 1 + h22 .1 Rc

(1.47)

где Rс – внутреннее сопротивление источника сигнала uвх. При малых Rс, когда в качестве uвх используется источник напряжения

26

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей б Rвых = Rвых.min ≈ h11 .1 ≈

ϕт . I1

(1.49)

Если Rс принимает большие значения, что характерно для включения схемы ОК после каскадов с активными нагрузками [1, 2, 3, 4], то Rвых. max

б 1 + h21 r .1 = ≈ (1 − α1 )rк1 ≈ к1 >> h11б .1 . б Rс → ∞ β1 h22.1

(1.50)

Следует обратить внимание на то, что величины Rвых.max в этом случае могут достигать десятков-сотен кОм. Об этом необходимо помнить при разработке электронных схем. В среднем диапазоне изменений Rс: б б Rвых ≈ h11 (1.51) .1 + Rc (1 + h21.1 ). Диапазон высоких частот (Rc= 0) Комплексный коэффициент усиления по напряжению K& y 1 − h&12б .1 & Ky = . h&11б .1 1+ Rн

(1.52)

Если считать, что h&11б .1 = h11б .1 , и учесть, что h&12б .1 ≈ jωrб1С к1 , то верхняя граничная частота ωв каскада с ОК при данных допущениях: ωв ≈

1 , rб1Ск1

(1.53)

где rб1 – объемное сопротивление базы VT1; Ск1 – емкость коллекторного перехода VT1. Если сопротивление источника сигнала не равно нулю ( Rc ≠ 0 ), то частотные свойства каскада с общим коллектором ухудшаются. Это объясняется тем, что Rс и Rвх каскада образуют делитель напряжения, который вносит дополнительные к (1.52) частотные искажения сигнала.

1.7 Каскодный усилитель

27

1.7 Каскодный усилитель Подкласс каскодных транзисторных усилителей (КТУ) относится к числу наиболее широкополосных [1, 2, 3]. Это связано с тем, что КТУ имеют наименее глубокую внутреннюю обратную связь между входом и выходом, обусловленную физическими процессами в транзисторе. Типовая обобщенная схема КТУ приведена на рисунке 1.14. +

Rн Вых Ск1

&н U

VT1 I& э1

Сэ

Вх & вх S& 1U & вх U

СП1 -

Рис. 1.14. Обобщенная схема каскодного усилителя Она содержит выходной транзистор VT1 с емкостью коллекторбаза Ск1, эквивалентное сопротивление нагрузки Rн и паразитную емкость в цепи эмиттера Сэ. Согласующая подсхема СП1 преобразует изменение uвх в приращение тока iэ1 с крутизной S1. В качестве СП1 наиболее часто применяются каскады ОЭ. Диапазон средних частот В этом диапазоне можно считать, что все реактивные элементы не влияют на работу схемы (Cэ=0, Ск1=0, S&1 = S1 ), а транзистор VT1 имеет τ α = 0 . Тогда коэффициент усиления по напряжению КТУ (рис. 1.14): Ky =

uн α1S1 ≈ , б б u вх Yн + h22.1 + h12 ⋅ Y .1 вых.сп

(1.54)

28

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

где Yн = Rн−1 , Yвых.сп – выходная проводимость согласующей подсхемы СП1. б Если Yвых.сп, h22 .1 , yн – величины одного порядка, то: Ky ≈

S1 . б Yн + h22 .1

(1.55)

Максимально возможный коэффициент усиления по напряжению КТУ (рис. 1.14): K y. max

Rн → ∞

≈

б h22 .1

S1 ≤ S1rк1 , б + h12 ⋅ Y .1 вых.сп

(1.56)

б где rк1 ≈ 1 h22 .1 - сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1. Таким образом, для увеличения Ky необходимо уменьшать паб б раметры h22 .1 , h12.1 , Yвых.сп и увеличивать крутизну (S1) преобразования входного напряжения uвх в ток iэ1.

Диапазон высоких частот В этом диапазоне инерционная подсхема СП1 обеспечивает преобразование входного напряжения U& вх в ток эмиттера VT1 I&э1 с крутизной S&1 = S1 (1 + jωτ s1 )−1 и имеет, как правило, высокое выходное сопротивление. Поэтому обобщенное уравнение для коэффициента усиления по напряжению КТУ: K& y =

где α& 1 =

(1 +

K€0

jωτ ск .1 )(1 + jωτ α1 )(1 + jωτ s1 )(1 + jωτ э )

,

(1.57)

α1 ; K€0 = α1S1 Rн ; τск.1 = RнСк1; τэ=rэ1Сэ. 1 + jωτ α1

Следовательно, коэффициент частотных искажений каскада (рис. 1.14): М& =

K& y 1 = . K€0 (1 + jωτ ск.1 )(1 + jωτ α1 )(1 + jωτ s1 )(1 + jωτ э )

(1.58)

Если в рабочем диапазоне частот выполняются неравенства ω τ ск.1τ α1 << 1 , ω2 τ ск.1τ s1 << 1 , ω2 τ α1τ s1 << 1 , ω2 τ ск.1τ э << 1 , то приближенно можно считать, что уравнение нормированной АЧХ: 2

1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками

1 , 1 + ω2 τ в2.Σ

М≈

29

(1.59)

2 2 2 2 где τ в2.Σ = τ ск .1 + τ α1 + τ s1 + τ э1 .

При этом верхняя граничная частота усилителя (рис. 1.14): ωв ≈

1 τ в .Σ

≤

1 = ωα . τ α1

(1.60)

Таким образом, в каскодных усилителях расширение диапазона рабочих частот связано с минимизацией инерционностей транзистора VT1 ( τ α → 0 ) и согласующей подсхемы СП1 ( τ s1 → 0 ), а также уменьшением эквивалентного сопротивления нагрузки Rн и емкостей Ск1 ( τ ск.1 = Rн Ск1 → 0 ) и Cэ ( τ э → 0 ). 1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками Применение активных нагрузок [1, 2, 3] позволяет спроектировать высококачественный усилитель на основе двух-трех каскадов. Дальнейшее уменьшение числа каскадов и, следовательно, числа малых постоянных времени передаточной функции коэффициента усиления создает предпосылки к синтезу более широкополосных устройств. Однако данное направление повышения частоты единичного усиления f1 (частоты среза fср), например, в операционных усилителях, несмотря на перспективность, используется довольно редко. Это объясняется трудностями в разработке достаточно технологичных для микроэлектронного исполнения прецизионных дифференциальных каскадов (ДК) с малым дрейфом и повышенным усилением ( K y = 105 ÷ 106 ). Рассмотрим факторы, ограничивающие сверху коэффициент усиления ДК (рис. 1.15) с типовыми активными нагрузками, схемы которых приведены в таблице 1.1 (стр. 35).

30

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

+ I1

ДУ Вх.1

Вх.2 VT1

u1

VT2

i1

i2 2

1

K Вых. УН

uК

АН1 -

а) + АН1

-Кi.1 1 +Е С

2

VT3

Вх.1

К VT4

uК ДУ

VT1

VT2

Вых.

Вх.2

u1 I1 -

б) Рис. 1.15. Типовые дифференциальные каскады с активными нагрузками АН1

1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками

31

При расчете модуля коэффициента усиления воспользуемся известным уравнением теории цепей: Ky =

uк y21 = , u1 y22 + yн

(1.61)

где yн – проводимость нагрузки ДК; у21, y22 – проводимость передачи и выходная проводимость ДК соответственно. При типовом построении ДК (рис. 1.15а) проводимость передачи y21 определяется крутизной входного дифференциального усилителя ДУ Sд [1, 2, 3, 4] и коэффициентом передачи по току активной нагрузки Ki.1: y 21 = S д (1 + K i.1 ) =

1 + K i .1 , + h11б .2

б h11 .1

(1.62)

где K i.1 = i2 i1 ; h11б .1 , h11б .2 - h-параметры входных трехполюсников ДУ. В частном случае, когда в эмиттерной цепи ДУ отсутствуют резисторы местной отрицательной обратной связи [3]: б h11б .1 ≈ h11 .2 =

2ϕ т , I1

(1.63)

где ϕ т ≈ 25 мВ - температурный потенциал; I1 – статический ток общей эмиттерной цепи ДУ. Выходная проводимость ДК относительно выходного узла «К» определяется двумя слагаемыми: y 22 ≈ h22.a + y 22. ДУ , (1.64) где h22.a – выходная проводимость подсхемы активной нагрузки АН1 в режиме холостого хода в цепи узла 1; y22.ДУ – выходная проводимость ДУ относительно узла «К» при h22.a = 0 в режиме короткого замыкания на входах Вх.1, Вх.2. Таким образом, коэффициент усиления по напряжению ДК (рис. 1.15а): Ky =

(h

б 11.1

б + h11 .2

1 + K i.1 . (h22.a + y22. ДУ + yн )

)

(1.65)

В частном случае, с учетом формулы (1.63): K y = 0,25

1 + K i .1 I1 ⋅ . ϕ т h22.a + y 22. ДУ + y н

(1.66)

Формула (1.66) показывает основные направления повышения Ky дифференциальных каскадов. Это - увеличение сомножителей I1,

32

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

Ki.1 и минимизация численных значений h22.a, y22.ДУ и yн, а также учет их режимной зависимости. Однако практически всегда для получения небольшого дрейфа э.д.с. смещения нуля приходится выбирать активную нагрузку ДК так, чтобы Ki.1=1, т.е. АН должна быть повторителем тока. Далее, энергетические ограничения и ограничения на входные токи ДК не позволяют также иметь большие уровни статического тока транзисторов ДК ( I1 < 0,1 ÷ 1 мА ). Следовательно, основным направлением повышения Ky дифференциального каскада с АН остается рациональная схемотехника подсхем ДУ, АН и выбора способа подключения конкретной нагрузки к узлу «К», при которых удается обеспечить h22.a ≈ 0, y22.ДУ ≈ 0, yн ≈ 0. Рассмотрим пути и предельные возможности минимизации каждого из слагаемых в знаменателе формулы (1.65). Составляющая yн Численные значения yн, как нагрузки первого каскада в многокаскадном усилителе (МУ), зависят от способов построения второго каскада МУ. Если это типовой эмиттерный повторитель ПН1 (рис. 1.16), то б* б* yн = h22 (1.67) .1 + (1 + h21.1 ) ⋅ Yэ , где Yэ – эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи входного * б* б* транзистора ПН1 (VT1*); h22 .1 , h21.1 - h-параметры VT1 в схеме с общей базой. Предельные значения yн.min: yн.min

Yэ → 0

( )

б* * ≈ h22 .1 ≈ rк1

−1

,

(1.68)

где r*к1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1*. Если повторитель ПН1 выполнить по схеме со следящим питанием [1-5], то проводимость yн.min уменьшается: yн. min

Yэ → 0

б* ≈ (1 − K п 3 )h22 .1 ,

(1.69)

где K п 3 = u п u вых ≈ 1 – коэффициент передачи по напряжению цепи следящего питания ПН3 (рис. 1.16, разрыв в точке «а»).

1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками

33

Таким образом, современные схемотехнические приемы позволяют обеспечить достаточно малые значения эквивалентной проводимости нагрузки ДК, приведенной к его выходному узлу «К». Применение полевых транзисторов во втором каскаде также способствует успешному решению данной задачи. Составляющая y22.ДУ Численные значения проводимости y22.ДУ зависят от свойств входных трехполюсников ДУ, а также от коэффициента усиления по току подсхемы АН Ki.1. Так, для схемы ДУ (рис. 1.15а): y 22. ДУ ≈

б h22 .2

б h12 + (1 + K i.1 ) б .2 б . h11.1 + h11.2

(1.70)

С учетом (1.63) последняя формула принимает вид: б y 22. ДУ ≈ h22 .2 + 0,5

I1 б h12.2 . ϕт

(1.71)

Если учесть аппроксимированную режимную зависимость выходной проводимости биполярного транзистора от статического тока эмиттера Iэ: б б h22 ≈ h22 .х

Iэ , Iх

(1.72)

б б где h22 . х = const – численное значение h22.2 транзистора VT2 при заданном характеристическом токе эмиттера I э 2 = I х = const , то

y 22. ДУ

б  h22 h12б .2  .х ≈ 0,5 I1  + . I ϕ х т  

(1.73)

Таким образом, минимизация составляющей y22.ДУ связана, прежде всего, с применением режима микротоков транзисторов VT1, VT2 ДУ (рис. 1.15а), а также с рациональным построением его входных трехполюсников VT1, VT2, при котором удается получить (схеб б мотехническими методами) h22 .2 ≈ 0 , h12.2 ≈ 0 . Такое решение возможно за счет использования специальных составных транзисторов в каб б честве трехполюсников VT1, VT2 с малыми значениями h22 .2 , h12.2 [8]. Заметим, что введение следящего питания (повторителя ПН3, рис. 19) для минимизации составляющей y22.ДУ практически невозможно осуществить. Поэтому единственным схемотехническим б приемом, позволяющим уменьшить y22.ДУ до уровня y 22. ДУ << h22 .2 , яв-

34

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

ляется предложенная в [6] следящая связь по току закрытого коллекторного p-n- перехода VT2 (VT1). В тех случаях, когда выходная проводимость ДУ y22.ДУ определяется вторым слагаемым (1.70), т.е. когда она существенно зависит от глубины внутренней обратной связи VT2, целесообразно использовать каскодные ДК (рис. 1.15б). В схемах каскодных ДК (рис. 1.15б): y 22. ДУ ≈

б h22 .4

+

(1 + K i.1 )h12б .2 ⋅ h12б .4 б h11б .1 + h11 .2

.

(1.74)

Для частного случая (рис. 1.15б), когда выполняются условия (1.72) б y 22. ДУ ≈ h22 .4 + 0,5 I1

I1 ⋅ h12б .2 ⋅ h12б .4 . ϕт

(1.75)

Следовательно, выигрыш по усилению Ny, который дает каскодный усилитель (рис. 1.15б) в сравнении со схемой ДК (рис. 1.15а): Ny

y н = 0;

=

K y.кy Ky

≈

б б −1 h22 .2 + 0,5 I1h12.2 ϕ т , б б б −1 h22 + 0 , 5 I h ⋅ h ϕ .4 1 12.2 12.4 т

(1.76)

y 22.a = 0

где Ky.кy – коэффициент усиления по напряжению схемы (рис. 1.15б). Предельные значения Ny.max не лучше, чем: N y. max

б y н = 0; y 22.a = 0; h22 .4 ( 2 ) = 0

≈

1 б h12 .4

.

(1.77)

Однако условия реализации предельных значений Ny.max в схеме (рис. 1.15б) трудно выполнимы. Поэтому: Ny

y н = 0; y 22.a = 0

≈ 1+

0,5 I 1 б ϕ т ⋅ h22 .4

б ⋅ h12 .2 .

(1.78)

Составляющая h22.a Анализ численных значений выходной проводимости h22.a типовых активных нагрузок, приведенных в таблице 1.1, показывает, что при Ki.1 ≈ 1 в первом приближении можно считать, что: б* б* h22.a ≈ ξ1h22 .3 + 2ξ 2 h12.3

ϕт , I1

(1.79)

где hijб.*3 – h-параметры выходного транзистора активной нагрузки; ξ1, ξ2 – коэффициенты, зависящие от конфигурации схемы АН (табл. 1.1).

1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками

№

Схемы активных нагрузок

Т а б л и ц а 1.1 Параметры уравнения 1.79

+E1 VD1 VT3*

1

1

ξ1 = 2; ξ 2 = 1

2

+E1

2

VT4

VD1

ξ1 = 2; ξ 2 = 0

VT3 * 1

2 +E1

VD1

VT4

3

VT3* VT5

ξ1 = 1; ξ 2 = 1

2

1

+E1 VT4 VT5

4

ξ1 = 2; ξ 2 = 0

VD1 VT3 * 1

2

+E1

VT3*

VT4 VT5

5

VT6 1

2

35

ξ1 = 1; ξ 2 = 1

36

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

В активных нагрузках с местной отрицательной обратной связью, минимизирующей влияние h12б .3 на h22.а, коэффициенты ξ1 , ξ 2 лежат в пределах ξ 2 = 0 ÷ 1 и ξ1 = 1 ÷ 2 . Учитывая большой разброс выб* ходной проводимости транзисторов h22 .3 и численные значения ξ1 , б* можно приближенно считать, что h22.a и h22 .3 имеют одинаковый порядок. В тех случаях, когда проводимость активной нагрузки является доминирующим фактором, целесообразно использовать два следующих схемотехнических приема повышения Ky. Первый прием – это специальное построение подсхемы АН [6], при котором вводится следящая связь по току закрытого коллекторного перехода выходного транзистора АН1, уменьшающая выходную проводимость h22.a до * б* уровня, меньшего, чем h22 .3 одиночного транзистора VT3 [6]. Второй схемотехнический прием состоит в использовании следящего питания в активной нагрузке АН1 (рис. 1.16).

+ а х

I1 Вх.1

KП3

uп

Вх.2 ДУ

u1

К*

СПТ1

uП 1

К

u*K АН1

VT1*

uK 1

ПН3

ПН1 2

2 -Кi.1 0 2 u0

ПН2 VT2* 1

Вых. I2

uвых -

Рис. 1.16. Функциональная схема входного каскада операционного усилителя К5005УД1 с цепью следящего питания (ПН1, ПН2) активной нагрузки АН1

1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками

37

Дифференциальные каскады с цепью следящего питания активной нагрузки Типовая функциональная схема ДК этого класса приведена на рисунке 1.16. Она содержит активную нагрузку АН1, классический дифференциальный усилитель ДУ и два основных повторителя напряжения ПН1, ПН2. Для повышения входного сопротивления второго каскада может применяться цепь следящего питания VT1*, реализованная на основе повторителя ПН3. В ряде случаев подсхема ПН2 может отсутствовать. Введение следящего питания уменьшает эффективное значение эф выходной проводимости АН от уровня h22.a до уровня h22 .a : эф h22 .a = h22.a (1 − K1 ⋅ K 2 ) = h22.a (1 − K12 ) ,

где K1 =

(1.80)

u вых u ≈ 1 , K 2 = 0 ≈ 1 – коэффициенты усиления по напряжеuк uвых

нию повторителей ПН1,ПН2, K12 = K1 ⋅ K 2 . Так как K12 = K1 ⋅ K 2 ≈ 1 , выигрыш по выходной проводимости эф h22 .a и, следовательно, Ky может достигать значительных величин.

Следует, однако, отметить, что передача с помощью ПН1, ПН2 (рис. 1.16) выходного напряжения ДК от узла «К» к узлу «0», а затем в узел К* приводит к изменению составляющей выходной проводимости ДК, обусловленной влиянием внутренней обратной связи VT1, VT2 (рис. 1.15а): б y 22. ДУ ≈ h22 .2 +

(1 + K i.1 )

б h11 .1

+

h11б .2

(h

б 12.2

)

б − K12 ⋅ h12б .1 + h22 .1 ⋅ K i.1 ⋅ K12 . (1.81)

При идентичных значениях h12.2 = h12.1 и Ki.1=1, K12=1 в схеме (рис. 1.16) обеспечивается компенсация второй составляющей y22.ДУ (1.70) и y22.ДУ принимает следующее предельное значение: б б y 22. ДУ . min ≈ h22 (1.82) .2 + h22.1 ⋅ K12 . Практически из-за большого разброса h12б транзисторов следящее питание не дает существенного уменьшения y22.ДУ. Однако оно обеспечивает более высокую степень симметрии статического режима ДУ, минимизирует градиент температуры эмиттерных областей VT1, VT2 из-за разных рассеиваемых мощностей на коллекторе и, как

38

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

следствие, уменьшает дрейф э.д.с. смещения нуля ДК. В этой связи передача выходного напряжения ДК uк в узел «К*» может применяться независимо от передачи uк в цепь питания активной нагрузки. + I1

I2

I4

Вых.2

ПН1 2I0

2I0 VT1

АН1 I0

2I0 Вых.1 VT2 I0

I3

ДУ Вх.1

Вх.2 2I0 -

Рис. 1.17. Пример построения цепи следящего питания (ПН1) активной нагрузки АН1 Учитывая, что на высоких частотах h&22.a ≈ jωCпт1 , где Спт1 – выходная емкость АН1, следует ожидать некоторого улучшения частотных характеристик ДК в схемах со следящим питанием. Однако указанный положительный эффект существенно зависит от частотных свойств (инерционности) повторителей ПН1, ПН2, ПН3, которые могут быть реализованы как по традиционным, так и специальным схемам (рис. 1.17).

1.

Выводы Предельные значения основных параметров базовых схем широкополосных усилителей (общий эмиттер, общая база, общий коллектор, каскодный усилитель, дифференциальный усилитель)

1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками

2.

39

существенно зависят от координат статического режима и свойств применяемых транзисторов, рациональной схемотехники их основных функциональных узлов (активных нагрузок, согласующих подсхем, источников опорного тока и т.п.). Полученные в настоящей главе точные и приближенные аналитические выражения для малосигнальных параметров и характеристик ШУ, исследования их зависимостей от свойств нагрузки и источника входного напряжения дополняют современную теорию усиления сигналов, могут использоваться при параметрическом синтезе аналоговых микросхем различного функционального назначения.

Глава 2 ИСТОЧНИКИ ОПОРНОГО ТОКА И АКТИВНЫЕ НАГРУЗКИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок В современной аналоговой микросхемотехнике активные нагрузки (АН) являются одним из основных функциональных узлов, от которых зависят многие параметры усилительных каскадов. Различают управляемые АН, когда в их структуре, кроме выхода «Вых», выделяется вспомогательный входной узел «Вх», и неуправляемые АН-двухполюсники. В первом случае на вход «Вх» подается токовый сигнал iвх. Если Rэ=Rб (рис. 2.1), то такая схема активной нагрузки известна как повторитель тока или «токовое зеркало», так как ее коэффициент передачи по току близок к единице: Кi =

iвых Rб ≈ ≈ 1. iвх Rэ

Во втором случае вход «Вх» не используется на переменном токе и служит только для установления статического режима VT1. В таком режиме АН может рассматриваться как источник некоторого ста-

2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок

41

тического тока I0 с дифференциальным выходным сопротивлением гвых=1/увых. Численные значения I0 и его стабильность определяются цепями установления статического режима VT1. Выходная проводимость типовых АН, которые приводятся к эквивалентной схеме (рис. 2.1), определяется следующим соотношением: yвых ≈

(

)

1 Rэ + Rб α1 ⋅ µ эк.1 Rб  б б   + h12.1 Rэ* + rэ , (2.1) ⋅ + ≈ h22 1 + .1   rк Rэ + R (1 − α1 ) Rэ + Rб (1 − α1 )  Rэ 

где Rб = rб + Rб* , Rэ = rэ + Rэ*; rк (rэ ) - сопротивление коллекторного (эмиттерного) перехода VT1; rб - объемное сопротивление базы VT1; б α1 - коэффициент усиления по току эмиттера VT1; µ эк.1 ≈ h12.1 - коэф-

фициент внутренней обратной связи транзистора VT1; hij - hпараметры VT1.

Рис. 2.1. Обобщенная эквивалентная схема управляемых активных нагрузок В соответствии с формулой (2.1) при невысоких значениях Rэ, преобладающим фактором является второе слагаемое, которое характеризует влияние внутренней обратной связи транзистора: yвых ≈

(

µ эк.1 б * ≈ h12 .1 Rэ + rэ * Rэ + rэ

)

−1

.

42

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

Если обеспечить достаточно высокие значения Rэ, то предельная величина выходной проводимости АН ограничивается сопротивлением гк обратно смещенного р-n перехода выходного транзистора VT1: б yвых.min ≈ rк-1.1 ≈ h22 .1 .

Численные значения параметров транзистора существенно зависят от его режима по постоянному току. На рисунке 2.2 приведены б экспериментальные графики функции h12б = f (I э , U кб ), h22 = f (I э , U кб )

для типовых интегральных p-n-р и п-р-п транзисторов.

Рис. 2.2. Типовая зависимость глубины внутренней обратной связи интегрального n-p-п транзистора от координат статического режима

Рис. 2.3. Зависимость выходной проводимости интегрального n-p-п транзистора от статического режима

2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок

Рис. 2.4. Типовая зависимость глубины внутренней обратной связи интегрального n-p-п транзистора от координат статического режима

43

Рис. 2.5. Зависимость выходной проводимости интегрального n-p-п транзистора от статического режима

Сравнение АН на полевых (ПТр) и биполярных транзисторах показывает, что более высокие выходные сопротивления (при одинаковых и сравнительно небольших Rэ) имеют схемы на биполярных транзисторах. Это связано с тем, что ПТр характеризуются в схеме с общим затвором более глубокой внутренней обратной связью: 3 б h12 >> h12 , где h123 = 10−2 ÷ 10−3 - h-параметр ПТр в схеме с общим затвором. Однако предельные значения их выходного сопротивления мо3 б гут быть значительно выше, так как у полевого транзистора h22 >> h22 . Данный режим обеспечивается при Rэ → ∞ , а также введением местных обратных связей.

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

44

а)

б)

Рис. 2.6. Базовые схемы активных нагрузок Для наиболее распространенных активных нагрузок (рис. 2.6) при токах эмиттера Iэ2<1 мА и типовых значениях параметров справедливы следующие соотношения: µ эк.2 ⋅ I э.2 , (рис. 2.6а) ϕm µ ⋅µ ≈ 2h22.2 + эк.1 эк.2 I э.2 , (рис. 2.6б) ϕm

yвых ≈ 2h22.2 + yвых

(2.2) (2.2)

б где ϕ m ≈ 25 мВ - температурный потенциал; µ эк.i ≈ h12. i. При этом численные значения выходного сопротивления АН не превышают сотен килоом (рис. 2.6а) или единиц мегаом (рис. 2.6б).

Т а б л и ц а 2.1

№№ 1 1

Эквивалентные h-параметры типовых подсхем активной нагрузки Подсхема 1 hij.1 Формула 2 3 4 h11 0 VT2

VT1

1

h22

2

h21 h12

б h11 .2 (1 +

б h21 /2

+

б б h11 .1 + h11.2

h11б .2 h11б .1

) −1

+ h12б .2 (h11б .1 ) −1 б h11.1 б h11б .1 + h11 .2 1− б б (1 + h21.1 )h11.1 + h11б .1 б б h11 б б б .1 + h21.2 − h12.2 + h21 .2 h11.1 б h11.2 б h22 .2

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

45

Продолжение табл. 2.1

1 2

2

3

4

0

h11 R3 VT2

VT1 VT3 1

h11б .3 ) R3

h22

б б б −1 h22 .2 + h12.2 ( h11.1 )

h21

б б  h11б .1  (1 + h21 .1 )(1 + h21.3 ) 1 −  б б б б  h11б .2  (1 + h21 .1 )(1 + h21.3 ) + 0,5h21.1 h21.3 

h12

2

−

-UИП

3

h11б .1 (1 +

h12б .2

б h11б .3 (1 + h21 .2 )

h11б .2

б б + h21 .2 h11.3

0 VT1

VT3

h11 h22

h11б .3 (1 + б h22 .2 (1 +

VT2 2

1

h21

1−

h12

−

h11б .2 h11б .1 h11б .3 h11б .1

) )+

h12б .2

h12б .3 h11б .1

б б б б h21 .2 ( 2h21.3 + 1) + 1 + h21.2 + h21.3 б б б h21 .2 h21.3 + 2(1 + h21.3 )

h12б .3 h12б .2

h11б .1 h11б .3

б б б + h22 .2 ( h11.2 + h11.3 )

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением Относительно низкие выходные сопротивления (rвых) типовых источников опорного тока (ИТ) на транзисторах в схемах активных нагрузок не позволяют обеспечить дальнейшее улучшение ряда качественных показателей широкополосных усилителей, например, коэффициента усиления по напряжению. Для повышения rвых между эмиттером и базой выходного транзистора ИТ часто включается инвертирующий усилитель [1]. Однако, у таких источников тока выходное сопротивление оказывается всегда

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

46

меньше сопротивления закрытого коллекторного перехода транзистора в схеме с общей базой [1]. Значительное увеличение rвых можно получить в схеме ИТ на рисунке 2.7а [6, 8, 27]. Полагая, что усилитель У2 имеет низкое входное и высокое выходное сопротивления, аналитическое выражение для выходной проводимости ИТ (рис. 2.7а) можно привести к виду: y вых =

[

)

]

h 11.2 h б22.1

+

(

б б h б22.1 1 + h 21.2 + h 11.1 + h 11.2 ⋅ h 22.2 + h 22.2 h 12.1

1+

h б21.1

+

h б21.1 h 21.2

+

б h 11.1 h 22.2

−1 = rвых ,

(2.4)

б , h б21.1 , ( h 22.2 , h 11.2 , h 21.2 ) - h-параметры транзистора VT1 где h б22.1 , h 11.1 усилителя У2. Рассмотрим наиболее простой, с точки зрения практической реализации схемы случай, когда в уравнении (2.4) h 21.2 = −1 . Последнее условие соответствует применению в качестве У2 неинвертирующего усилителя тока с единичным коэффициентом усиления по току (рис. 2.7б). б При h 11.2 h б22.1 << 1 , h 11.1 h 22.2 << 1 , h 21.2 = −1 из уравнения (2.4) следует, что предельно возможные значения выходной проводимости:

yвых.min

h 21.2=−1

[

(

]

)

б б = h 22.2 h12.1 + h11.1 + h11.2 ⋅ h б22.1 .

(2.5)

+

I0

Вых rk1

R1

irk

VT1 − h 21.2 ⋅ i rk

У2 Вых

[h]

а)

R2

Вх

Вх

irk

Вых

VT4

VT3 VD1

R3

I1

б)

Рис. 2.7. Обобщенная схема источников тока с повышенным выходным сопротивлением (а) и пример построения подсхемы У2 (б) [27]

R4

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

47

С другой стороны, если учесть, что усиление по току компенсирующего канала У2 меньше единицы: У *вых.min ≈ h б22.1 (1 + h 21.2 ) . Анализ соотношения (2.5) при реальных значениях входящих в него параметров показывает, что выходное сопротивление ИТ (рис. 2.7а) может в десятки и сотни раз превышать выходное сопротивление транзистора VT1 в схеме с общей базой. Усилитель У2, наряду с единичным коэффициентом усиления по току, должен иметь низкое входное и высокое выходное сопротивления. Этому требованию, в большинстве случаев, удовлетворяют простейшие усилительные каскады. H-параметры трех частных вариантов построения У2 (рис. 2.7б и рис. 2.8) связаны с номиналом резисторов цепи установления статического режима следующими выражениями: 1. Усилитель У2 на рисунке 2.7б h 11.2 ≈

h 21.2 ≈

где R 2.4 = R 2 ⋅ R 4 VD1.

(

б h 11.3 + R 2.4 1 + h б21.3

(

)

б h 11.3 R 1+ + 2.4 1 + h б21.3 R1 R1

h б21.3

(

)

,

, h 22.2 ≈

)

1 , R3

б h 11.3 R r 1+ + 2.4 1 + h б21.3 + d R1 R1 R3 (R 2 + R 4 ) ; rd – динамическое сопротивление диода

+ R1

R1

I1

Вх

Вх VT4

+Есм1

Вых

VT3

Вых VT5

VT4

VT3

+Есм2

+Есм

R2

R2 -

-

а) б) Рис. 2.8. Варианты построения неинвертирующего усилителя У2 с единичным коэффициентом передачи по току (h21.2 ≈ -1)

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

48

2. Усилитель У2 на рисунке 2.8а h 11.2 ≈

h 21.2 ≈

rd1.2 + R 2.3 r R 1 + d1.2 + 2.3 R1 R1

h б21.3 ⋅ R 2.3 б h 11.3

1 1+

rd1.2 R 2.3 + R1 R1

,

,

h 22.2 ≈ h б22.3 ,

б б (R 2 + h 11.3 ). где rd1.2 = rd4 + rd5 , R 2.3 = R 2 ⋅ h 11.3 3. Усилитель У2 на рисунке 2.8б б h 11.3

h 11.2 ≈

1+

б h 11.3

h б21.3

, h 21.2 ≈

1+

R1

б h 11.3

, h 22.2 ≈ h б22.3 + h б22.4 .

R1

Экспериментальные значения выходного сопротивления ИТ, реализованных в соответствии с обобщенной схемой (рис. 2.7а), лежат в диапазоне нескольких сотен мегаом. Компенсирующий усилитель У2 существенно влияет на температурную стабильность выходного тока I0 и частотную зависимость выходного сопротивления ИТ, которая в основном определяется емкостью закрытого коллекторного p-n-перехода VT1. Несколько дополнительных вариантов построения подсхемы У2 показаны на рисунках 2.9, 2.10. Вых.

+ СК1

+

I1

I1

Вых.

VT1

СК1 R1

VT3 +ЕСМ

+

VT1

VT2

VT2

VT3

VT4

I2

I2 -

-

а) б) Рис. 2.9. Варианты построения компенсирующих каналов У2 (начало, окончание на стр. 49)

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

49

K

I0

+ I1

У2 Б

VT1 I2 Э I01

в)

г)

Рис. 2.9. Варианты построения компенсирующих каналов У2 (окончание, начало на стр. 48) В схеме (рис. 2.9а) компенсирующий усилитель У2 реализован по двухканальной схеме на транзисторах VT2, VT3, VT4. Особенность ИТ (рис. 2.9б) состоит в том, что он выполнен на однотипных np-n-транзисторах. Схемы ИТ рисунков 2.9в и 2.9г иллюстрируют особенности построения многоярусных ИТ, которые в принципе могут иметь более высокие качественные показатели по стабильности выходного тока и выходному сопротивлению. Усилители тока У2 компенсирующего канала могут быть реализованы и по схеме с глубокой отрицательной связью (рис. 2.10). Такие решения эффективны при построении радиационно-стойких преобразователей «напряжение-ток», а также в схемах высоковольтных ИТ на

50

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

мощных транзисторах, характеризующихся повышенной температурной нестабильностью обратного тока коллекторного перехода Iкб.0. +E2 Rн

+E1

СК1

I1

I2

VT1 Вх.1

VT2 Вх.2

R2 VT3 I3

VT4 I4

R3

-E3

Рис. 2.10. Управляемый высоковольтный ИТ с компенсацией Ск1 и температурной нестабильности Iкб.0 выходного транзистора VT1 Как было показано в главе 1, динамические параметры современных усилителей с непосредственной связью каскадов существенно зависят от свойств активных нагрузок (АН) [27]. В работах [6, 8, 2730] впервые было обращено внимание специалистов в области аналоговых микросхем на возможность получения сверхвысоких значений выходного сопротивления АН на биполярных транзисторах (в т.ч. и на горизонтальных p-n-p-типа) схемотехническими методами. На рисунке 2.11 показана одна из базовых конфигураций АН этого класса.

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

51

+ Rэ Э

VT1

Б

iвх=suвх VT2 i2

rк2 K

Вых

I1 Rн -

Рис. 2.11. Активная нагрузка на основе составного транзистора (VT1, VT2) с компенсацией выходного сопротивления VT2 Можно показать, что выходная проводимость активной нагрузки (рис. 2.11) определяется следующим соотношением: y вых ≈

где K 1 =

h б22.2

1 б * 1 + h 11.2 h б22.1

* б 1 + K1h б21.1 K1h б21.2 h б22.1 h12.2 − , 1 + K1h б21.1 1 + h б21.2 1 + K1h б21.1 1 + h б21.2

(

* ; h б22.1 = h б22.1 +

)

(

)

(2.6)

1 ; hij1, hij2 – параметры транзиRэ

сторов VT1 и VT2 в схеме с общей базой соответственно; Rэ – эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи выходного транзистора VT2. Так как нагрузкой транзистора VT1 является низкое входное соб противление эмиттерной цепи транзистора VT2, а h 11.1 много меньше входного сопротивления базовой цепи транзистора VT2, то при вывоб б де соотношения (2.6) было принято, что h 11.1 ≈ 0, h 12.1 ≈ 0. Для нейтрализации влияния внутренней обратной связи транзистора VT2, как уже отмечалось, необходимо обеспечить выполнение *б б б условия ( h22 .1 h12.2 << h22.2 ). Тогда величина выходной проводимости

52

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

АН определяется в основном первым слагаемым в соотношении (2.6). Заменяя в (2.6) h-параметры параметрами Т-образной эквивалентной схемы транзистора в схеме с общей базой, получим: R вых =

1 − K 1 б 1 (1 − б 2 ) , y вых 1 − K 1б 1 1 K1 = . rэ2 rэ2 + 1+ rк1 R э 1

= rк2

(2.7) (2.8)

Аналогично для коэффициента передачи тока активной нагрузки (рис. 2.11) справедливо следующее соотношение: K i2 =

i2 K 1б 2 . = i вх R н = 0 1 − K 1 б 1 (1 − б 2 )

(2.9)

При реальных значениях параметров транзисторов VT1-VT2 rэ2 rк1 << 1, rэ2 R э << 1 . В этом случае K1≈1 и соотношения (2.7) и (2.9) принимают вид: 1 − б 1 (1 − б 2 ) , 1 − б1 б2 α (1 + β1 ) , K i2 = = 2 1 − б 1 (1 − α 2 ) 1 + α 2 β1 R вых ≈ rк2

где β1 =

(2.10) (2.11)

α1 . 1 − α1

Если цепь компенсации выходной проводимости выключена (коллектор транзистора VT1 подключен к источнику питания, то выходное сопротивление и коэффициент передачи по току активной нагрузки (рис. 2.11) определяются следующим образом: R *вых ≈ rк2 , K *i2 ≈ б 2 . (2.12) Таким образом, введение в активную нагрузку цепи компенсации (транзистора VT1) позволяет не только получить выходное сопротивление, значительно превышающее величину rк2, но и повысить коэффициент передачи тока. Это связано с тем, что та часть эмиттерного тока транзистора VT2, которая ответвляется в его базовую цепь, направляется на выход через транзисторы VT1 и VT2. Если β1 >> ∞ , то Ki2=1 независимо от величины α 2 > 0,1 − 0,2 . Для оценки эффективности цепи компенсации целесообразно использовать специальный параметр: отношение выходных сопротивлений АН, определяемых формулами (2.10), (2.12):

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

Kα =

K i2 K *i2

=

1 + β1 > 1, 1 + б 2 β1

=

1 − б 1 (1 − б 2 ) . 1 − б1

R вых

KR =

R *вых

53

(2.13)

Графические зависимости коэффициента KR, характеризующего эффективность цепи компенсации для различных значений коэффициентов передачи тока транзисторов VT1 и VT2, приведены на рисунке 2.12. Из анализа выражения (2.10) и графиков (рис. 2.12) следует, что эффективность цепи компенсации rк2 в первую очередь определяется свойствами транзистора VT1. KR

KR α1 = 0,95

16

α 2 = 0,95

16

12

12

8

8 0,8

0,4

4

4

0,1

0

0 0,2

0,4

0,6

0,8

α2

0 0,2

0,4

0,6

0,8

α1

а) б) Рис. 2.12. Эффективность компенсации выходного сопротивления транзистора VT2 при разных значениях α1 и α2 При достаточно малых значениях разности 1-α1 степень компенсации Rвых слабо зависит от коэффициента передачи тока транзистора VT2. Этот вывод также подтверждается графическими зависимостями коэффициента передачи тока Ki2, представленными на рисунке 2.13. Таким образом, при малых значениях α2 или изменении α2 в широких пределах ( α 2 = 0,1 ÷ 1) необходимым условием получения стабильного единичного коэффициента передачи по току Ki.2 рассматриваемой активной нагрузки является следующее ограничение на параметры n-p-n-транзистора VT1: α1 → 1; β1 → ∞ .

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

54 Ki2

Ki2 α1 = 0,95

α 2 = 0,95

0,8

0,8

0,8

0,8

0,6

0,6 0

0,4

0,4 0,1

0,2

0,2

0

0

0,2

0,4

0,6

а)

0,8

α2

0,2

0,4

0,6

0,8

α1

б)

Рис. 2.13. Влияние α2, α1 на эквивалентный коэффициент усиления по току эмиттера Ki.2 составного транзистора (рис. 2.11) Низкие требования к усилительным свойствам транзистора VT2 позволяют использовать интегральные «боковые» p-n-p- транзисторы, не ухудшая существенно параметров активной нагрузки. Следовательно, применение активных нагрузок с цепями компенсации выходной проводимости в интегральных микросхемах не приводит, в большинстве случаев, к усложнению стандартных технологических процессов. Управляемые источники тока (УИТ) Для построения программируемых операционных усилителей необходимо иметь семейство опорных источников тока, у которых выходная координата устанавливается внешним двухполюсником ISET (RSET). Для получения повышенных выходных сопротивлений хотя бы для одного (основного) выхода такие УИТ целесообразно выполнять в соответствии с функциональной схемой (рис. 2.14а). Она содержит выходной транзистор VT1, коллекторно-базовый переход которого моделируется элементами Ск1 – rк1, и два инвертирующих повторителя тока ПТ1 и ПТ2, имеющих низкое входное и высокое выходное сопротивления, а также близкие к единице коэффициенты усиления по току K i.1 ≈ 1 и K i.2 ≈ 1 . Двухполюсник I1 опре-

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

55

деляет статический режим схемы. Переменный входной сигнал, если это необходимо, может подаваться не только на выход УИТ, но и в узлы Вх.1 или Вх.2. Вых. +

CK1 i c

I1

-Ki.1

ПТ1

ic 1

rк1

VT1

I1

ic I1

2

2

Вх.2 (+ISET) Вх.1

1

ic

I1

ПТ2 -Ki.2

-ISET -

а) ПТ1

+

R1 VT1 ПТ2 CK1

+ECM

Вых.i

б) Рис. 2.14. Функциональная схема УИТ с повышенным выходным сопротивлением (а) и ее модификация (б)

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

56

Выходная проводимость УИТ (рис. 2.14а) существенно зависит от численных значений Ki.1 и Ki.2: У вых ≈ h б22.1 (1 − б1K i.1 ⋅ K i.2 ) . (2.14) Варьируя площади эмиттерных переходов транзисторов в структуре ПТ1 (ПТ2) можно на этапе изготовления микросхемы обеспечить изменения Ki.1 (Ki.2) в небольших пределах. При б1K i.1 ⋅ K i.2 = 1 выходная проводимость близка к нулю. Если б1K i.1 ⋅ K i.2 > 1 , то выходная проводимость имеет достаточно стабильное отрицательное значение. Этот эффект может быть полезен в схемах многокаскадных широкополосных усилителей. Частные варианты построения УИТ показаны на рисунках 2.15-2.17. Вых.

+ЕСМ ПТ1

I1

Вых VT4

+Есм

ПТ1

Вх

rк1 1

2 Вх.2 (+ISET)

VT1

VT1 2

1 ПТ2 I1 VT3

ПТ2

(-ISET)

-

-

а)

б)

Рис. 2.15. Примеры построения УИТ В схеме рисунка 2.15а потенциальные координаты транзисторов ПТ1-ПТ2 устанавливаются источником напряжения Есм, а токовые – источником тока I1. В схеме рисунка 2.16 согласование потенциалов обеспечивается стабилитроном на транзисторе VT3, а резистор RSET определяет выходные токи транзисторов VT1, VT4-VT7 УИТ.

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

Вых.

57 +

ПТ1

I1

VT6

VT7

2*

2**

СК1 1

2 VT3 Вх.2

rк1

VT1

(+ISET) I1

2

1 ПТ2

2'

2" RSET

VT4

VT5 (-ISET) -

Рис. 2.16. Пример построения УИТ с цепью согласования потенциалов на базе стабилитрона VT3 Особенность схемы рисунка 2.17а состоит в том, что статический потенциал на базе транзистора VT1 здесь определяется источником опорного напряжения Еоп. Синтез новых модификаций УИТ на базе двух повторителей тока ПТ1, ПТ2 можно осуществить, если учесть их индивидуальные свойства. Так, согласующий двухполюсник Еоп1 в схеме рисунка 2.18 включен в цепь общей шины ПТ1. Это стало возможным в связи с тем, что у большинства практических схем повторителей тока ПТ1 (ПТ2) напряжение между узлами «1» и «0» слабо изменяется в широком диапазоне изменения I2. Это позволяет увеличивая или уменьшая Еоп1 устанавливать статический режим VT1. В современных аналоговых микросхемах высокостабильные нерегулируемые источники опорного тока реализуются на основе двух классических повторителей тока. В этой связи двухполюсник I1 в схемах рассматриваемого класса может быть функционально совмещен с повторителями ПТ2 (ПТ1), что упрощает схему в целом.

58

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

Вых.

+ ПТ1 VT3

СК1 1

2

VT4 rк1

VT1 ПТ2 2

EOП Вх.2

1

(+ISET) I1

VT5

(-ISET)

а) +Е2

+Е1 R1

Вых.

VD1

3

RH

VT3

CK1

ИСТ2

VT1 2

Z1 VT2 1 VT4 R2

ИСТ2

VD2 -

б) Рис. 2.17. Примеры построения УИТ с цепью согласования потенциалов на базе двухполюсника Еоп (а) и транзистора VT2 (б)

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

59 +

ПТ2

I2

-Кi.2

rК1

Вых.

Вх.1 1

2

ПТ1 2

1

RН1

VT1

-Кi.1 0 ЕОП1

I1 -

Рис. 2.18. Функциональная схема УИТ с последовательным включением согласующих повторителей тока ПТ1-ПТ2 и источника опорного напряжения Еоп1 Управляемые активные нагрузки на базе дифференциальных каскадов с токовыми выходами Типовой дифференциальный каскад можно рассматривать как подсхему, имеющую два противофазный токовых выхода. Это позволяет реализовать на их основе управляемые активные нагрузки (УИТ) с повышенным выходным сопротивлением, показанные на рисунках 2.19-2.21. Основная особенность схем (рис. 2.19-2.21) заключается в наличии цепи прецизионного выделения «паразитного» тока через закрытый коллекторный переход транзистора VT1 (ic1) и существовании высокочас-

тотного канала передачи выделенного тока ic1 на выход УИТ. Для компенсации отрицательного эффекта, обусловленного элементами rк - Ск транзистора VT1, в схемах рисунков 2.19-2.21 применяются повторители тока ПТ1-ПТ2 и цепи согласования статических потенциалов, реализованные на основе двухполюсников (источников опорного напряжения).

60

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

0 -Кi.1

ПТ1 2

ПТ2 1

ЕОП1

+

0 -Кi.2 1

ЕОП2

2

VT1 Вх.1

ДУ

Вх.2

Вых. CK1

I1

RН -

Рис. 2.19. Функциональная схема УИТ с параллельнопоследовательным включением согласующих повторителей тока ПТ1-ПТ2 + I1 Вх.1

R1 Вых.

Вх.2 ДУ

CK1 VT2

2

1

VT1

1

2

ПТ1

ПТ2 -Кi.1 0

-Кi.2 ЕОП1

0 -

Рис. 2.20. Функциональная схема УИТ с параллельнопоследовательным включением согласующих повторителей тока ПТ1-ПТ2

2.3 Источники опорного тока (напряжения) с низкой чувствительностью к нестабильности источников питания

61

+ I1

RH2 Вх.1

RH1 ДУ

Вх.2 CK1

Вых.2

Вых.1 VT1

2

1

ПТ1 -K i.1 Ki.0 0 3

2 1 -Ki.2 ПТ2 Ki.3 0 -

Рис. 2.21. Функциональная схема УИТ на базе мультивходового повторителя тока ПТ2 Рассмотренные в настоящем разделе функциональные схемы УИТ и активных нагрузок могут послужить основой для построения широкополосных усилителей в микроэлектронном исполнении. 2.3 Источники опорного тока (напряжения) с низкой чувствительностью к нестабильности источников питания Одним из базовых функциональных узлов аналоговых микросхем являются источники тока (ИОТ опорного напряжения (ИОН), которые устанавливают статический режим усилительных элементов. Параметры ИОН (ИОТ) определяют точностные статические характеристики дифференциальных каскадов (ДК), ослабление синфазных сигналов ДК, шумы в компенсационных стабилизаторах напряжения, погрешности АЦП и т.п.

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

62

Рассмотрим (применительно к базовой функциональной схеме ИОН рис. 2.22а) схемотехнические методы минимизации чувствительности опорного напряжения Uоп1 к нестабильности напряжения питания Е1 (Е2). Такая задача возникает при построении прецизионных аналоговых устройств, работающих в широком диапазоне изменения питающих напряжений. ПТ1 +Е1 VT1

1

rKΣ

2

VT2

ПТ1

+

2 Вых.i

1

ИТ2 Вых.u

2

1

VT1

1

IОП

2 VT3

VT3

Вых.i VT2 VT4

UОП.1 ЕОП

R1

R1 ИТ2

-Е2

а)

-

б)

Рис. 2.22. Базовая функциональная схема источника опорного напряжения (тока) на биполярных транзисторах (а) и пример ее практической реализации (б) Схема (рис. 2.22а) содержит повторитель тока ПТ1, выходной ток которого определяет статический режим двухполюсника Еоп. В свою очередь входным током ПТ1 является выходной ток ИТ2. В качестве Еоп могут применяться стабилитроны, а также более сложные подсхемы с заданным температурным коэффициентом Еоп. Одной из причин нестабильности Uоп1 является конечное значение эквивалентного выходного сопротивления ПТ1 и ИТ2: K н.1 =

[

ДU оп.1 −1 ≈ 1 + (rст ⋅ y вых ) ДЕ1

]

−1

,

(2.15)

2.3 Источники опорного тока (напряжения) с низкой чувствительностью к нестабильности источников питания

63

где yвых = y22.пт + y22.ит = (rк.∑)-1; y22.пт, y22.ит - выходные проводимости ПТ1, ИТ2; rст- дифференциальное сопротивление Еоп. При работе типовых Еоп в режиме малых токов численные значения rст лежат в пределах сотен Ом, а y вых = 10 −6 ÷ 10 −7 см. Поэтому K н.1 ≈ 10 −4 ÷ 10 −5 ,

что в ряде случае недостаточно.

Из формулы (2.15) следует, что уменьшить коэффициент чувствительности Kн.1 можно путем уменьшения выходной проводимости ПТ1 и ИТ2, т.е. за счет их построения по схемам с цепями компенсации rк1. Конкретный пример такого ИОН приведен на рисунке 2.23. При достаточно больших сопротивлениях R1, R2, R3, коэффициент чувствительности схемы рисунка 2.23 Kн.2 равен: (2.16) K н.2 ≈ rст.3 (h б22.2 + h б22.3 )(1 − K i.У ) , где rст.3– дифференциальное сопротивление двухполюсника Еоп3; K i.У =

б 1б 2 б б   rст.2 + h 11.1 h 11.2 1 + 1 +   R1 R2  

   

≈ 1,

(2.17)

б h 11.i - h-параметры VT1, VT2 в схеме с общей базой; α1 , α 2 - коэф-

фициенты усиления по току эмиттера VT1, VT2. Следовательно, улучшение Кн.2, которое дает схема (рис. 2.23) по сравнению со схемой (рис. 2.22а), может достигать больших значений: Qн =

K н.1 ≈ K н.2

1 б  r + h 11.1   1 − б 1 б 2 1 + ст.2  R 1  

−1

б  h 11.2 1 +  R2 

   

−1

>> 1 .

(2.18)

Источник опорного напряжения (тока) (рис. 2.23) может иметь ряд модификаций, отличающихся конкретным построением узлов, Еоп, ПТ1, ИТ2, а также конфигурацией подсхем, образующих токовые выходы Вых.i.

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

64 ЕОП1

+Е1 R2 VT1

IОП

Вых.i

VT2

ЕОП2 R1

VT4 rK2 VT3

rK3

Вых.u R4 ЕОП3

R3

UOП -

Рис. 2.23. Источник опорного напряжения с низкой чувствительностью Uоп к нестабильности напряжения питания Е1(-Е2) 2.4 Цепи запуска источников опорного тока ИОТ на базе повторителей тока могут иметь два устойчивых состояния, – когда во всех элементах протекают расчетные значения токов (номинальный режим), и когда токи всех элементов, несмотря на наличие напряжения питания, равны нулю (или близки к нулю). Это порождает проблему запуска ИОТ при включении питания, которая обычно решается путем введения специальных цепей запуска статического режима (ЦЗ). Основное требование к ЦЗ – минимальное энергопотребление и минимальное влияние на опорный ток после выхода ИОТ в номинальный режим. В наиболее распространенных схемах (рис. 2.24) последняя задача решается диодом VD1, который запирается и отключает ЦЗ (R1, VD3) от базовой схемы ИОТ, когда напряжение на стабилитроне VD2 станет равным напряжению на VD3. Однако после выхода ИОТ в номинальный режим цепь запуска в данной схеме продолжает потреблять энергию от источника питания.

2.4 Цепи запуска источников опорного тока

65

+

ПТ1 VT1 R1 VD1

Вых.1 R2

VD2

Вых.2

ИТ2

VD3

VT2 -

Рис. 2.24. Источник опорного тока с цепью принудительного запуска (R1, VD3, VD1) От данного недостатка свободны ИОТ (рис. 2.25). Их принципиальная особенность состоит в том, что цепь запуска самовыключается после выхода ИОТ в номинальный режим и не влияет на его работу. В конечном итоге это повышает экономичность ИОТ. +

VT1

Ki1

ПТ1 2

+

ПТ1 VT2 2

1 R1

1 R1

VD1

VD1 Io1

Io2

VT3

I0

VT5

R2

VT6

1

2

ПТ2 K i2

VT4

R2

R3

-

а)

б)

Рис. 2.25. Примеры построения источника опорного тока с выключающейся цепью запуска статического режима

66

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

Функциональная интеграция рассмотренных схемотехнических методов позволяет создавать микромощные широкополосные усилители с повышенными качественными показателями. 2.5 Схемотехника функционально интегрированных источников опорного тока и управляемых активных нагрузок дифференциальных усилителей Каждый из усилительных каскадов с цепями компенсации емкости коллектор-база выходных транзисторов Cкб [8] содержит несколько источников стабильного тока (ИСТ), «привязанных» к шинам положительного и/или отрицательного напряжения питания. Данные ИСТ могут быть реализованы по традиционным схемам [6]. В тех случаях, когда ИСТ используется в качестве активной нагрузки дифференциальных каскадов (ДК), к нему могут предъявляться повышенные требования к величине Rвых и выходной емкости. В данной ситуации в качестве ИСТ целесообразно применять подсхемы с компенсацией емкости Скб (рис. 2.26).

Рис. 2.26. Обобщенная функциональная схема цепей компенсации Ск1 выходного транзистора VT1 активных нагрузок и источников стабильного тока

2.5 Схемотехника функционально интегрированных источников опорного тока и управляемых активных нагрузок дифференциальных усилителей

67

Рассмотрим варианты построения цепей компенсации емкости коллектор-база Ск1 выходного транзистора VT1 активных нагрузок (АН), в которых применяется местная отрицательная обратная связь (ООС) (рис. 2.26). Это достаточно распространенное схемотехническое решение [6], которое включает согласующую (СП1) и вспомогательную (ВП1) подсхемы, имеющие коэффициент усиления по напряжению Kyc и Ky1. При отсутствии цепей компенсации, то есть когда передача тока от узла 2 к узлу 3 подсхемы ВП1 равна нулю (Ki1=0) в диапазоне низких частот выходное сопротивление классической АН (рис. 2.26) в значительной степени зависит от глубины Тм местной ООС: −1 Rвых

≈ h22.1

h (R + h11.1 ) + 12.1 вх.1 1+ Тм

−1

,

(2.19)

где hij.1 – h-параметры VT1 в схеме с общей базой; Rвх.1–входное сопротивление СП1 относительно узла 1; Kyik – частные коэффициенты передачи напряжения подсхем СП1, ВП1 и эмиттерного повторителя на основе VT1; Тм=Ky1·Kyс·Kyп1 – коэффициент усиления по петле ООС. Обычно выбирают Тм>>1, поэтому даже при малых Rвх.1 выходное сопротивление АН получается достаточно большим: Rвых

Tм >>1

−1 ≈ h22 .1 .

(2.20)

Если Тм≈0, что характерно для АН без ООС [6], то численные значения Rвых, как правило, определяются вторым слагаемым уравнения (2.19): Rвых

Tм ≈ 0

≈

Rвх.1 + h11.1 . h12.1

(2.21)

Очевидно, что при малых Rвх.1≈h11.1 [6] предельное значение выходного сопротивления АН не выше чем: Rвых

Tм = 0

≈ h11.1 ⋅ h12−1.1 ≈ ϕ т ⋅ I э−.11 ⋅ h12−1.1 ,

(2.22)

где Iэ.1 – статический ток эмиттера VT1; ϕт≈25мВ – температурный потенциал.

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

68

Если в подсхеме ВП1 организовать канал передачи Ki1 тока ic1 через коллектор-базовый переход VT1 на вход подсхемы СП1 и обеспечить Ki1≈1, то предельное значение выходного сопротивления АН существенно возрастет: −1 Rвых

Tм >>1

h12.1 ( Rвх−1.1 + h11−1.1 ) ≈ h22.1 (1 − α1 K i1 ) + ≈ h22.1 (1 − α 1 K i1 ) , (2.23) 1+ Тм

где α1≈1 – коэффициент усиления по току эмиттера VT1. На высоких частотах: h&22.1 ≈ jωC к1 . (2.24) Поэтому эффективная выходная емкость АН с цепью компенсации Ск1 значительно меньше, чем Ск1 одиночного транзистора. Это повышает диапазон рабочих частот усилителя с АН. Варианты построения каналов компенсации Ск1 выходного транзистора VT1 активных нагрузок с местной ООС приведены на рисунке 2.27. СП1

-Кyс

Σ

1

+

2 3 VT2 1

Вх.1

+ R1

2

Вых.

VT1

I1 Вх.2

Вх.2

СК

VT2

VT1 iвх

Вых. R1

I2 CK1

VT3

I2

Вх.1

I1

R2

-

а)

-

б)

Рис. 2.27. Пример построения подсхемы ВП1 (VT2, I2) (а) и промежуточного каскада с местной ООС на базе АН (б)

2.5 Схемотехника функционально интегрированных источников опорного тока и управляемых активных нагрузок дифференциальных усилителей

69

Следует заметить, что данные схемотехнические решения могут быть полезными в тех случаях, когда необходимо обеспечить максимальный диапазон изменения выходного напряжения АН, близкий к напряжению питания. Частные случаи построения источников стабильного тока и управляемых активных нагрузок, соответствующих функциональной схеме (рис. 2.26), приведены на рисунке 2.28. + VT3

VT4

VT2

VT1

CK1

I0 2

1

+ VT5

VT4

VT3 VT2 VT1

1

CK1

I0 2

Рис. 2.28. Схемотехника ИСТ с компенсацией емкости Ск1

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

70

С целью минимизации числа транзисторов и повышения коэффициента усиления по напряжению в диапазоне средних частот целесообразна функциональная интеграция элементов ИСТ и транзисторов (резисторов) базового каскада. На рисунках 2.39-2.30 приведены примеры построения усилителей с объединенными цепями установления статических режимов ИСТ и транзисторов ДК (видеоусилителей). + VT4

VT5

СК1 Вх.1

VT1 VT2

VT3

Вх.2

R1 R1 СК2

I1

Вых. I3

I2

-

а)

б) +

+ uвх(t)

VT3

VT4

ПТ1

СК1

Вх.

СК1

VT1 VT1

VT2

VT3

Вх.1

R2

R1

R2

R1

СК2

СК2

Вых. I1

Вх.2

VT2

Вых.

R3

I1

R3

-

в)

-

г)

Рис. 2.29. Функциональная интеграция ИСТ, согласованного с шиной положительного источника питания, и элементов базового ДК

2.5 Схемотехника функционально интегрированных источников опорного тока и управляемых активных нагрузок дифференциальных усилителей

71

В первой группе схем (рис. 2.29) источники тока, связанные с шиной положительного, а во второй (рис. 2.30) – отрицательного питания, управляются токами одного из плеч дифференциального каскада. Это увеличивает крутизну преобразования входного напряжения в ток нагрузки и упрощает схему в целом. + + I1

I1

I2

R1

СК1

VD1

Вх.1

VT3

Вх.1

VT1

VT1

СК2

VT3

VT2

Вх.2

VT2 VT4 Вых. VT5

R1

СК1

Вх.2

Вых. СК2

VT4

VT7

VT6

VT5

VT6

-

-

а)

б) + VT6

+ I1

СК1 Вх.1

R2 Вх.1

VT2

VT1 VT2

R1

VT3

Вх.2

Вых.

Вых. СК2 VT4

I1

СК1

VT1

VT3

R1

VT4

VD1

СК2 VT5

VD1 -

в) г) Рис. 2.30. Примеры функциональной интеграции элементов ДК и ИСТ, согласованных с шиной отрицательного источника питания Выводы 1. Рассмотренные в главе 2 архитектурные и схемотехнические решения источников опорного тока и активных нагрузок, дополняют существующие представления разработчиков о данном классе функциональных узлов. 2. Полученные аналитические выражения для выходного сопротивления основных типов активных нагрузок, повторителей и источников тока позволяют более глубоко исследовать их свойства и выбрать наиболее оптимальные схемотехнические решения.

Глава 3 СОСТАВНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ С КАНАЛАМИ КОМПЕНСАЦИИ ПАРАЗИТНЫХ ПАРАМЕТРОВ

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей Если в широкополосном каскодном усилителе (ШКУ) емкость коллектор-база (Ск1) выходного транзистора (VT1) оказывает существенное влияние на его частотные характеристики, что особенно сильно проявляется при высокоомных нагрузках, то ее целесообразно скомпенсировать с помощью так называемой цепи следящей связи по току этой емкости [8, 13, 14, 15, 16]. Возможны три основных варианта построения цепей компенсации Cк1 – последовательные, параллельные и параллельнопоследовательные. Последовательная компенсация. Физические процессы При последовательной компенсации выходной транзистор VT1 (рис. 3.1) выполняет две функции. С одной стороны, он обеспечивает передачу в цепь нагрузки Rн.экв приращений тока iэ1 , пропорциональных входному сигналу (составляющая Suвх.). С другой стороны, он пе-

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

73

редает в коллекторную цепь емкостную составляющую iс1 тока базы VT1, которая выделяется подсхемой ВП1, а затем с усилением Ki.1 поступает в эмиттер и далее в цепь нагрузки VT1: i *к1 = б1К i.1 ⋅ i c1 . + Rн.экв Вых

CK1 ВП1 Вх

uвх

K i.1

suвх

ic1

i*к1

uвых

VT1

i э1 = S ⋅ u вх + Кi.1 ⋅ ic1

Рис. 3.1. Последовательная компенсация Ск1 Для точного измерения тока iс1 и компенсации Cк1 необходимо: - обеспечить высокое сопротивление в эмиттерной цепи VT1 с помощью подсхем ВП1; - выделить емкостную составляющую тока базы транзистора VT1 с помощью вспомогательной подсхемы ВП1 (рис. 3.1). Такой режим обеспечивается соответствующим построением подсхемы ВП1, которая должна иметь близкое к нулю входное сопротивление. - передать ток iс1 в эмиттерную цепь VT1 с коэффициентом передачи тока Кi.1 , близким к единице в широком диапазоне частот и без дополнительных фазовых сдвигов. При выполнении данных условий в нагрузке VT1 произойдет почти полная взаимная компенсация двух близких по величине, но противоположных по знаку токов ic1 и i*к1 . В результате эффективное значение емкости Ск1 уменьшится до уровня Ск.эф. Причем отношение данных емкостей:

74

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

Д=

Ск1 = (1 − К i.1 ⋅ б1 ) −1 , Ск.эф

(3.1)

где α1 – коэффициент усиления тока эмиттера VT1 в схеме с общей базой. Предельные значения коэффициента Д: limД К

i.1 →1

= (1 − б1 ) −1 >> 1 ,

limД б →1 = (1 − К i.1 ) −1 ,

(3.2)

1

limД К

i.1б1 →1

=∞ .

Таким образом, в идеальном случае необходимо иметь б1К i.1 = 1 . Последовательная компенсация. Частотные характеристики Рассмотрим в широком диапазоне частот свойства каскодных усилителей с цепями последовательной компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора (рис. 3.1). Для этого подсхему ВП1 целесообразно представить в виде двух подсхем - УТ1 и СП1 (рис. 3.2). +

Rн.экв

Вых & U вых

Сб1

Ск1 VT1 УТ1 1

& i.1 K

Сэ1

2

Is

2

& вх СП1 S& 1 U

1

Вх & вх U

-

Рис. 3.2. Функциональная схема выходного каскада каскодного усилителя (рис. 3.1) в широком диапазоне частот

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

75

На обобщенной схеме (рис. 3.2) учитываются емкость в цепи базы VT1 (Сб1), емкость в цепи эмиттера VT1 (Сэ1), инерционность усилителя тока УТ1 ( K& i.1 ), частотные свойства преобразователя СП1 входного напряжения U& вх в ток &Is , частотная зависимость коэффициента усиления по току эмиттера VT1 (α& 1 ) , компенсируемая емкость коллекторного перехода VT1 (Ск1). При этом предполагается, что входное активное сопротивление (Rвх.1) и выходные проводимости подсхем УТ1 и СП1 – сравнительно малы, входное сопротивление VT1 по цепи эмиттера (rэ) также мало и имеет активный характер, а частотные зависимости α& 1 , S& 1 , K& i.1 описываются передаточными функциями первого порядка: S& 1 =

S1 , 1 + jщфs1

б& 1 =

б1 , 1 + jщфα1

& = K i.1

K i.1 , 1 + jщфi1

(3.3)

где τs1, τα1, τi.1 – соответствующие постоянные времени высоких частот. Вводя обозначения фб1 = С б1 ⋅ R вх.y1 , фэ1 = C э1 ⋅ rэ1 , rэ1 = ϕ т I э.1 , фск.1 = С к1 ⋅ R н.экв , K y.0 = б1S1R н.экв , K i.У = б1K i.1 и решая систему уравне-

ний Киргофа для схемы (рис. 3.2), можно показать, что комплексный коэффициент передачи по напряжению каскада (рис. 3.2) описывается формулой: U& K& y = в ы х = U& в х S& ⋅ R

=

1

,(3.4)

н .эк в

  б 1 ⋅ K i.1 1 + jщфск .1  1 −  (1 + jщфб 1 )(1 + jщфi.1 )(1 + jщфэ 1 )(1 + jщфб 1 )   б 1 ⋅ S 1 ⋅ R н .экв где S& 1 = . (1 + j щфs1 )(1 + j щфэ1 )(1 + j щфб 1 )

Если фs1 ≈ 0 , то для диапазона частот, незначительно превышающего полосу пропускания ωв, &y≈ K 2 2 2 2 + фб.1 + фэ1 + фб1 . где (ф*i ) ≈ фi.1 2

K y.0

 K i.У  1 + jщ фск.1 1 − *  1 + jщ фi 

,

(3.5)

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

76

При этом отношение М, характеризующее нормированную АЧХ каскада: &y K K y.0

=М=

1 2

  щ2 ⋅ фск.1 ⋅ ф*i  K i.У 2 2 + щ ф 1 − 1 − K i.У  ск.1 2   1 + щ2 ф*i 1 + щ2 ф*i 

( )

 2 

2

.

(3.6)

( )

В частном случае, когда инерционность подсхем УТ1, СП1 и VT1 ( α& 1 ) сравнительно мала, т.е. для диапазона частот, когда

( )

щ2 ф*i

2

2 << щ2 фск.1 , формула (3.5) принимает вид: K y.0 K y.0 = K& y = , 1 + jщфс к .1 (1 − б 1 ⋅ K i.1 ) 1 + j щ щв

(3.7)

где ωв - верхняя граничная частота усилителя (рис. 3.2) с цепями компенсации Ск1: щв−1 = фск.1 (1 − б1 ⋅ K i.1 ) (3.8) Нормированная АЧХ усилителя (рис. 3.2): М=

1 1+

2 щ2 фск .1

(1 − K i.У )

2

=

1 1+

2

.

(3.9)

щ щв2

Из формулы (3.9) следует, что предельный выигрыш по площади усиления (Nmax), который обеспечивается в схеме (рис. 3.2), может достигать значений: N max =

щ Q 1 = *в = >> 1 , * Q щв 1 − б1 ⋅ K i.1

(3.10)

где Q, Q* , щв , щ*в - площади усиления и верхние граничные частоты усилителя (рис. 3.2) с цепью компенсации Ск1 ( Q , ωв) и без нее ( Q* , ω*в ). Вводя промежуточные обозначения τск.1=τн1, ωτн=Xн и ωτi=NXн, M=

Kу K у .0

, N=

M=

τi , уравнение (3.6) можно привести к виду: τн

N 2 X н2 + 1 1 + N 2 X н4 + N 2 X н2 − 2 NX н2 K iΣ + X н2 − K iΣ X н2 + K iΣ X н2

где Хн – относительная частота, нормированная по τн.

2

, (3.11)

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

77

Графики функции (3.11) при различных значениях параметров N и KiΣ показаны на рисунках 3.3-3.5. Значения KiΣ больше единицы рассматривать нецелесообразно из-за проблем с физической реализуемостью такого компенсирующего канала, а также из-за соображений устойчивости схемы. Следует отметить, что значение нормированной частоты Хн=1 соответствует полосе пропускания не компенсированного усилителя (KiΣ=0).

Рис. 3.3. Нормированная АЧХ усилителя при N =

Рис. 3.4. Нормированная АЧХ усилителя при N =

τi = 1 и КiΣ=1; 0,9; 0,5; 0. τн

τi = 0,1 и КiΣ=1; 0,9; 0,5; 0 τн

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

78

Рис. 3.5. Нормированная АЧХ усилителя при N =

τi = 0,01 и КiΣ=1; 0,9; 0,5; 0 τн

Полосу пропускания Xн0.707 по уровню 0,707 можно определить: X н 0.707 =

1 N 2

N 2 − K i2Σ + 2 K iΣ N − 1 + 2 K iΣ + 1 + 6 K i2Σ − ...

... − 4 K iΣ + 2 N 2 − 4 K i3Σ + .. + K i4Σ − 2 N 2 K i2Σ + N 4 − ...

(3.12)

... − 4 NK iΣ + 8 NK i2Σ − 4 NK i3Σ + 4 N 2 K iΣ + 4 N 3 K iΣ

. Зависимость полосы пропускания от коэффициента усиления по каналу компенсации KiΣ, при различных отношениях постоянных времени τi и τн приведена на рисунке 3.6.

Рис. 3.6. Полоса пропускания по уровню 0,707 при N =

τi =1;0,1;0,01 τн

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

79

Частота максимума передаточной функции («выброса» М=f(ω)) определяется выражением: X н0 =

1 N

2 NK iΣ + 2 K iΣ − K i2Σ − 1 .

(3.13)

Максимальное значение относительного коэффициента усиления М зависит от коэффициента усиления току компенсирующего канала KiΣ при различных соотношениях постоянных времени τi и τн в соответствии с номограммой (рис. 3.7).

Рис. 3.7. Зависимость частоты максимума передаточной функции М от значений коэффициента KiΣ при N =

τi =1;0,1;0,01 τн

Из функции (3.13), находя ее область определения, можно найти значение некоторого критического коэффициента KiΣкр: K iΣкр = N + 1 − N 2 + 2 N .

(3.14)

Физический смысл KiΣкр состоит в том, что при значениях KiΣ, меньших, чем KiΣкр, экстремума функции М=f(ω) не наблюдается. График зависимости критического коэффициента KiΣкр от соотношения постоянных времени τi и τн (значений N) приведен на рисунке 3.8.

80

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

Рис. 3.8. Зависимость критического коэффициента усиления по каналу компенсации от соотношения постоянных времени τi и τн Полосу пропускания усилителя при отсутствии колебательности М можно определить, подставив формулу (3.14) в (3.11):

X н 0.707 =

1

N 2 + N 2 ( N 2 + 4) .

N 2 K iΣ = K iΣкр

Максимальное значение нормированного коэффициента М (показателя колебательности) определяется выражением: M max =

N

4 NK iΣ + 4 K iΣ − 2 K i2Σ K iΣ ( 2 N + 2 − K iΣ )

.

+ ( N − K iΣ ) 2 − 2 K iΣ − 1

Зависимость максимума нормированного коэффициента М от усиления по току канала компенсации KiΣ при различных соотношениях постоянных времени τi и τн (значениях N) показана на рисунке 3.9.

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

81

Рис. 3.9. Зависимость максимума функции M=f(ω) от значений коэффициента KiΣ, при N =

τi =1;0.1;0.01. τн

Выводы. 1. При изменении коэффициента передачи по току канала компенсации от нуля (не компенсированный УК) до единицы (полная компенсация Ск): − увеличивается значение полосы пропускания по уровню 0.707 нормированной АЧХ усилительного каскада; − при KiΣ≥KiΣкр возрастает неравномерность АЧХ, усилитель приобретает резонансные свойства; − частота максимума нормированного коэффициента усиления (при KiΣ≥KiΣкр) повышается. 2. Имеется область значений коэффициента усиления компенсирующего канала KiΣ < KiΣкр, при которых колебательность АЧХ отсутствует, но в то же время при этих величинах KiΣ обеспечивается расширение полосы пропускания относительно некомпенсированного усилителя. 3. Максимальный выигрыш по полосе пропускания (при отсутствии колебательности, то есть при KiΣ≤KiΣкр) может достигать величины, приблизительно равной

τн τi

.

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

82

4. Максимальное значение нормированного коэффициента усиления УК (при KiΣ≥KiΣкр) пропорционально KiΣ и отношению постоянных времени

N=

τi τн

.

5. Максимальный выигрыш по полосе пропускания при KiΣ≥KiΣкр, численно равный Xн0.707, существенно зависит от KiΣ и N, и может быть рассчитан на основе построенных выше номограмм. Так при отношении постоянных времени τн/τi =100 этот выигрыш достигает 15 раз. Параллельная компенсация. Физические процессы При параллельной компенсации (рис. 3.10) ток через компенсируемую емкость ic1 поступает на вход подсхемы СКТ1, а затем в коллекторную цепь VT1 без участия транзистора VT1- по параллельному каналу. Для точного выделения тока ic1 и компенсации Ck1 необходимо: - обеспечить высокое сопротивление в эмиттерной цепи VT1 с помощью подсхемы СП1; - создать близкое к нулю сопротивление в цепи базы транзистора VT1, такой режим обеспечивается соответствующим построением подсхем СКТ1; - выделить емкостную составляющую тока базы транзистора VT1 с помощью вспомогательной подсхемы СКТ1; - передать ток ic1 в коллекторную цепь VT1 с коэффициентом передачи, близким к единице (Kiк ≈ 1 ) в широком диапазоне частот и без дополнительных фазовых сдвигов; - преобразовать с крутизной S1 входное напряжение в приращении эмиттерного тока VT1 ( i э1 = S1u *вх ).

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

83

Рис. 3.10. Параллельная компенсация Ск1 Очевидно, что при Ki.к ≈ 1 (полной компенсации Ск1) выходная емкость каскада не может быть меньше, чем Скт. Выигрыш по величине эффективной емкости, образующей с нагрузкой Rн.экв постоянную времени высоких частот (τв=Rн.эквСк.эф), определяется формулой: Д1 =

СK1 = (1 − K i.K + b c ) −1 , Ск.эф

(3.15)

где bc = CК ⋅ С−К11 . Предельные значения коэффициента Д1 принимают следующие значения: limД1 К limД1 b

i.K →1

c →0

limД1 К

=

СK1 1 = , СK bc

= (1 − К i.K )−1 ,

i.K →(1+ b c )

(3.16)

=∞ .

Из формул (3.15-3.16) следует, что при b с <<1, коэффициент передачи тока K i.K подсхемы СКТ1 может быть меньше единицы ( K i.K ≤1).

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

84

Параллельная компенсация. Частотные характеристики Если учесть паразитную емкость в цепи базы VT1 (Сб1), емкость в цепи эмиттера VT1 (Сэ1), инерционность подсхемы СКТ1 ( K& i.к ), частотную зависимость крутизны S& 1 преобразователя СП1, комплексный характер коэффициента усиления по току эмиттера VT1 ( α& 1 ), а также компенсируемую емкость Ск1, то уравнение для комплексного коэффициента усиления по напряжению K& y каскада (рис. 3.11) можно привести к виду:

где

S& У = S& 1б& 1 ,

& & & y = U вых = SУ ⋅ R н.экв , K & вх 1 + jщф & ск.У U S1 б1 , б& 1 = , S& 1 = 1 + j щфб 1 1 + j щфs1

фст = Скт ⋅ R н.экв , фск.1 = Ск1 ⋅ R н.экв , фб1 = Сб1 ⋅ R вх.кт ,

(3.17) K i.к , 1 + j щфi.к ϕ фэ1 = rэ1 ⋅ C э1 = т C э1 , I э1 K& i.к т =

  K i.к & с к .У = фс т + фс к .1 1 − ф . + + 1 jщф 1 jщф ( )( ) б 1 i.к   + Rн.экв К Вых

Скт

& U вых

2

СКТ1 & K i.к.

Б

Ск1

1 Э

VT1 Сб1

Сэ1 2 & & СП1 S1 U вх

1

Вх & U вх

-

Рис. 3.11. Обобщенная функциональная схема каскада с параллельной компенсацией емкости Ск1 выходного транзистора VT1 в широком диапазоне частот

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

85

Если τ s1 ≈ 0, τα1 ≈ 0, то коэффициент усиления по напряжению: & ≈ K y

K y.0

  K i.к   1 + jщ фст + фск.1 1 −   1 + jщфком   

,

(3.18)

2 где τ ком = τ б21 + τi2.кт ; Ky.0=α1S1Rн.экв – коэффициент усиления в диапазоне средних частот. Нормированная АЧХ:

1

М=

2

2

. (3.19)

 K i.к ⋅ ω ⋅ τск .1 ⋅ τком  Ск т K i .к  2 2  1 −  + ω τск.1 1 + С − 2 2 2  1 + ω τком 1 + ω2 τком к1     В частном случае при Скт Ск1 << 1 , т.е. когда емкость Скт очень мала: 1 М= . (3.20) 2 2 2  K i.к ⋅ ω ⋅ τ ск.1 ⋅ τ ком  K i .к  2 2  1 −  + ω τ ск .1 1 − 2 2 2 2  1 + ω τ ком    1 + ω τ ком  Следовательно, уравнение M = ϕ(ω) (3.20) имеет вид типового 2

уравнения АЧХ (3.6), свойства которого исследованы выше. При небольшом отклонении ω от диапазона средних частот усилителя и ωτб1<<1, ωτi.кт<<1 приближенное выражение для K& y ( jω) принимает вид: K& y ≈

K y .0 1 + jω ωв

,

(3.21)

2 где ωв2 ≈ τα2 1 + τ2s1 + τ2э1 + τст2 + τск.1 (1 − Ki.к ) ; ωв – верхняя граничная частота усилителя с параллельной компенсацией. Следовательно, выигрыш по верхней граничной частоте ωв, который дает введение цепей параллельной компенсации Ск1, может быть значительным только в том случае, когда: 2 2 τ α2 1 + τ 2s1 + τ 2э1 + τ ст << τ ск.1 (1 − K i.к )2 = Cк21 Rн2.экв (1 − K i.к )2 . 2

Условия полной компенсации выходной емкости в каскадах (рис. 3.10-3.11) при Скт ≈ Ск1 Если синтез трехполюсника СКТ1 с малыми значениями Cкт невозможен, то нужно обеспечить Ki.к =1+ bс ≥ 1. Так, при bс =1, то есть, когда Скт= Ск1, необходимое усиление для полной компенсации выходной емкости: Ki.к ≈ 2. (3.22)

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

86

Пример построения такого СКТ1, удовлетворяющего условию (3.22), показан на рисунке 3.12. Для данной схемы справедливо следующее уравнение Кирхгофа: i н = i c1 + i c 2 − α 2 ⋅ mi ic1 , (3.23) где mi – коэффициент усиления тока подсхемы УТ1*. + ic2

iн

I2

CK2

Вых.

α 2 ⋅ mi ⋅ ic1

K

VT2 Б

УТ1*

Вых.i

ic1 VT3

CK1

VT4

Вх.i

Σ

I1

VT1 RЭ Suвх -

Рис. 3.12. Пример построения широкополосного каскада при Скт=Ск2≈Ск1 Чтобы при Ск2= Ск1 иметь Ck.эф ≈ 0, необходимо обеспечить усиление по току каскада УТ1* mi =

2 ≥ 2. α2

(3.24)

Данное условие в схеме (рис. 3.11) реализуется за счет соответствующего выбора соотношения площадей эмиттерных переходов VT3-VT4. Если потребовать, чтобы усиление по току канала компенсации удовлетворяло условию K i.к = 1 + (3.20) приводится к виду:

C кт = d кт , то нормированная АЧХ С к1

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб выходных транзисторов широкополосных усилителей

1

М =

2

( )

  ⋅ τ ком ω  1 * 2 + τ ω 1 − 1 −   . 1 ск 2 2  1 + ω2 τ 2ком    1 + ω τ ком  τ*ск.1



где τ*ск.1 = τ ск.1 1 + 

87

2

, (3.25)

2

Cкт  . Ск1 

Выбирая подсхему УТ1* с mi = 2, можно в достаточно широком диапазоне частот получить K& y ≈

K y .0

 1 + jωτ i.кт  1 + jωτ ск.1 1 −   1 + jωτ б .1 

.

(3.26)

Параллельно-последовательная компенсация Данный способ компенсации Скб является модификацией схем (рис. 3.12) и (рис. 3.2). Он позволяет исключить выходной транзистор VT1 из канала компенсации Ск1 за счет создания вспомогательного параллельного канала (не усиливающего основной сигнал) на более высокочастотном транзисторе VT2 и усилителе тока УТ1. В схеме (рис. 3.13) также снижаются требования к величине выходного сопротивления СП1. + Rн.экв Вых & вых U

Ск2 С

Ск1

б1

VT2

VT1

Сэ1

УТ1 & K i.1 1

2

Сэ2

Вх & вх СП1 S& 1U

& вх U -

Рис. 3.13. Параллельно-последовательная компенсация емкости Ск1 выходного транзистора VT1

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

88

Для данного варианта построения СКТ1, в котором емкость Ск2 компенсирующего транзистора VT2 минимизируется за счет введения усилителя тока УТ1 с Ki.1=1, коэффициент передачи по напряжению: K& y =

S&Σ ⋅ Rн.экв , (3.27)   α 2 ⋅ K i.1  1 + jωτ ск .Σ 1 − ( )( )( )( ) 1 + j ωτ 1 + j ωτ 1 + j ωτ 1 + j ωτ  α2 i .1 б .1 э2 

где K& i.1 = α& 2 =

K i .1 , 1 + jωτ i.1

τ ск.Σ = τ ск.1 + τ ск.2 = Rн.экв (Ск1 + Ск 2 ) ,

α& 1 =

α1 , 1 + jωτ α1

α2 S1 , S&1 = , S&Σ = S&1α& 1 , Ki.1≈1 – коэффициент усиле1 + jωτ α 2 1 + jωτ s1

ния по току подсхемы УТ1 в диапазоне средних частот. Если в рабочем диапазоне частот выполняются неравенства ωτα2<<1, ωτi.1<<1, ωτб<<1, ωτэ2<<1, ωτα<<1, ωτs<<1, ωτэ1<<1, то K& y ≈

S&Σ ⋅ Rн.экв α ⋅S ⋅R ≈ 1 1 н.экв , 1 + jωτ ск.Σ (1 − α 2 ⋅ K i.1 ) 1 + jωτ эф

где τэф=(Ск1+Ск2)⋅Rн.экв⋅(1-α2Ki.1) =

(3.28)

1 << τ ск.Σ ; ωв – верхняя граничная ωв

частота усилителя. Таким образом, усилитель со структурной схемой (рис. 3.12) имеет более широкий частотный диапазон в сравнении с традиционным построением данного класса схем. Сравнительный анализ трех базовых способов компенсации выходной емкости транзистора позволяет сделать следующие выводы: 1. Параллельная компенсация может быть легко реализована на транзисторах одного типа проводимости. При этом для подсхемы СКТ1 необходимо выбирать высококачественные транзисторы с малой емкостью коллекторного перехода Скт<<Ск1 и высокими значениями fα в микрорежиме. 2. Параллельная компенсация эффективна при малых значениях емкости Скт<<Ск1. 3. Если отношение емкостей Cкт Ск1 ≈ 1 не изменяется в широком диапазоне температур и координат статического режима,

3.2 Неавтономные параметры компенсированных транзисторов

89

то улучшение частотных свойств каскада (рис. 3.11) с параллельной компенсацией Скб может быть достигнуто за счет выбора коэффициента усиления по току канала компенсации на уровне K i.кт = 1 + C кт С к1 . 4. Частотные свойства каскадов (рис. 3.10, 3.11, 3.12) описываются практически одинаковыми уравнениями и существенно зависят от соотношения постоянных времени основного и компенсирующего каналов, а также от усиления по току компенсирующего канала [17]. 5. Для эффективной последовательной компенсации в эмиттерной цепи выходного транзистора необходимо иметь малые значения Сэ1 и выходной проводимости подсхемы СП1. 6. В схемах с параллельной компенсацией входной усиливаемый сигнал может подаваться как по цепи базы, так и по цепи эмиттера составного транзистора. 3.2 Неавтономные параметры компенсированных транзисторов Для расчета динамических характеристик широкополосных усилителей, реализуемых на основе рассмотренных выше составных компенсированных транзисторов [6, 8, 9], необходимо располагать информацией об их неавтономных параметрах. Составные транзисторы с последовательной компенсацией Обобщенная функциональная схема составных транзисторов с последовательной компенсацией емкости Ск1 (рис. 3.14) может быть представлена (при включении с общей базой) в виде выходного трехполюсника VT1 и усилителя тока УТ2, имеющего высокое выходное б б Rвых. ут >> h22 .1 и малое входное сопротивления Rвх . ут << h11.1 , а также

коэффициент усиления по току, близкий к единице Ki.2≈1.

90

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

i2

2

Ск1 Ky2uб

K u2

VT1

iб

[hб]

УТ2 Ki.2 Ky2

Rвх.ут

uб

Ki.2iб

i1

Э 1

Rвых.ут

Б

u1

Рис. 3.14. Составные транзисторы с последовательной компенсацией Ск1 H-параметры составного транзистора (рис. 3.14) как трехполюсника в схеме с общей базой характеризуются следующей зависимостью от hб-параметров VT1 и свойств усилителя тока УТ2: б h11 .Σ

≈

(

б h11б .1 + Rвх. ут 1 + h21 .1

(

)

б 1 − 1 + h21 .1 K i .2

),

б б б h12б .Σ ≈ h12б .1 + h11 .1h22.1 ⋅ K i.2 + h22.1 Rвх . ут ,

(

)

б б б h22 .Σ ≈ h22.1 1 + h21.1 ⋅ K i .2 , б h21 .Σ ≈

б h21 .1 . б 1 − 1 + h21.1 K i.2

(

)

(3.29) (3.30) (3.31) (3.32)

б б б С учетом типовых значений h21 .1 , h11.1 , Ki.2≈1, Rвых. ут , h22.1 форб б мулы (3.29-3.32) можно упростить: h11б .Σ ≈ h11б .1 , h12б .Σ ≈ h12б .1 , h21 .Σ ≈ h21.1 , б б б h22 .Σ ≈ h22.1 (1 + h21.1 K i.2 ) .

Таким образом, эквивалентные hб–параметры составных транзисторов с компенсацией Ск1 незначительно отличаются от соответствующих hб–параметров выходного транзистора VT1 (за исключением б б выходной проводимости h22 .Σ << h22.1 ). В идеальном случае при выб полнении условия h21 .1 K i.2 = −1 данная выходная проводимость близка

3.2 Неавтономные параметры компенсированных транзисторов

91

б к нулю: h22 .Σ ≈ 0 . Это позволяет с помощью таких составных транзисторов (СТ) решить ряд проблем аналоговой микросхемотехники – повысить верхнюю граничную частоту широкополосных усилителей, увеличить коэффициент усиления каскадов с активными нагрузками и т.д.

Составные транзисторы с параллельной компенсацией Функциональная схема составных транзисторов с параллельной компенсацией емкости коллектор-база VT1 приведена на рисунке 3.15. Ki.ктiб 2 Б

Ky

0 uб

K 2

СКТ1 Ск1 Ki.кт

VT1 iб

1 uбKy

Э

1

Рис. 3.15. Составные транзисторы с параллельной компенсацией емкости Ск1 Она содержит выходной транзистор с большой емкостью Ск1, которую необходимо скомпенсировать, и трехполюсник СКТ1, имеющий близкую к единице передачу тока от узла 1 к узлу 2 (Ki.кт≈1), −1 б низкое входное ( Rвх.ст1 < h11б .1 ) и высокое выходное ( Rвых .ст1 > h22.1 ) со-

противления. Его hб–параметры определяются формулами: б б б б h11б .Σ ≈ h11 .1 + h11.скт (1 + h21.1 ) ≈ h11.1 ;

(3.33)

б б б б h21 .Σ ≈ h21.1 − (1 + h21.1 ) K i.кт ≈ h21.1 ;

(3.34)

б б б б б h12б .Σ ≈ h12б .1 + h12 .скт + h11.скт ⋅ h21.1 ≈ h12.1 + h12.скт ;

(3.35)

б б б б h22 .Σ ≈ h22.1 (1 − K i.кт ) + h22.скт ≈ h22.скт ,

(3.36)

где hijб.скт – h-параметры трехполюсника СКТ1.

92

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

Таким образом, при параллельной компенсации происходит изменение выходной проводимости эквивалентного составного транзиб б стора от уровня h22 .1 до уровня h22.скт . Поэтому данное построение СТ

целесообразно использовать только в том случае, когда удается полуб б чить h22 .скт << h22.1 . Последнее условие может быть реализовано не-

сколькими способами – рациональным построением СКТ1, применением полевых транзисторов в СКТ1, выбором малых статических токов биполярного транзистора в структуре СКТ1. Составные транзисторы с параллельно-последовательной компенсацией Этот класс составных усилительных элементов приводится к функциональной схеме (рис. 3.16), которая включает выходной VT1 и компенсирующий VT2 транзисторы, а также усилитель тока УТ2, удовлетворяющий условиям, характерным для УТ2 в схеме с последовательной компенсацией (рис. 3.14). K 2 Ск2

Ск1 VT1 VT2

Ky2uб УТ2 iб

1

Ki.2 1

Ky2 2

Ki.2iб

Э

Б uб

Рис. 3.16. Составные транзисторы с параллельно-последовательной компенсацией Ск1

3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной проводимости

93

hб-параметры подсхемы (рис. 3.16) определяются формулами: б б б б h11б .Σ ≈ h11 (3.37) .1 + h11. ут 2 (1 + h21.1 ) ≈ h11.1 ; б б б б б h12б .Σ ≈ h12 .1 + ( h22.1 + h22.2 ) h11. ут1 ≈ h12.1 ; б б б б h22 .Σ ≈ ( h22.1 + h22.2 )(1 + h21.2 K i.2 ) ; б б б б б h21 .Σ ≈ h21.1 + (1 + h21.1 ) h21.2 ⋅ K i.2 ≈ h21.1 .

(3.38) (3.39) (3.40)

б При выполнении условия h21 ..2 K i .2 = −1 эквивалентная выходная

проводимость составного транзистора с параллельно-последовательной компенсацией (рис. 3.16) может быть значительно меньше, б чем h22 .1 отдельно взятого транзистора в аналогичном статическом

режиме. 3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной проводимости Задача обеспечения широкополосности транзисторных усилителей решается в аналоговой микросхемотехнике различными методами: емкостной эмиттерной коррекцией, мостовой нейтрализацией коллекторных емкостей транзисторов, дифференциальным каскадом, модифицированной схемой Дарлингтона, усилителями тока с дифференциальной конфигурацией и т.д. [18]. Входная емкость усилителя Свх вместе с внутренним сопротивлением источника сигнала Rc образуют постоянную времени высоких частот τс=RсСвх, которая отрицательно влияет на его верхнюю граничную частоту (fв) и другие параметры [18]. Одной из доминирующих составляющих Свх является емкость коллектор-база Ск1 входного транзистора [18], которую целесообразно скомпенсировать тем или иным способом [6]. Для этой цели во входном каскаде используют так называемую следящую связь по напряжению, сущность которой поясняет (рис. 3.17).

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

94

+ ПН1 Kп Ск1

uк

ic1 Вх

Rc uвх

Вх* uб

VT1

Вых

Свх Iэ1

uн -

Рис. 3.17. Функциональная схема составного транзистора с цепью компенсации Свх Для уменьшения величины эффективной входной емкости Сэф.u<<Ск1 в схеме (рис. 3.17) вводится неинвертирующий повторитель напряжения ПН1, коэффициент передачи которого близок к единице Kп≈1. Подсхема ПН1 должна, в идеальном случае, обеспечивать единичную передачу сигнала на базе VT1 uб в коллекторную цепь VT1 без фазовых искажений во всем рабочем диапазоне частот и иметь низкое выходное сопротивление. В результате чего напряжение коллектор-база VT1 не будет изменяться uкб=uб-uк≈0, и поэтому ток через Ск1 близок к нулю независимо от численных значений Ск1. Это эквивалентно уменьшению эффективного значения Ск1. Для схемы (рис. 3.17) справедливы следующие соотношения: uн = Кэп⋅uб, uк=Кэп⋅Кп⋅uб, uкб=uб-uк=uб(1-Кэп⋅Кп), ic1=uкб⋅ωСк1, Сэф.u=Ск1(1-Кэп⋅Кп)= Ск1(1-Тu), где Кэп, Кп – коэффициенты передачи по напряжению эмиттерного повторителя на транзисторе VT1 и подсхемы ПН1; Тu =Kп⋅Kэп; Сэф.u – эффективное значение входной емкости составного транзистора. Предельный выигрыш по величине Сэф.u, который дает применение данного схемотехнического решения, достигает значений:

3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной проводимости

М сu = М сu

Тu →1

= ∞ , М сu

Ск1 1 1 , = = Сэф.u 1 − K эп ⋅ K п 1 − Т u

95

(3.41)

1 1 >> 1, М сu = >> 1, K эп → 1 1 − K п K п → 1 1 − K эп =

Таким образом, при построении усилителей необходимо обеспечивать усиление близкое к единице в цепи следящей связи Тu=Kп⋅Kэп=1. В тех случаях, когда входная емкость Свх.п повторителя напряжения ПН1 мала (Свх.п<<Ск1), его вход может соединяться непосредственно с базой VT1 (рис. 3.18б). В этом случае в формуле (3.41) необходимо положить Кэп=1. +

+ Сзс

I1

VT2 Ск1 Ск1 VT1

Вых

Вх

VT1

Вых

Вх

VT2 I2

I1 а

б

Рис. 3.18. Примеры построения подсхемы повторителя ПН1 (VT2, I1 – рис. 3.18а) (VT2 – рис. 3.18б) Если предположить, что Tu в общем случае характеризует величину и фазу коэффициента усиления сигнала из цепи базы VT1 в цепь его коллектора, то схема (рис. 3.17) и формула (3.41) объясняют эффект умножения входной емкости в (1+Tu)-раз в каскадах с общим эмиттером [20] - к емкости Ск1 добавляется напряжение uб+Tuб, и поэтому емкостный ток через Ск1 становится в (1+Tu)-раз больше, чем в каскадах с Tu=0. Это эквивалентно увеличению Свх до уровня Ск1 (1+Tu)>>Ск1.

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

96

Таким образом, в схеме (рис. 3.17) возможно реализовать следующие варианты: 1. Входная емкость Свх=Ск1, если Tu=0. Такой режим без проблем реализуется в эмиттерных повторителях и каскодных усилителях. 2. Входная емкость значительно превышает Ск1. Это характерно для усилителей с общим эмиттером, которые инвертируют фазу сигнала и имеют большой отрицательный коэффициент передачи напряжения: Tu<0, |Tu|>>1. 3. Эффективная входная емкость близка к нулю Свх=0, если Tu=1, т.е. когда в качестве подсхемы ПН1 применяется неинвертирующий повторитель напряжения. 4. Входная эффективная емкость принимает отрицательное значение, если Tu>1. Физически это означает, что ток через Ск1 при положительном приращении uб изменяет свое направление на противоположное. Этот эффект можно использовать для компенсации паразитной (монтажной) емкости С0, включенной между базой VT1 и шиной питания. При этом необходимо выбирать T0 = 1 +

C0 . Cк1

вх

Свх>>Cк1 tgγ1 = Tu

C вх

γ1

Tu = 0 C вх

Ск1

= С к1

Tu = 1

1 T0 C0

Tu<0

Tu ≥ 0

=0 Tu

"отрицательная" емкость

Рис. 3.19. График зависимости эффективной входной емкости составного транзистора (рис. 3.17) от коэффициента Tu=uк/uб и его фазы

3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной проводимости

97

Рассмотрим амплитудно-частотные характеристики усилителя на составном транзисторе с цепью следящей связи по напряжению (рис. 3.20). +

ПН1 K&

Ск1 Вх

&к U

Rc & вх U

&б U Iэ1

п

VT1 Вых Rэ

Сэ

&н U

Рис. 3.20. Обобщенная функциональная схема усилителя на составном транзисторе (рис. 3.17) в широком диапазоне частот Полагая, что источник сигнала имеет сопротивление Rc, входной транзистор VT1 характеризуется емкостью коллектор-база Ск1, инерционность повторителя напряжения ПН1 учитывается комплексным коэффициентом передачи Kп, а в качестве нагрузки используется RC-цепь (Rэ, Сэ), ко-

эффициент передачи по напряжению в цепь эмиттера примет к вид: 1 U& (3.42) = н , 1 + K& э1 + jщ(K& э1фэ + K& э 2 фс ) U& вх + Rc 1 + h&21.б h& U& K& п ; K& э 2 = 1 + 11.б (1 + jщэ ) − K& п ; K& п = & к = Rэ Rэ U н 1 + jщфп K& y =

&

h где K& э1 = 11.б

(

)

- комплексный коэффициент передачи по напряжению повторителя ПН1; h&ij.б - комплексные h-параметры транзистора VT1 в схеме с общей базой; τэ=RэСэ – эквивалентная постоянная времени цепи нагрузки; τп – постоянная времени ПН1; τс=RсСк1 – эквивалентная постоянная времени входной цепи VT1.

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

98

Частотные свойства усилителя на составном транзисторе улучшаются при условии, что источник сигнала низкоомный (Rc→0): =

K& y Rc = 0

1 ≈ 1 + K& э1 (1 + jщфэ )

1

. h&11.б 1+ (1 + jщфэ ) Rэ

(3.43)

Для диапазона средних частот, когда ωτэ<<1: K& y

1 1 = , ϕт ϕт 1+ Rc → 0 1 + R ⋅ I Uэ э эр =

(3.44)

где ϕт≈25 мВ, Iэр – статический ток эмиттера VT1, Uэ=Rэ⋅Iэр. С учетом емкостного характера нагрузки, т.е. при Сэ≠0: K& y

=

1

ϕт Rc ≈ 0 1 + I R (1 + jщфэ ) эр э

.

(3.45)

Поэтому при данных условиях формула для амплитудно-частотной характеристики принимает вид: Ky

Rc = 0

=

1 2

 ϕт  1 +  +  Uэ 

ϕт2 Сэ2 2 I эр

.

(3.46)

щ2

Из формулы (3.46) следует, что при фиксированных значениях емкости нагрузки Сэ улучшить частотные свойства каскада можно ценой ухудшения его энергетических параметров - увеличения статического тока Iэр. Если емкость нагрузки мала (Сэ≈0), то с учетом внутреннего сопротивления источника сигнала (Rc≠0) амплитудно-частотная характеристика каскада (рис. 3.20) будет описываться формулой K& y

=

1

 h&  Сэ = 0 1 + K& э1 + 1 + jщфс 1 + 11.б − K& п  Rэ  

.

(3.47)

Полагая, что для рабочего диапазона частот h&21.б = −1, τп=0, h11.б≈rэ, формулу (3.47) можно упростить:

3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной проводимости

K& y

99

1 .  ϕт &  ϕт + jщфс 1 + − Kп  Сэ = 0 1 + Uэ U   э =

(3.48)

При этом уравнение амплитудно-частотной АЧХ характеристики Ky=ϕ(ω) =

Ky Сэ = 0

1 2

 ϕт   ϕ  1 +  + фс2 ω2 1 + т − K п   Uэ   Uэ 

2

.

(3.49)

Следовательно, для улучшения частотных свойств каскада (рис. 3.20) при высоких значениях Rc необходимо, чтобы повторитель ПН1 имел усиление по напряжению больше единицы: Kп = 1 +

ϕт ≥ 1. Uэ

Если учесть инерционность повторителя, то есть положить, что (τп≠0), то уравнение для АЧХ при Сэ=0 примет вид: Ky =

1 2

 ϕ т щ K п фс фп  ϕт Kп  2 2 1 +    − + щ ф 1 + − с 2 2  2 2   U U 1 + щ ф 1 + щ ф э э  п   п  2

2

.

(3.50)

Когда ϕm/Uэ<<1, то есть при высокоомной нагрузке и использовании в качестве Iэ1 источников тока на транзисторах [26], Ky =

1 2

 щ K п фф  Kп  2 2 с п + щ ф 1 − 1 −   с 2 2  1 + щ2 фп2    1 + щ фп  2

2

.

(3.51)

Графики функций (3.51), построенные для различных значений параметров Kп=Ki.Σ, τс=τн, τп=τi, приведены в разделе 3.1. При определенных соотношениях τс, τп на АЧХ наблюдаются подъемы. В многокаскадных усилителях этот подъем АЧХ на верхних частотах можно использовать для компенсации частотных искажений, вносимых другими каскадами. Более общие, но громоздкие уравнения АЧХ при произвольных соотношениях τс и τп, а также с учетом частотной зависимости hпараметров транзистора VT1, могут быть получены из формулы (3.42).

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

100

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импедансов Большое значение для развития схемотехники широкополосных усилителей (ШУ) имеет поиск таких структур составных транзисторов (СТ), у которых в той или иной степени реализуется эффект одновременной компенсации емкостей коллекторного перехода (Скб) входного и выходного активного элемента [8, 21, 22]. Это, в принципе, возможно, если при синтезе СТ предусмотреть введение двух каналов компенсации Скб [22] – следящей связи по напряжению питания входного транзистора и следящей связи по току емкости Скб выходного транзистора. При этом на первом этапе синтеза следует снять ограничения на сложность многополюсника СТ, количество и типы используемых в нем источников опорного тока и применяемых транзисторов (полевые, p-n-p, n-p-n). Т а б л и ц а 3.1 Составные транзисторы на базе двух активных элементов Схемы СТ + 1 2 + CK1

I1

К

I2 Э

Э**

Вх.

VT1 VT2

Б

VT2

VT3

Э* К

CK2 I1

Э* VT4

VT1

R1

Э

Б

-

I2 -

3

+

4

K VT2

I1 К

Э

Э

VT1

VT1

Б

Э*

VD2

Э*

Б VD2

VT2

Э**

I1 -

I2

I3 -

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импендансов

101

В таблицах 3.1-3.3 представлены варианты построения составных транзисторов, обладающих эффектом компенсации Скб по входу и выходу. Следует обратить внимание на то, что среди представленных в таблицах 3.1-3.3 схем СТ имеются и широко известные структуры. Однако зачастую разработчики аналоговых микросхем не замечали их положительных достоинств по компенсации Скб и не знакомы с условиями обеспечения полной компенсации Скб, использовали эти СТ исходя из улучшения совершенно других параметров усилителя (входное сопротивление, компенсация входных токов, защита от пробоев коллекторных p-n-переходов, согласование потенциалов, усиление по току и т.д.). В соответствии с [22] эффективность компенсации Скб зависит от численных значений коэффициентов передачи по току и напряжению компенсирующих каналов. Частотные свойства СТ (табл. 3.1-3.3) определяются, прежде всего, соотношением постоянных времени основного канала усиления сигнала и канала компенсации Скб. Заметим, что предельные значения входных и выходных сопротивлений СТ (табл. 3.1-3.3) оказываются значительно выше, чем в традиционных схемах. Всесторонний сравнительный анализ структур, показанных в таблицах 3.1-3.3, представляет собой самостоятельную задачу. Ее решение значительно упрощается благодаря широкому применению современных компьютерных программ анализа электронных схем. Следует заметить, что эффект компенсации емкостей коллекторбаза входного и выходного транзисторов в структуре многополюсников, приведенных в таблицах 3.1-3.3, существенно зависит от схемы включения СТ в конкретном усилителе и, особенно, от величины эквивалентного сопротивления в цепи эмиттера (Э, Э*, Э**, Э***). В усилителях с последовательной компенсацией это сопротивление должно

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

102

быть достаточно большим в сравнении с сопротивлением эмиттерного перехода транзистора [23]. Усилители на СТ с параллельнопоследовательной компенсацией в значительной степени свободны от данных ограничений. Т а б л и ц а 3.2 Составные транзисторы на базе трех активных элементов

Схемы СТ 2

+

1

+ I3

I3

CK2

К

CK2

CK1

К VT2

VT2 Б

CK1

VT3

Э

VT3

VT1

Б

VT1

Э

CK3

CK3

I2

I2

-

+ I1

CK1

4

+ I2

Э**

Э*

CK2

VT1

VT2 Б Э

I1

I1

3

VT1

VT3

VT2

Б

Э

K

К

I1

I3

I2

VT3

Э**

Э* CK3

I3 -

-

5

6

+

+ I1

I1 Э*

К

VT2

К

Э**

VT3

Б

VT2

VT1

VT4

VT3

Б

VT1

Э

Э*

Э**

I2

I3

Э

I0

I2

-

Э

I0 -

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импендансов

103

Продолжение табл. 3.2

7

+

8

+ I1

I1

K Э**

Э*

VT1

К

VT3

Э

VD1

VD1

Б VT1

Б

VT3

VD2

VT2

Э**

VD2 VT2

Э

Э* I2

I3

I0

I0

I2 -

-

+

9

+

10

К

I1

I1

VT2

К

Э***

VT1

Э VT2

VT3

Б

VT3

VT1

Э**

Э*

Вх

VT4

Э*

Э** I2

I3

I3

I2

-

+

11

Э

-

+

12 I1

I1

Э

K Э**

CK1

VT1

СК1

Б

VD1 Б

VT2

Э***

Э*

VT3

VT2

VT4

Э**

Э* CK2

СК4

СК2

VT1

Вх.

СК3

VT3

К I2

Э CK3

I3 -

I2 -

13

К

+

14

+

СК1

VT1

Вх.

Б

VT3

I2

CK1

I1

Э VT1 VT2

Б Э*

СК2 VT2

Э** VT4

СК3

CK2 VT3

Э I1

CK3

К R1 -

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

104

Продолжение табл. 3.2

15

16

+

+ I1

I1

СК1

CK2 К

Э VT3

VT1

Б

VT2

VT2

CK3

Э** Э*

СК3

Э*

СК2

CK1

I2

VT3 VT1 -

I2

Э

K

K

17

+

18

VT3 CK1 Б

VT1 CK2

I1

СК1

Э*

Э

VD1

Б

VT1

VT2

VD2

VT2

Э**

Э**

*

СК2

Э Э

I2

СК3 -

Э*

19

VT3

K

20

К

VT3

Б

VT1 VD1

СК2

Э**

VT3

CЗС3

К

VT2

VT1

VT2 СК1

Э

Э

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импендансов

105

Окончание табл. 3.2 +

21

К

2 2

К CK2 I1

Б1

VT2 Э*

VT1 CK3

Б

CK3

R1 VT3

CK1

VT3

Б

VT2

VT1

Б2

ЕОП

Э

CK2 Э I2 К

23

+ I1 Э

2 4

К

+ I1 Э VT3

Б

VT1

VT2

Б

VT1 VT2

VT3 Э** I3

Э*

Э**

Э* I3

I2

I2

-

-

К

25

+ I1 Э*

2 6

+ R2 Э

VT1 Б

Э** VT1

VT3 Б

К

VT3

VT2

VT2 Э**

I1

Э Э*

I2

I3

I2

-

I3 -

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

106

Т а б л и ц а 3.3 Составные транзисторы на базе четырех активных элементов +

1

Схемы СТ 2

К

К VT4

I1 К*

СК3-4

VT3

VT3

Б

VT2 СК1

Э**

VT2 Э*

VT1 CK1

СК2

VT4

Б

Э

VT1

Э I2

К

3

К

4

R1

VT4 VT3

VT4

Э

СК2

**

VT2

Э* CK4

Б

CK2

VT3 СК3

VT2 Б

Э* СК1

VT1 CK1

VT1 Э

Э

5

6

K

Э* VT2

R2 VT4

VT5

VT1

Б К

Э** CK4

CK2 VT2

VT3

VT4

VT3 Б Э* CK3 CK1

VT1

Э

Э**

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импендансов

107

Таблица 3.4 Перечень элементов в структуре составных транзисторов, образующих каналы компенсации Свх и Свых № Элементы компенсации Свх Элементы компенсации Свых схемы 1 2 3 Составные транзисторы на базе двух активных элементов 1 VT1, I1, VT2, I2 VT1, VT2 2 VT1, I2, VT4, VT3, I1, VT2 VT3, VT4, VT1 3 VT1, I1, VT2 VT1, VT2 4 VT1, I2, VT2, I3, VD2, I1 VT1, VD2, VT2 Составные транзисторы на базе трех активных элементов 1 VT3, I3, VT2, I2 VT2 2 VT3, I3, VT2, I2, VT1, I1 VT2 3 VT2, I3, VT3, I1 VT2, VT3 4 VT1, I1, VT2, I2 VT1, VT2 5 VT1, I2, VT4, I3, VT2, I1 VT1, VT2, VT4 6 VT1, I1, VT2, I2 VT1, VT2 7 VT1, I2, VT2, I3, VD2, VD1, I1 VT1, VT2 8 VT2, I2, VD2, VD1, I1, VT1 VD1, VD2, VT2 9 VT1, I2, VT2, I2 VT1, VT2, VT3 10 VT1, I2, VT4, I3, VT3, I1 VT3, VT4, VT2 11 VT3, I1, VT2, I2 VD1, VT3, VT2, VT1 12 VT2, I2, VT3 VT2, VT1, VT3 13 VT3, I1, VT1, VT2; VT2 VT3, VT2, VT1 14 VT1, I1, VT2, I2 VT4, VT1, VT2, VT3 15 VT1, VT3, VT2, I1 VT1, VT2 16 VT3, I1, VT2, I2 VT3, VT2 17 VT1, VT3, VD2, VD1 VT1, VT3 18 VT1, I2, VT2, I1 VT1, VT2, VT3 19 VT1, VT3 VT1, VT3 20 VT1, VT3, VT2 VT1, VT2 21 VT1, I2, EОП, VT3 VT3, VT1, VT2 22 VT2, R1, VT3 VT2, VT3; R1, VT1 23 VT3, I2, VT2, I1 VT3, VT2, VT1

108

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

Продолжение табл. 3.4 1 2 3 24 VT3, I1; VT2, I3, VT1, I2 VT2, VT3, VT1 25 VT3, I3, VT1, I1 VT3, VT1, VT2 26 VT3, R2, VT2, I3 VT3, VT2 Составные транзисторы на базе четырех активных элементов 1 VT1, I2, VT4 VT2, VT4, VT3 2 VT1; VT2, VT3 VT2, VT1 3 VT1, VT4, VT2 VT1, VT2 4 VT3, VT4, VT2, VT1 VT3, VT2 5 VT3, VT4, VT2, VT1 VT3, VT2, VT5 6 VT3, VT4; VT2,VT1 VT3,VT1; VT2, VT4 Число вариантов построения СТ, показанных в таблицах 3.1-3.3, возрастает в два раза, если в них заменить p-n-p-транзисторы на транзисторы n-p-n-типа и соответствующим образом изменить направления источников тока и полярности источников питания. Большие возможности в синтезе структур многополюсников, обладающих эффектом компенсации Скб, открывают гибридные схемы, содержащие полевые и биполярные транзисторы. Все схемы, представленные в таблицах 3.1-3.3, можно условно разделить на СТ с последовательной [17, 23] и СТ с параллельной [21] компенсацией Скб. В первом классе усилителей выходной транзистор используется дважды – для усиления основного сигнала и для передачи в коллекторную цепь СТ сигнала компенсации его Скб, пропорционального току через емкость Скб. Это накладывает существенные ограничения на величину эквивалентного сопротивления (Rэ.экв) в эмиттерной цепи СТ, которая вместе с rэ одного из транзисторов образует делитель тока, влияющий на коэффициент передачи по току компенсирующего канала. В таблицах 3.5-3.7 приведен перечень схем из таблиц 3.1-3.3, в которых необходимо обеспечить высокие значения Rэ.экв.

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импендансов

109

Т а б л и ц а 3.5 Ограничения на эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи СТ (табл. 3.1) № схемы 1-1 1-2

1-3 1-4

Эмиттерный вывод в схеме СТ Э Э* Э Э* Э** Э

Ограничение на Rэ.экв

Э* Э Э* Э**

Rэ.экв >> rэ1

R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ1 + rэ 4 Rэ.экв >> rэ1 + rэ 4 + rэ3 R э.экв >> S1−1 R э.экв >> rd 1 + rd 2 + rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 2

Т а б л и ц а 3.6 Ограничения на эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи СТ (табл. 3.2) № схемы 1 2-1 2-2 2-3

2-4

Эмиттерный вывод в схеме СТ 2 Э Э* Э Э* Э Э* Э** Э Э* Э**

Ограничение на Rэ.экв 3 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв ≥ rэ1 Rэ.экв ≥ rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв ≥ rэ3 R э. экв >> rэ3

Rэ.экв >> rэ1

110

1 2-5

2-6

2-7

2-8

2-9

2-10

2-11

2-12

2-13 2-14

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

2 Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э** Э*** Э Э* Э** Э Э* Э** Э*** Э Э Э* Э**

Продолжение табл. 3.6 3 Rэ.экв ≥ rэ3 R э.экв >> rэ 2 + rэ 4 R э.экв > rэ 4 Rэ.экв ≥ rэ3 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв ≥ rэ3 R э.экв >> rэ 2 R э.экв >> rd 1 + rd 2 + rэ 2 Rэ.экв ≥ rэ3 R э.экв >> rd 1 + rd 2 + rэ 2 R э.экв >> rэ 2 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ3 R э.экв >> rэ 4 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 + rэ 4 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rd 1 + rэ3 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 2 R э. экв >> rэ3

Rэ.экв ≥ rэ 4 R э.экв >> rэ 2 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ3

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импендансов

1 2-15 2-16

2-17

2-18

2-19 2-20 2-21 2-22 2-23

2-24

2-25

2-26

2 Э Э* Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э Э* Э Э* Э Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э** Э Э* Э**

111

Окончание табл. 3.6 3 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв ≥ rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 R э.экв >> rэ 2 R э.экв >> rd 1 + rd 2 + rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв ≥ rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 2 R э.экв >> rэ 2 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ3 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв >> rэ3 R э.экв >> 1 S1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв ≥ rэ1

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

112

Т а б л и ц а 3.7 Ограничения на эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи СТ (табл. 3.3) № схемы 3-1

3-2 3-3 3-4

3-5

3-6

Эмиттерный вывод в схеме СТ Э Э* Э** Э Э Э* Э Э* Э** Э Э* Э** Э* Э**

Ограничение на Rэ.экв Rэ.экв ≥ rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ1 Rэ.экв ≥ rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв ≥ rэ1 R э.экв >> rэ 2 Rэ.экв >> rэ3 Rэ.экв >> rэ1 R э.экв >> rэ 4

Представленные в настоящем разделе структуры СТ могут быть дополнены и другими схемотехническими решениями, использующими принцип компенсации импеданса двухполюсника [22]. 3.5 Составные активные элементы с некачественными биполярными транзисторами Горизонтальные p-n-p транзисторы, изготавливаемые в рамках традиционных планарных технологий, обладают крайне низкими значениями коэффициентов усиления по току базы, имеют малое выходное сопротивление, плохие частотные свойства, глубокую внутреннюю обратную связь и т.д. В этой связи представляет интерес поиск составных структур, в которых минимизируется влияние p-n-p транзисторов на основные параметры эквивалентного активного элемента.

3.5 Составные активные элементы с некачественными биполярными транзисторами

113

Такими свойствами обладают составные транзисторы, представленные на рисунке 3.21. Для схемы рисунка 3.21а эквивалентный коэффициент усиления по току эмиттера (выводы - Э, Э*) определяется формулой: бУ =

Д Iк б1 = , ДIэ 1 − б 2 + б1б 2

(3.52)

где α1, α2 - коэффициенты усиления по току эмиттера транзистора VT1 и истока VT2. + I1

∆I э Э

VD1 Э*

VT2

Б

∆I э

+

Сзс.2

Э

I1

VT1

VT2 ∆I к

Э** ИСТ1

Б

VT1

CK1 K

Ск2

Ск1

-

∆I к

К

а) б) Рис. 3.21. Базовые схемы составного транзистора с последовательной (а) и параллельной (б) компенсацией параметров VT1 Из выражения (3.52) следует, что при б 2 = 1 (это характерно для полевых транзисторов), эквивалентный коэффициент усиления по току многополюсника (рис. 3.21а) равен единице независимо от численных значений параметра α1 p-n-p транзистора VT1. Таким образом, в данной структуре малые значения α1, а также деградация α1, например, при радиационном воздействии, слабо влияют на б У . Это позволяет рекомендовать составной транзистор (рис. 3.21а) в тех случаях, когда применение некачественных p-n-p активных элементов неизбежно.

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

114

В таблице 3.8 (схемы №1-7) показаны примеры построения усилительных каскадов, использующих свойства структуры (рис. 3.21а). Схемы различных усилителей, реализованные на p-канальных и некачественных (например, высоковольтных) n-p-n биполярных транзисторах, приведены в таблице 3.8 под номерами 3, 5, 7.

№ п/п 1 1

Т а б л и ц а 3.8 Варианты построения усилительных каскадов на основе базовой схемы рис. 3.21 Схема усилителя Пояснения 2 + I1 СТ1

Вх.1

Сз.с.2

VD1 VT1

R1

Вх.2 Вых.

CK1 СТ2

R2 -

2

+ Вх.1

iвх.1. I1

iвх.2

I2

Вх.2

VT1

VT2

VD1

VD2 VT4

VT3 CK4

CK3 I3

I4 -

Вых -

ПТ1 -

3 1. При достаточно высокоомном R1 может использоваться как дифференциальный усилитель 2. При идентичных элементах имеет малые значения э.д.с. смещения нуля 1. Основное назначение – согласование входного дифференциального каскада с выходным каскадом

3.5 Составные активные элементы с некачественными биполярными транзисторами

115

Продолжение табл. 3.8

1 3

2

3 1. Может выполнять функции дифференциального усилителя

+ СТ1

СТ2

R1 Вых.

Вх.1

VT2

СК2

Uзи.1 Сзи.1

Uзи.3 Вх.2

R2

VT1 Uэб.2

VT3 VD1

I1 +

4

CT2

CT1

Вх.1

VT1

VT2

R1

1. Дифференциальный усилитель с токовым выходом

Вх.2

VT3

Вых. СТ3

CK2

CT5

СТ4

-

5

СТ1

1. Дифференциальный усилитель 2. R2 определяет условия компенсации СК3

+ R3 Вых. СК3

Вх.2 R1

VT3 VT2

Вх.1

Uэб.2

Uзи.1

Uэб.3 VD1

VT1 R2 Сзc

I1 -

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

116

Окончание табл. 3.8

1 6

2

3 1. Несимметричный дифференциальный усилитель 2. R1 определяет условия компенсации СК2

+ CT2

CT1

CT5

Вх.1

VD1 R1

VT1

Вх.2

VT2 Вых. CK2 СТ3

СТ4

-

+

7 СТ3

CT2

СТ4

Вых.

1. Несимметричный дифференциальный усилитель

VD1 Вх.1

Cзс.1 Uзи.1

VT1

CK2

CT1

Uэб.2

CT5

VT2 R1

Вх.2

CT6 -

Рассмотрим свойства второй структуры составного транзистора (рис. 3.21б). Эквивалентный коэффициент усиления по току составного транзистора (рис. 3.21б) αΣ =

∆I к = α 2 + (1 − α 2 )α1 . ∆I э

(3.53)

3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор

117

Чувствительность α Σ к нестабильности α1 некачественного p-np транзистора зависит от численных значений α2 : Sα =

dα Σ dα1

= 1 − α2 .

(3.54)

α 2 =const

Если α 2 → 1 , то S α → 0 . То есть в схеме рисунка 3.21б разброс α1 практически не влияет на эквивалентное усиление по току эмиттера составного транзистора. Аналогично схемам (рис. 3.21) могут быть построены последовательно-параллельные составные транзисторы (рис. 3.22). Это значительно расширяет множество схемотехнических решений СТ, обладающих свойствами инвариантности эквивалентных параметров от свойств применяемых некачественных p-n-p (n-p-n) транзисторов. + I1

VT3

Э VT2

Б

VT1 I2

К

-

Рис. 3.22. Гибридный составной транзистор с параллельно-последовательной компенсацией 3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор В аналоговой микросхемотехнике широкое распространение имеет составной транзистор (СТ), реализуемый на p-n-p и n-p-n активных элементах. Данная структура СТ (рис. 3.23), эквивалентна по своим свойствам входному транзистору VT1. Это одна из ее замечательных особенностей.

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

118

KΣ

KΣ

U кб.Σ

VT2

БΣ

VT1 БΣ

I K.Σ

= I Э.Σ ЭΣ

ЭΣ

а)

б)

Рис. 3.23. Составной транзистор (а) и его эквивалент (б) Выходная проводимость и эквивалентный коэффициент усиления по току эмиттера СТ (рис. 3.23): h б22.У αΣ =

=

h б22.1

+

h б22.2 h б21.1

=

ДI к.У , ДU кб.У I э.У = const

h б21.1 h б21.1 + (1 + h б21.1 )(1 + h б21.2 )

=

ДI к.У , ДI э.У U кб.У = const

где hij.n – h-параметры трехполюсников VT1, VT2 в схеме с общей базой (общим эмиттером). Таким образом, предельная выходная проводимость СТ (рис. 3.23) не лучше, чем выходная проводимость входного трехполюсника VT1: h б22.У ≈ h б22.1 .

Существенное уменьшение выходной проводимости СТ (рис. 3.23) может быть получено за счет введения в схему (рис. 3.23) цепи следящей связи (ЦСС) по току закрытого коллекторного перехода VT1. Практический вариант построения такого СТ показан на рисунке 3.24 [31]. В нем цепь компенсации rк1 реализована на транзисторе VT3.

3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор

119

KΣ

ЦСС VT2

БΣ

VD1

VT3 VT1

VD2 I1

ЭΣ

-

Рис. 3.24. Модифицированный СТ с повышенным выходным и входным сопротивлениями При этом выходная проводимость эквивалентного трехполюсника рисунке 3.24 уменьшается: h б22.м = h б22.У (1 − б 3 α У ) << h б22.У , (3.55) где α3 – коэффициент усиления по току эмиттера VT3. Следует заметить, что предельное значение входного сопротивления СТ (рис. 3.24) Rвх.max , которое также относится к числу его важных параметров, может быть значительно выше, чем в схеме (рис. 3.23). Этот эффект объясняется наличием цепи следящего питания у транзистора VT3: R вх.max

R э.У → ∞

(

>> rк3 = h б22.3

)

−1

,

(3.56)

где R э.У - эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера Э У . Выводы 1. Рассмотренные в главе 3 свойства базовых схем составных многоплюсников с компенсацией емкости Скб выходных транзисторов предоставляют разработчикам аналоговых микросхем дополнительную возможность повышения верхней граничной частоты широкополосных усилителей ωв . При этом выигрыш по ωв зави-

120

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

сит от соотношения инерционности компенсируемого и компенсирующего каналов усиления. 2. Рассмотренный метод улучшения частотных свойств широкополосных усилителей рекомендуется использовать в тех случаях, когда емкость коллектор-база выходного транзистора образует с сопротивлением нагрузки достаточно большую эквивалентную постоянную времени и является доминирующим фактором.

Глава 4 АРХИТЕКТУРА И СХЕМОТЕХНИКА ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных усилителей постоянного тока Широкое применение классического параллельно-балансного дифференциального каскада в аналоговой микросхемотехнике обусловлено, прежде всего, замечательным свойством его структуры – взаимной компенсацией температурных эффектов, связанных с дрейфом характеристик применяемых транзисторов. При идентичных транзисторах величина э.д.с. смещения нуля ДУ (Есм) и температурный дрейф есм получаются небольшими [6]. Схемы несимметричных ДК, как правило, не обеспечивают эффективную температурную компенсацию есм. Если несимметричный дифференциальный усилитель (НДУ) имеет повышенную, но детерминированную (не случайную) температурную нестабильность есм, то устранить этот недостаток можно структурными методами. На рисунках 4.1-4.9 приведены функциональные схемы балансных усилителей с непосредственной связью каскадов, имеющих вза-

122

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

имную температурную компенсацию двух идентичных, но нестабильных НДУ. Один из них – НДУ1 – обеспечивает усиление сигнала, второй – НДУ2 – совместно с повторителями тока ПТ1 (ПТ2) создает цепь параметрической компенсации температурных эффектов. Если НДУ1 и НДУ2 совершенно идентичны, а повторители тока ПТ1 (ПТ2) имеют единичные коэффициенты усиления по току, то, несмотря на высокую нестабильность статического режима НДУ1, результирующие параметры по дрейфу усилительных структур (рис. 4.1-4.9) могут быть не хуже, чем у классического параллельно-балансного каскада. В качестве НДУ2 должны использоваться дифференциальные усилители, допускающие непосредственное соединение входов Вх.1 и Вх.2 без существенного нарушения статического режима. В общем случае НДУ1 (НДУ2) имеют основной (3) и вспомогательный (3*) выходы, характеризующиеся высокими значениями выходных сопротивлений. Входы вспомогательного НДУ2 могут также использоваться как дополнительные входные узлы в мультивходовых ОУ, а также для включения цепей регулировки Есм и его температурного дрейфа, введения корректирующих сигналов и т.п. Это значительно расширяет области применения балансных усилителей рассматриваемого класса. Замечательной особенностью балансных усилителей рисунков 4.1-4.9 является их способность к самоустановлению нулевых значений регулярной составляющей есм без каких-либо дополнительных настроек и балансировок. Это весьма важный факт особенно для несимметричных ДУ. Рассмотрим условия минимизации дрейфа э.д.с. смещения нуля в усилителях (рис. 4.1–4.9), полагая, что НДУ1 и НДУ2 имеют некоторые значения автономных параметров есм1 и есм2: e см.i =

dE см.i ⋅ ДT . dT

(4.1)

4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных усилителей постоянного тока

123

Схема рис. 4.1. + 3* Вх.1

Вх.2 НДУ1 i1

3

i2

3

Вых.

Вх.1

Вх.2 НДУ2 3*

-

Рис. 4.1. Последовательно-балансный ДУ Практическая реализация структуры (рис. 4.1) на биполярных транзисторах затруднена. Применение полевых транзисторов с управляющим p-n переходом в каскадах НДУ1 и НДУ2 позволяет легко выполнить условия получения минимального дрейфа э.д.с. смещения нуля: е см.У = е см.1 −

y 21.2 ⋅ е см.2 , y 21.1

(4.2)

где y21.1 (y21.2) – крутизна преобразования входного дифференциального напряжения НДУ1 (НДУ2) в его выходной ток. При одинаковых значениях есм.1=есм.2 и y21.1=y21.2 в схеме (рис. 4.1) обеспечивается полная компенсация температурной нестабильности есм несимметричных НДУ1 и НДУ2. Схема рис. 4.2. Уравнение для дрейфа э.д.с. смещения нуля: е см.У = е см.1 −

y 21.2 ⋅ е см.2 , y 21.1 ⋅ K i.1

где Ki.1≈1 – коэффициент усиления по току повторителя ПТ1.

(4.3)

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

124

+

0 ПТ1 1

i1

3

-Ki.1

Ki.1i1

Вых.

2

i2

3

Вх.1

Вх.1

Вх.2

НДУ1

Вх.2 НДУ2

3*

3* -

Рис. 4.2. Балансный ДУ на основе повторителя тока ПТ1 в выходной цепи НДУ1 Условие полной компенсации дрейфа: y21.2 = y21.1Ki.1. (4.4) Схема рис. 4.3. По свойствам на постоянном токе близка к схеме (рис.4.2): е см.У =

y 21.2 ⋅ K i.1 е см.2 − е см.1 . y 21.1

(4.5)

Полная компенсация нестабильности статического режима возможна, если y21.2Ki.1 = y21.1. (4.6) +

Ki.1i2 -Ki.1

Вых. 3 Вх.1 НДУ1 3*

ПТ1

i1

3 Вх.2

i2

Вх.1

Вх.2 НДУ2 3* -

Рис. 4.3. Балансный усилитель на основе повторителя тока в выходной цепи НДУ2

4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных усилителей постоянного тока

125

Схема рис. 4.4. Основная особенность – наличие двух повторителей тока ПТ1-ПТ2, а также более высокая степень симметрии на переменном токе. е см.У =

K i.2 y 21.2 ⋅ е см.2 − е см.1 . K i.1 y 21.1

(4.7) +

ПТ1

3*

i2

3

Вх.1

Вх.2

-Ki.1

Вх.1

Вх.2

НДУ1

Ki.1i2

НДУ2

Вых.

Ki.2i1 i1

3

3

ПТ2

-Ki.2

-

Рис. 4.4. Балансный усилитель на основе инвертирующих повторителей тока ПТ1-ПТ2 Схема рис. 4.5. Является модификацией структурной схемы (рис. 4.3). Отличие состоит в том, что эффект компенсации здесь достигается использованием неинвертирующего повторителя тока ПТ1: е см.У = е см.1 − K i.1

y 21.2 j е см.2 − 1 , y 21.1 y 21.1

где j1 – температурная нестабильность источника опорного тока I1. +

0 +Ki.1 2

ПТ1 1 3

3* Вх.1

Вх.1

Вх.2 НДУ1 3

i1

i1 Вх.2

Ki.1i2

НДУ2

Вых.

3*

I1 -

Рис. 4.5. Балансный усилитель на основе неинвертирующего повторителя тока ПТ1

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

126

При высокой стабильности I1 минимальный температурный дрейф будет получен при: y21.1= Ki.1y21.2. (4.8) Схема рис. 4.6. Использует более сложный двухвходовой повторитель тока ПТ1. Температурный дрейф э.д.с. смещения нуля: е см.У =

K i.2 y 21.2 j1 ⋅ е см.2 − е см.1 − . K i.1 y 21.1 y 21.1 K i.1

(4.9)

+ 0 ПТ1 3 Вх.1

+Ki.1

-Ki.2

1

i1

2 3

i2

3 Вх.2

НДУ1

Вх.2

Вх.1 Ki.1i1

Ki.2i2 Вых.

3*

НДУ2 3*

I1 -

Рис. 4.6. Балансный усилитель на основе двухвходового повторителя тока ПТ1 Схема рис. 4.7. В ней применяются неинвертирующие повторители тока ПТ1, ПТ2. Обладает более высокой, чем на рисунках 4.2, 4.3, 4.5, симметрией на переменном токе. Э.д.с. смещения нуля: е см.У =

K i.2 y 21.2 ⋅ е см.2 − е см.1 . K i.1 y 21.1

(4.10)

4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных усилителей постоянного тока

127 +

0 ПТ1 +Ki.1 i1

3 Вх.1

Ki.1i1

Вх.2

Вх.2

Вх.1

НДУ1

НДУ2

Вых. Ki.2i2

3

3*

2

2

*

3

ПТ2 I1

+Ki.2

i2

1

0 -

Рис. 4.7. Балансный усилитель на основе неинвертирующих повторителей тока ПТ1-ПТ2 Если обеспечить Ki.2y21.2= Ki.1y21.1, то детерминированная температурная нестабильность э.д.с. смещения нуля будет иметь минимальное значение. Схемы рис. 4.8 и рис. 4.9. Реализованы на основе схем рисунков 4.3 и 4.5 соответственно. По существу являются их модификациями. + ПТ2

± K i.2

1

Вых.

2

i1 I1 -

3 Вх.1

НДУ1

Вх.2

Ki.2i2

+

3* Вх.2*

Вх.1 НДУ2

ПТ1 3*

2

+Ki.1

1

3

i2 -

Рис. 4.8. Модификация балансного усилителя рис. 4.5

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

128

+ ПТ1 2

-Ki.1

1

Ki.1i2

i2 ПТ2

i1

Ki.2

3

2

Вых.

1

Вх.1

3

Вх.2

Вх.1

НДУ1

Вх.2 НДУ2

I1

3*

3* -

Рис. 4.9. Модификация балансного усилителя рис. 4.3 Поэтому для усилителя (рис. 4.8) справедливы соотношения: е см.У =

K i.1 j j + j ПТ2 ⋅ y 21.2 е см.2 − е см.1 − ПТ1 − 1 . y 21.1 y 21.1 K i.2 y 21.1

(4.11)

В схеме (рис. 4.9) дрейф э.д.с. смещения нуля: е см.У = е см.1 − е см.2

y 21.2 K i.1 j ПТ1 j1 + j ПТ2 − − . y 21.1 y 21.1 y 21.1 K i.2

(4.12)

При оценке дрейфовых параметров балансных усилителей (рис. 4.1–4.9) ранее не учитывались автономные [6] (дрейфовые) параметры повторителей тока ПТ1 – ПТ2: еп1, jпт1, епт2, jпт2. Анализ показывает, что влиянием епi, характеризующего смещение входной характеристики ПТ, можно практически всегда пренебречь. Что касается влияния jпт, то более точные выражения, дополняющие полученные выше формулы для есм.∑, приведены в таблице 4.1.

4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных усилителей постоянного тока

129

Т а б л и ц а 4.1 Влияние повторителей тока на э.д.с. смещения нуля балансных усилителей (рис. 4.1-4.9) № схемы 1

Уточненные формулы для есм.∑ е см.1 −

2

е см.1 −

y 21.2 е см.2 y 21.1

y 21.2 j ПТ1 ⋅ е см.2 − y 21.1 K i.1 y 21.1 K i.1

3

y 21.2 j ⋅ K i.1 ⋅ е см.2 − е см.1 − ПТ1 y 21.1 y 21.1

4

K i.2 y 21.2 j ПТ1 j ПТ2 е см.2 − е см.1 − − K i.1 y 21.1 y 21.1 K i.1 y 21.1 K i.1

5

е см.1 − K i.1

y 21.2 j j е см.2 − 1 − ПТ1 y 21.1 y 21.1 y 21.1

6

K i.2 y 21.2 j1 j ПТ1 е см.2 − е см.1 − − K i.1 y 21.1 y 21.1 K i.1 y 21.1 K i.1

7

K i.2 y 21.2 j ПТ1 j ПТ2 е см.2 − е см.1 − − K i.1 y 21.1 K i.1 y 21.1 y 21.1 K i.1

8 9

е см.У =

K i.1 j j + j ПТ2 ⋅ y 21.2 е см.2 − е см.1 − ПТ1 − 1 . y 21.1 y 21.1 K i.2 y 21.1

е см.У = е см.1 − е см.2

y 21.2 K i.1 j ПТ1 j1 + j ПТ2 − − . y 21.1 y 21.1 y 21.1 K i.2

Для высококачественных типовых повторителей тока на биполярных транзисторах [27]: j пт ≈ 2jп =

2K б ДT + 2ДI кб.0 , вT

(4.13)

где Kα=1,5÷3 – поправочный коэффициент; β - коэффициент усиления по току базы выходного транзистора ПТ; Т – температура в градусах Кельвина и ее приращение (∆Т); ∆Iкб.0 – температурное приращение обратного тока коллекторного p-n перехода выходного транзистора ПТ.

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

130

4.2 Несимметричные дифференциальные усилители В современных аналоговых устройствах находят применение более 30 модификаций составных транзисторов (СТ) [1-8, 24], представляющих собой структуры из двух-трех активных элементов. Как показано в главе 3, данный схемотехнический прием позволяет целенаправленно изменять свойства эквивалентного четырехполюсника (СТ), добиваясь некоторого улучшения тех или иных его параметров за счет рационального выбора структуры СТ, статических режимов и типов применяемых в нем полевых и биполярных n-p-n и p-np транзисторов. Исследуем более подробно составные транзисторы с цепями компенсации емкости коллектор-база входного и выходного транзисторов [25, 26] и покажем, что они обладают некоторыми свойствами классического дифферен-циального каскада. +

+

RН K

Кy2uб

I1

VT1 1

i1.2

-

УТ2 Кi.2 КУ2

1

+

2

uэ Э i2.2=Ki.2i1.2

Б

VT2

uб

2 I2

Б uб а

б

Рис. 4.10. Функциональная схема составного транзистора (а) и пример построения усилителя тока УТ2 (б) Обобщенная функциональная схема СТ приведена на рисунке 4.10. В качестве усилителя тока УТ2, имеющего низкое входное б б ( h11б .2 ≤ h11б .1 ) и высокое выходное ( h22 .2 << 1 h11.1 ) сопротивления, а также близкие к единице коэффициент усиления по напряжению от узла «Б»

4.2 Несимметричные дифференциальные усилители

131

к узлу 1 (Ky.2=1) и коэффициент усиления по току от узла 1 к узлу 2 (Ki.2≈1), могут применяться каскады с общей базой. Примеры построения таких СТ показаны на рисунке 4.11. Рассматриваемая структура СТ обладает рядом существенных особенностей. +

+

RН

I1

2 Вых.

Б Вх.1

K Вх.1 Б Rб

1 VT2 2

VT1 Э

I2

RЭ

Вх.2

Э

VT2

VT1

Rб

Вых.

1

RЭ Вх.2

К I1

I2

RН -

-

а) б) Рис. 4.11. Примеры построения дифференциальных усилителей на основе составных транзисторов (рис. 4.10а) Статический режим и его температурная стабильность В статическом режиме разность потенциалов между узлами «Э» и «Б» близка к нулю Uэб.∑ ≈ 0. Это позволяет выбирать сопротивление Rэ независимо от статического режима СТ, т.к. в сбалансированном СТ резистор Rэ слабо влияет на эмиттерный ток VT1. В схемах (рис. 4.11) температурные дрейфы напряжений Uэб.1 и Uэб.2 транзисторов взаимно компенсируются: есм = еh1 − eh 2 =

ДU эб1,2 ⋅ ДТ , Т

(4.14)

где eh1, eh2 - автономные параметры VT1, VT2; ∆Uэб1,2=Uэб1-Uэб2 - разность напряжений Uэб1, Uэб2 в статическом режиме СТ; Т – температура окружающей среды в градусах Кельвина; ∆Т - диапазон рабочих температур СТ. Из формулы (4.14) следует, что ДУ (рис. 4.11) в диапазоне температур обладает свойствами классического параллельно-балансного

132

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

усилителя [6]. Действительно, э.д.с. смещения нуля есм каскада (рис. 4.11а) или одинаковых параметрах входной характеристики транзисторов VT1, VT2: есм = ϕтln

I1 , I 2 − б 2 I1 − eсм Rэ−1

(4.15)

где α2 - коэффициент усиления по току эмиттера VT1, ϕ m ≈ 25 мВ. Для получения нулевых значений есм необходимо, чтобы: I 2 ± eсм Rэ−1 I 2 I1 = ≈ . 1 + б2 2

(4.16)

Таким образом, балансировка СТ (рис. 4.11), при которой eсм → 0 , осуществляется введением некоторой асимметрии в токи I1 и I2 относительно их расчетных величин. Численные значения э.д.с. смещения нуля лежат в пределах eсм≈∆Uэб1,2≈2÷10 мВ, т.е. источник тока I1 (I2) должен допускать регулировку в пределах: ДI1 eсм ДI 2 ≈ ≈ ≤ 10 ÷ 20% . I1 ϕт I2

(4.17)

Температурная нестабильность токов I1 и I2 создает дополнительную статическую погрешность СТ: е*см ≈

ДI1 ДI ϕ т − 2 ϕт . I1 I2

(4.18)

Это накладывает ограничения на их схемотехнику. Условием минимизации температурного дрейфа э.д.с. смещения нуля СТ (рис. 4.10) является равенство есм=0, которое, как и в классических ДУ, обеспечивается регулировкой I1(I2) или высокой точностью изготовления p-n переходов VT1-VT2. Влияние автономных параметров jh1 и jh2, характеризующих температурные смещения выходных характеристик VT1 и VT2 [6] неодинаково. Соответствующие им составляющие э.д.с. смещения нуля определяются формулами: б есм.j1 ≈ jh1 (h11б .1 − h11 (4.19) .2 ) , есм.j 2 ≈ h11б .1 jh2 ,

где jh1 = Дб1 ⋅ I э1 + ДI кб.01 , jh2 = Дб2 ⋅ I э 2 + ДI кб.02 , ∆αi - температурные приращения коэффициента усиления тока эмиттера VT1; ∆Iкб.0i- температурные приращения обратного тока коллекторного перехода VT1.

4.2 Несимметричные дифференциальные усилители

133

Из формулы (4.19) следует, что при h11б .1 = h11б .2 , что соответствует условиям минимизации есм1, в схеме СТ1 (рис. 4.11) происходит компенсация составляющей есм.ji, обусловленной температурным смещением выходной характеристики VT1. У современных интегральных транзисторов второе слагаемое формулы для автономного параметра jhi, как правило, меньше первого слагаемого. Поэтому численные значения jh2 могут быть рассчитаны по следующим приближенным формулам [6]: ДT (1 − б1 ) , T ДT (1 − б 2 ) . jh2 ≈ T

jh1 ≈

(4.20)

Значения входных токов дифференциального усилителя на рисунке 4.11а: I вх.1 ≈ I1 (1 − α1 ) , (4.21) I вх.2 ≈ ±есм Rэ−1 .

Температурный дрейф входных токов: jвх.1 ≈ jh2 + (1 − α1 )(∆I1t + jh2 ) ,

(4.22)

t jвх.2 ≈ ∆есм Rэ−1 , t где ∆I1t , ∆eсм - температурные приращения I1 и есм. Приведенный анализ показывает, что каскад на основе СТ (рис. 4.10) может рассматриваться как дифференциальный усилитель, имеющий также как и классический параллельно-балансный ДУ, небольшие значения э.д.с. смещения нуля и его температурного дрейфа. При рациональном выборе параметров элементов схемы такой ДУ имеет также небольшие входные токи и их температурный дрейф.

Динамические параметры Для расчета динамических параметров электронных схем на базе СТ (рис. 4.10, 4.11) необходимо располагать информацией об их [y] или [h]-параметрах. Используя методику определения h-параметров электронных схем [6], можно получить следующие формулы для СТ (рис. 4.10, 4.11):

134

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

б h11 .Σ

(

)

б б б h11 .1 + h11.2 1 + h21.1 ≈ ; б б 1 + h21 .2 1 + h21.1

(

)

б б б б б б h12б .Σ ≈ h12 .1 + h22.1h11.2 − h11.1h22.1 ⋅ h21.2 ;

(

)

(4.23)

б б б б h22 .Σ ≈ h22.1 1 − h21.2 ⋅ h21.1 ; б h21 .Σ

б h21 .1 ≈ . б б 1 + 1 + h21.1 h21 .2

(

)

Поэтому коэффициент усиления по напряжению каскадов (рис. 4.11) в диапазоне средних частот: K y ≈ Rн Rэ−1 . (4.24) Входные дифференциальные сопротивления каскадов неодинаковы: б б Rвх.1 ≈ Rэ (1 + h21 (4.25) .1 )(1 + h21.2 ) , Rвх.2 ≈ Rэ + h11б .1 << Rвх.1 .

Заметим, что выходная проводимость каскадов (рис. 4.11) зависит от сопротивления резистора Rэ: yвых =

б  h22 .1 1 −



б б h21 .2 h21.1

б  h11 ⋅ б .1  . h11.1 + Rэ 

(4.26)

Это обстоятельство накладывает существенные ограничения на выбор Rэ. Чем более высокую степень компенсации выходной емкости Ск1 транзистора VT1 необходимо получить, тем больше должно быть сопротивление резистора Rэ. В идеальном случае необходимо иметь: K i .Σ =

б б h21 .2 h21.1

R 1 + бэ h11.1

≈ 1.

(4.27)

В реальных схемах эффективная выходная проводимость СТ (рис. 4.10) сравнительно мала: y& вых ≈ jωCк1 (1 − K& i.Σ ) ≈ 0 . (4.28) Таким образом, эффективная выходная емкость СТ (рис. 4.10, 4.11) меньше, чем емкость коллектор-база отдельно взятого транзистора VT1. Это позволяет выполнять на основе СТ (рис. 4.10) широкополосные схемы.

4.2 Несимметричные дифференциальные усилители

135

Диапазон активной работы Одним из важных параметров любого ДУ, определяющих быстродействие операционных усилителей на их основе в нелинейных режимах [6], является напряжение ограничения Uгр проходной характеристики в режиме короткого замыкания на выходе (рис. 4.11). iн= iвых +) I (max

− U (гр− )

uвх U (гр+ ) −) − I (max

Рис. 4.12. Проходная характеристика ДУ (рис. 4.11) Для рассматриваемых дифференциальных каскадов (рис. 4.11а): (+) U гр ≈ β1 Rэ I 1+ ϕ т , ( −) U гр ≈ ( I 2 − I 1 ) R э + ϕ т ≈ 0,5 I 2 R э + ϕ т ,

(4.29)

(+) I max ≈ β1 I 1 , (−) I max ≈ 0,5 I 2 ,

где β1 >> 1 – коэффициент усиления по току базы VT1; ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал. Таким образом, в отличие от классических ДУ каскады (рис. 4.11) имеют (при одинаковых Rэ и статических токах транзисторов) в du-раз более широкий диапазон активной работы: d u( + ) d u( − )

= =

(+) U гр

2ϕ т + R э I 1 ( −) U гр

2ϕ т + R э I 1

≈ β1 ,

(4.30)

≤ 1.

Однако d u( + ) >> d u( − ) и U гр( + ) >> U гр( − ) . Для схемы (рис. 4.10б) ( −) (+) d u( − ) >> d u( + ) , U гр >> U гр .

136

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

Ослабление синфазных сигналов в дифференциальных каскадах на основе СТ1 (рис. 4.10) Способность дифференциального усилителя (рис. 4.10) подавлять синфазные сигналы характеризуется коэффициентом ослабления входных синфазных напряжений Kос.сф: −1 −1 К ос (4.31) .сф = K y .c ⋅ K y ≈ h12.1 + R э ( y1 + y 2 ) , где Ky.c – коэффициент преобразования входного синфазного сигнала uc в выходное напряжение uн; y1, y2 - выходные проводимости источников тока I1 и I2. Если Rэ ≤ 1кОм, y1≈y2≤106÷107 Ом-1, то гарантированные значения Кос.сф лежат в пределах 60-80 дБ. Такое ослабление синфазных сигналов удовлетворяет многим применениям. При этом входные проводимости для синфазного сигнала: с б y вх .1 ≈ (1 − α 1 ) y1 + y 2 (1 − α1 )(1 − α 2 ) + h22.1 (1 − α1 ) ≈

(

≈ (1 − α1 ) y1 +

б h22 .1

),

(4.32)

с −1 б б −1 б −1 б yвх .2 ≈ y1 Rэ ( h11.2 − α1h11.1 ) + y 2 Rэ ⋅ h11.1 + Rэ ⋅ h12.1 ≈ б б ≈ Rэ−1 (h12 .1 + h11.1 y 2 ).

В каскадах (рис. 4.11) yвхс .1 << yвхс .2 , а входная проводимость y вхс .1 б может быть значительно меньше, чем выходная проводимость h22 .1 одиночного транзистора в схеме с общей базой. Этот эффект объясняется наличием следящего питания в коллекторной цепи VT2. Таким образом, дифференциальный усилитель на основе СТ (рис. 4.10) несимметричен при работе с синфазными сигналами. Вопрос только в том, насколько эта несимметрия влияет на характеристики конкретных аналоговых устройств. В ряде случаев это влияние несущественно.

Амплитудно-частотная характеристика несимметричного ДУ в широком диапазоне частот Для расчета АЧХ коэффициента усиления по напряжению Ky(jω) рассмотрим частный случай несимметричного ДУ, соответствующего схеме (рис. 4.13), где Ск2, Ск1 – емкости коллекторного перехода транзисторов VT2, VT1.

4.2 Несимметричные дифференциальные усилители

137

+E I2

СК2 Вх.

Rс Б

uвх

RЭ

Э

2

Вх.2

VT2 VT1

1

СК2

Ск1

I1

Вых. u вых К RН -

Рис. 4.13. К расчету АЧХ несимметричного ДУ (рис. 4.11) Формулу для Кy в широком диапазоне частот при сопротивлении источника сигнала Rc≠0 можно привести к виду: R τН & ( K y 2 − α& 1 α& 2 ) + jωτ c Э (1 − K& yΣ ) Rc K& y U& вых = , (4.33) [1 + jωτ н (1 − α& 1α& 2 )] ⋅ 1 + jωτ c (1 − K& yΣ ) U& вх

1 + jω K& ( jω) = K y

где K y =

[

]

RН - коэффициент передачи каскада по напряжению в диаRЭ

пазоне средних частот; τ c = C К 2 Rc - постоянная времени входной цепи; τ Н = C К 1 R Н - постоянная времени цепи нагрузки; K& yΣ - коэффициент передачи по напряжению от узла «Б» в узел 2; K& y 2 - коэффициент передачи по напряжению из узла «Б» в узел 1; α& 1 , α& 2 - коэффициенты усиления по току эмиттера VT1, VT2. Рассмотрим АЧХ ДУ (рис. 19.5) для случая, когда α& 1 = α 1 , α& 2 = α 2 , K& yΣ = K yΣ , K& y 2 = K y 2 , т.е. при доминирующем влиянии на работу каскада постоянных времени τн и τс. В этом случае из уравнения (4.20) можно сделать следующие выводы: 1. В схеме (рис. 4.13) имеется два контура компенсации, уменьшающих влияние постоянных времени τc и τН [25]. 2. Возможна неустойчивость каскада в случае, когда α 1α 2 > 1.

138

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

3. Для повышения устойчивости и снижения показателя колебательности АЧХ целесообразно уменьшать α2, так как изменение α1 приводит к изменению Ky. Снижение коэффициента α2 можно обеспечить схемотехническим приемом, суть которого иллюстрирует (рис. 4.14). Включение транзистора VT3 снижает эквивалентный коэффициент передачи тока от узла 1 к узлу 2, который в этом случае определяется как: α ЭКВ =

SVT 2 , SVT 2 + SVT 3

(4.34)

где SVT2 и SVT3 – площади эмиттерных переходов транзисторов VT2 и VT3 соответственно. +E RЭ 2

Вх.

VT2 VT3 1 I1

VT1 Вых. RН

Рис. 4.14. Схемотехнический прием снижения показателя колебательности АЧХ Результаты компьютерного моделирования схемы (рис. 4.14) приведены на рисунке 4.15. При этом использовались модели транзисторов КТ3102Б и КТ3107Б. На рисунке 4.15 приведена частотная зависимость коэффициентов передачи каскада при Rс=1кОм, I1=1мА и различных значениях αЭКВ. Для сравнения на рисунке 4.15 приведена АЧХ усилителя, состоящего из эмиттерного повторителя и каскада с общим эмиттером в аналогичном статическом режиме.

4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием

139

Рис. 4.15. АЧХ каскада (рис. 4.14) при различных αЭКВ Рассмотренные несимметричные дифференциальные усилители дополняют схемотехнику аналоговых устройств различного функционального назначения. 4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием Как показано в главе 3, с для компенсации составляющей входной емкости классического дифференциального каскада (рис. 4.16), обусловленной емкостью коллекторного перехода Ск1 входного транзистора VT1, необходимо обеспечить единичную передачу входного сигнала uвх в коллекторную цепь VT1 с минимальными амплитудными и фазовыми искажениями. Для этой цели (помимо введения следящих повторителей) целесообразно использовать специальный делитель напряжения ДН1 в цепи неинвертирующего выхода ДУ (рис. 4.16).

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

140

+ ДН1 uк1

Rк

+Кд1

Вых. uвых

Ск1 Вх.1

uвх

VT1 Rэ1

VT2

I1

Вх.2

Rэ2 -

Рис. 4.16. Способ организации следящего питания транзистора VT1 в классическом дифференциальном каскаде (VT1, VT2, I1) В этом случае эффективное напряжение на емкости Ск1 u ск1 = u к1 − u вх = u вых K д1 − u вх = (K y1K д1 − 1)u вх ,

где K д1 =

(4.35)

u u к1 Rк , K y1 = вых ≈ . u вых u вх Rэ1 + Rэ 2

Поэтому действующая входная емкость (при достаточно высокочастотных подсхемах ДН1, VT1 и VT2): Свх.эф ≈ Ск1 (1 − K y1 K д1 ).

(4.36)

В зависимости от численных значений коэффициентов передачи Ку1 и Кд1 возможны следующие частные случаи: 1. K y1 K д1 = 1. Входная емкость полностью компенсируется. 2. K y1 K д1 > 1. Входная емкость принимает отрицательные значения и может использоваться для нейтрализации емкости источника сигнала. 3. K y1 K д1 = 0 . Входная емкость имеет положительное значение Свх.эф = С к1 .

4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием

141

4. K y1 K д1 < 0 . Емкость коллекторного перехода «умножается» в

(1 + K y1K д1 )-раз.

Примеры практической реализации структурной схемы рисунка 4.16 показаны на рисунках 4.17-4.19. В схеме рисунка 4.17 делитель напряжения реализован на резисторах R1 и R2. Причем R1 , R1 + R 2 R1 + R 2 K y1 ≈ , R3 + R 4 + rэ1 + rэ 2 K д1 ≈

K д1 K y1 ≈

(4.37)

R1 , R3 + R 4

где rэ1, rэ2 – сопротивления эмиттерных переходов VT1, VT2. То есть, для полной компенсации Ск1 необходимо обеспечить равенство R1 ≈ R3 + R 4 . + R1 VT3

uб.3

uc1

R2 Вых. uк1

Вх.1

R3 uвх.

uвых.

Ск1

Вх.2

R4

VT1

VT2 I1 -

Рис. 4.17. Пример построения ДУ с компенсацией входной емкости В схеме рисунка 4.18 единичный коэффициент усиления со входа Вх.1 в цепь коллектора VT1 устанавливается резистором R3, или

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

142

(при необходимости) - входным сопротивлением повторителя тока ПТ2. ПТ1

ПТ2

+

R3

VT3

Вых.

Ск1 Вх.1

Вх.2 R1

R2

VT1

VT2 I1

ПТ3

-

Рис. 4.18. Схема несимметричного ДУ с компенсацией емкости коллекторного перехода транзистора VT1 На рисунке 4.19 показаны варианты построения несимметричной цепи следящего питания в типовых каскодных усилителях. Здесь необходимый коэффициент петлевого усиления Ky1 K д1 ≈ 1 устанавливается резисторами R3 и R1, R2: K д1 ≈

R3 ≈ 1. R1 + R 2

(4.38)

4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием

143

+ ПТ1

-Ki12.1 2

1 +Ec

Вых.

VT4 R3

VT3 Ск1 Вх.1

Вх.2 R1

R2

VT1

VT2 I1

а) + I2

I3 VT4

R3 Ск1 Вых.

VT3 Вх.1

Вх.2 R1

R2

VT1

+Ес VT2

I1

1 -Кi12.1

2 ПТ1 -

б) Рис. 4.19. Варианты построения несимметричной цепи следящего питания транзистора VT1 в каскодных усилителях на р-n-p (а) и n-p-n (б) транзисторах

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

144

Для получения эффекта компенсации входной емкости по обоим входам ДУ необходимо ввести две симметричные цепи следящего питания (рис. 4.20). + R1 Вых.1

R2 R3

Вых.2

R4

VT3

VT4 R5

Ск1 Вх.1

R6

Ск2 VT2

VT1

Вх.2

+Ес I1 -

Рис. 4.20. Симметричные усилитель со следящим питанием VT1, VT2 Другие варианты построения симметричных цепей компенсации входной емкости показаны на рисунке 4.21. + ПТ1 -Кi12.1 2

1 VT5 ПТ2

ПТ1

VT6

+

+Ес

Rк3 R1

R2

VT3

VT4

Rк4

VT3 Вых.1

Вых.2 Ск1

Вх.1

VT2

VT4

Ск1

Ск2 VT1

Вых.

Вх.1

Вх.2

Ск2 VT1

VT2

Вх.2

I1

I1 -

а) б) Рис. 4.21. Варианты построения симметричных ДУ

-

4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием

145

В этих схемах транзисторы VT3, VT4, обеспечивающие стабилизацию напряжения коллектор-база VT1 и VT2, работают на границе активного режима, что несколько ограничивает динамический диапазон цепи компенсации. В ряде случаев, для устранения этого недостатка целесообразно вводить дополнительные элементы установления статического режима VT3* и VT4* (рис. 4.22). Вых.2

Вых.1 Rк3

Rк4 +

+ VT5

VT6

VT3 Ск1

VT4 I2

Ск2

I3

Вх.1

Вх.2 VT1

I1

VT2 -

Рис. 4.22. Способ установления статического режима транзисторов VT3 и VT4 Примеры построения цепей компенсации входной емкости в «перегнутых» каскодных усилителях показаны на рисунке 4.23. Необходимый эффект снижения Свх здесь реализуется за счет соответствующего выбора дифференциальных параметров двухполюсников Rк3 (Rк4).

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

146

+

VT3

VT4

I3

Rк3

Rк4

Ск2

Ск1 Вх.1

I2

VT1

VT5

VT6

Вх.2

VT2

Вых. 1

I1

+Ec

2

ПТ1 Ki12.1 -

а)

б) Рис. 4.23. Способ организации следящего питания транзисторов VT1-VT2 «перегнутого» каскода на n-p-n (а) и p-n-p (б) транзисторах VT3-VT4

4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием

147

Особенность схемы рисунка 4.24 состоит в том, что в ней применены дополнительные цепи установления статического режима VT3 и VT4 на основе диодов VD1-VD2 (рис. 4.24а). + I3

I2

VT3

VD2 VD1

VT4 Ск1

Ск2

Вх.1

Rк3

Вх.2

Rк4 +Ес

VT5 VT1

VT6

VT2 Вых. 1

I1

ПТ1

2

-Ki12.1 -

а) Вых.1

Вых.2

+Ес

VT7

VT8

R1

R2

VT5

VT6

VD1

Вых.4

VD2

VT3 Ск1

Ск2

Вх.1

Вх.2 VT1

I2

Вых.3

VT4

VT2 I1

I3 -

б) Рис. 4.24. Следящее питание VT1-VT2 с дополнительными элементами установления статического режима VT3-VT4

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

148

На рисунке 4.25 приведена схема модифицированного каскодного ДУ с элементами компенсации (VT3-VT4) емкостей Ск1 и Ск2 транзисторов VT1-VT2. + I3

I2

VT4 VT3 Ск1 Вх.1

Rк4

Rк3 VT1

VT2

VT5

Ск2 Вх.2

VT6

Вых.1

Вых.2 I1 -

Рис. 4.25. Компенсация составляющей входной емкости (Ск1, Ск2) в модифицированном «перегнутом» каскодном усилителе За счет выбора динамических параметров двухполюсников Rк3Rк4 обеспечивается единичная передача входного сигнала в коллекторную цепь VT1 (VT2) и, поэтому, нейтрализуется влияние на Свх емкостей Ск1 (Ск2). Рассмотренные методы организации следящего питания входных транзисторов могут быть применены и в других дифференциальных каскадах, например, со структурой ОУ µА741 (рис. 4.26).

4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием

ПТ1

Rк3

VT4 Ск2

Ск1 VT1 VT5

+

Rк4

VT3

Вх.1

149

Вх.2

VT2 VT6

I1 Вых.1

Вых.2

-

Рис. 4.26. Компенсация составляющей входной емкости Ск1 (Ск2) в усилителях со структурой ОУ µА741

а) Рис. 4.27. Применение параллельного ДУ (VT3, VT4) для организации последовательной компенсации (начало, окончание на стр. 150)

150

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

б) Рис. 4.27. Применение параллельного ДУ (VT3, VT4) для организации последовательной компенсации (окончание, начало на стр. 149)

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах Изопланарная технология позволяет создавать на одном кристалле структуры, содержащие достаточно качественные биполярные n-p-n (БТ) и p-канальные полевые (ПТ) транзисторы [11]. В этой связи представляет интерес развитие схемотехники широкополосных усилителей и других функциональных узлов аналоговых микросхем в данном, а также в расширенном элементном базисе, допускающем применение вертикальных или недостаточно качественных горизонтальных p-n-p-транзисторов [11]. Несимметричные дифференциальные каскады Предельно простые дифференциальные каскады могут быть реализованы на БТ и ПТ- транзисторах по схеме, приведенной на рисунке 4.28.

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах

151

Rн.1 Вых.1 VT1

Ic

Iэ.2 Rэ

Вх.1 Uзи.1 Uвх

Uэб.2 Вх 2

VT2 I к.2

Вых.2 Rн.2 +

Рис. 4.28. Несимметричный дифференциальный каскад на основе составного транзистора VT1-VT2 Используя аналитические выражения для вольтамперных характеристик VT1-VT2 Uзи.1=f(Iс), Uэб.2=f(Iэ) [11], для входной цепи ДК (рис. 4.28) можно получить: ϕ т ln

I э.2 I э.2 + Rэ I э.2 + U отс = U вх + U отс − U xx , I xx I с.нас

(4.39)

где Iс.нас, Uотс, Uxx, Ixx – параметры уравнений вольтамперных характеристик VT1 и VT2: 2

I c.1

 U  I = I с.нас 1 − зи.1  ; U эб.2 = U xx + ϕ т ln э.2 . I xx  U отс 

(4.40)

Таким образом, статический ток транзисторов ДК (рис. 4.28) (при Uвх= 0) рассчитывается решением нелинейного уравнения: Rэ I э.2 +

U отс I с.нас

I э.2 + ϕ т ln

I э.2 = U отс − U xx . I xx

(4.41)

Э.д.с. смещения нуля есм и его температурная нестабильность ∆есм: есм = U зи.1 − I э.2 R э − U эб .2 , (4.42) ∆есм ≈ е hз1 − е hб2 − ∆I э 2. R э ,

(4.43)

где еhз1 , еhб2 - автономные параметры VT1, VT2 [6]; ∆Iэ2 – температурные приращения тока Iэ.2.

152

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

Малосигнальная крутизна преобразования входного напряжения uвх в приращение токов Iэ.2, Iк.2 и Iс: ϕ dI c dI dI U отс S= ≈ э.2 ≈ к .2 ≈  т + Rэ + dU вх dU вх dU вх  I э 2 2 I э.2 ⋅ I с.нас

−1

  .  

(4.44)

Коэффициенты усиления по напряжению Ky1 и Ky2 и коэффициенты ослабления входных синфазных сигналов относительно выходов Вых.1 и Вых.2 : K y1 = SRн1 , K y 2 = SRн 2 (4.45) K ос.сф.1 ≈ h12з .1 − h12б .2 ,

б K ос.сф.2 ≈ h12б .2 − h12з .1 + h22 .2 Rн.2 .

Особенность ДК (рис. 4.28) состоит в том, что для обеспечения его статического режима не требуется каких-либо дополнительных источников опорного тока. Кроме этого, данный каскад, в принципе, может иметь нулевое значение э.д.с. смещения нуля, если за счет выбора Rэ обеспечить U зи.1 = I э.2 Rэ + U эб .2 . (4.46) Однако такой режим требует регулировки Rэ, что не всегда приемлемо. Источники опорного тока На основе n-p-n-биполярного и p-канального полевого транзисторов реализуются практически «идеальные» источники опорного тока (ИОТ) (рис. 4.29). Величина тока I1 ИОТ зависит от численных значений сопротивления Rэ в соответствии с формулой (4.41). Такой ИОТ характеризуется достаточно высокими выходными сопротивлениями r1, r2 и r12: Rэ + h11б .2 + S1−1 r12 ≈ , h12б .2 + h12з .1 б б б −1 Y2 = r2−1 = h22 .2 + h12.2 ( Rэ + h11.2 + S1 ) ,

(4.47) (4.48)

з з б −1 з б −1 Y1 = r1−1 = h22 .1 + h12.1 ( Rэ + h11.2 + S1 ) ≈ h12.1 ( Rэ + h11.2 + S1 ) , (4.49)

где hij.n - h-параметры VT2 и VT1 в схеме с общей базой и общим затвором соответственно; S1 – крутизна ПТ V1. Температурные приращения тока I1

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах 0 ∆U зи U − U эб .2 .1 ∆I1 ≈ − д. о ∆T , Rэ RэT

153

(4.50)

где ∆U зи0 .1 , ∆Т - приращение Uзи.1 в диапазоне рабочих температур ∆Т , Uд.о ≈ 1,2 В. Вых.1

+

I1

Вых.1

СТ1 VT2

r2

Rэ

I1

r12

r1

VT1 Вых.2

I1

а)

Вых.2

-

б)

Рис. 4.29. Источник опорного тока на базе СТ1 (а) и его эквивалентная схема (б) В зависимости от выбора рабочей точки ПТ температурный коэффициент тока ИОТ (рис. 4.29) может изменяться, т.к. температурные приращения ∆U зи0 .1 принимают как положительные, так и отрицательные значения [6]. N-канальные усилители Составной транзистор СТ1 (рис. 4.28а) позволяет создавать простые многоканальные усилители, имеющие несколько входов и выходов (рис. 4.30). При разрыве соединения в узлах «а» и «в» схемы (рис. 4.30) число входов увеличится до 4. Ряд перспективных модификаций схемы (рис. 4.30) реализуется за счет более сложных H и T-образных мостовых резистивных подсхем, включаемых вместо R1. Это предоставляет дополнительные возможности управления параметрами усилителя на малом и большом сигналах.

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

154

+ RH.1

RH.2 Вых.1

Вых.2

R3 Вх.1 *

Вх. 1

VT2

R4 Вх.2

VT4 R1

х а VT1

в х VT3

R2

R5 *

Вых. 1 R*H.1

Вх.*2

*

Вых. 2

R*H.2 -

Рис. 4.30. N-канальный усилитель Дифференциальные каскады с дополнительным каналом параметрической компенсации дрейфа э.д.с. смещения нуля Компенсация температурной нестабильности нулевого уровня в классических параллельно-балансных усилителях базируется на принципах вертикальной симметрии этого класса устройств. Если эта симметрия разрушается по каким-либо причинам, то хорошего результата по дрейфу э.д.с. смещения нуля достичь не удается. В этой связи представляет интерес поиск альтернативных (классическому ДУ) несимметричных структур, обладающих эффектом параметрической компенсации нулевого уровня и позволяющих при идентичных транзисторах получить аналогичные классическому ДК показатели по стабильности статического режима. Рассмотренные в [12] способы компенсации дрейфа э.д.с. смещения нуля несимметричных дифференциальных каскадов дают удовлетворительные результаты и для рассматриваемого класса схем. Основная идея построения температурно-стабильных ДК с малым значением э.д.с. смещения нуля на нестабильных активных элементах базируется на свойствах структур со взаимной параметрической компенсацией погрешностей, описанных в [12]. Необходимые для компенсации фазовые и амплитудные соотношения [12] обеспечиваются в рассматриваемых ниже схемах ДК повторителями и сумматорами токов.

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах

Вх.2(+)

+

х А

3

155

СТ1

VT1

2 СТ1

R1

+

Вх.1(-)

VT2

VD1

1 VT1

4 Вых.

3

U*СМ

VT1

2

+ЕСМ

R1

R 1

Вх.1(-)

СТ2

R1

VD1

СТ2

Вх.2(-)

Вх.2(+)

VT1

R2 Вых.

1 VD1

VT2 4

Вх.1(+)

В х

СТ3

-

VT1 -

а)

б) -

Вх.1

VT1

+ х в

R1

VT2*

+ЕС

Вх.2

VT3

Вых.

VT1* Вх.1(-)

VT2

Вых. VT2

Вх.1(+)

R2

VT1 VT4 +

в) г) Рис. 4.31. Широкополосные каскады с малым значением э.д.с. смещения нуля

-

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

156

Те или иные резисторы нагрузки Rн в схеме (рис. 4.31а) могут включаться в разрыв цепи в узлах «А» и «В». Если на кристалле кроме ПТ и n-p-n БТ создаются вертикальные (горизонтальные) p-n-p-транзисторы, то число возможных вариантов построения температурно-стабильных дифференциальных усилителей с использованием p-канальных ПТ существенно возрастает (рис. 4.324.38).

4 Вх.1(+)

СТ1

х А

В х4

VT1

VT1

R1

R1

VT2

VT2

СТ2 1

Вх.1(-)

1

Вх.2(-)

2

x C 2

3 1

Вых.1 2

+ЕСМ

Вх.2(+)

3 Вых.2 ПТ1

+

Рис. 4.32. Функциональная схема мультивходового ДУ на основе составного транзистора СТ1 (СТ2) Как показано в [11], нестабильности характеристик транзисторов СТ1 и СТ2 в схеме (рис. 4.32) взаимно компенсируются. Применение высококачественных повторителей тока ПТ1, ПТ2 в схеме (рис. 4.33), идентичность СТ1 и СТ2 и соединение входов Вх.1( + ) , Вх.2( − ) друг с другом создают в аналоговых устройствах на базе ДК (рис. 4.33) условия для параметрической компенсации э.д.с. смещения нуля. Аналогичные повторители тока могут быть включены в узлах «А» и «В» схемы (рис. 4.33).

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах

157

ПТ1 хА 1 СТ1 Вх.1(-)

4

4

СТ2

VT1

VT1

R1

R1

VT2

VT2

1

2

2

Вх.1(+) 1 Вых. 2

Вх.2(+)

Вх.2(-) 3

3 1

2

ПТ2 хВ

+

Рис. 4.33. Дифференциальный каскад с широким диапазоном изменения входных и выходных напряжений В схеме (рис. 4.34), в связи с введением компенсирующего канала на транзисторах VT1*, VT2* (VT3, VT4), обеспечиваются малые значения э.д.с. смещения нуля. На (рис. 4.35) приведена схема широкополосного температурностабильного (при высокой идентичности VT1, VT2, VT5, VT6 и R1=R2=R3=R4) дифференциального каскада, реализованного на основе полевых транзисторов VT1-VT2.

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

158

+ VT4

VT5

Вх.1(-) VT1

VT3 Вых.

R1

Вх.1(+)

VT1*

Вх.2(+) R3

VT2

I1

R2 VT2*

Вх.2(-)

-

а) ПТ1

+ VT5

VT6

2 VT7 Вх.1

VT1

3

Вых.

1 VT3

R1 3

Вх.2

Вх.1*

1 VT4

VT8

Вх.2*

VT2 2

VT9

ПТ2

VT10

-

б) Рис. 4.34. Варианты построения ДК на n-p-n и p-n-p биполярных и p-канальных полевых транзисторах

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах

159

Вх.1

VT1

VT2

R1

R2 VT4

VT3

Вх.2

Вых. CK3 VT5

VT6

R3

R4 +

Рис. 4.35. Широкополосный усилитель с компенсацией емкости коллектор-база выходного транзистора Входной каскад быстродействующего операционного усилителя На основе составного транзистора VT1 (рис. 4.28) реализуются дифференциальные каскады с расширенным диапазоном активной работы (рис. 4.36), которые позволяют за счет простых схемотехнических решений получить выигрыш по быстродействию операционных усилителей в режиме большого сигнала на 1-2 порядка [8]. В статическом режиме VT3 и VT4 закрыты, т.к. выходной ток ПТ1 и ПТ2 больше, чем ток источника I1=I3. Это достигается выбором I 2 > 2 I 1 = 2 I 3 . При уменьшении коллекторного тока VT1 до уровня I1, в соответствии с алгоритмом [8], включается нелинейная отрицательная обратная связь (ООС), которая в дальнейшем обеспечивает единичную передачу дифференциального входного сигнала в цепь истока VT3. Это позволяет создать дополнительное приращение тока эмит-

160

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

тера VT2 iэ ≈ uвх R 2 и, следовательно, выходного тока ДК в широком диапазоне изменения входных сигналов. При другой полярности uвх входное граничное напряжение ДК (рис. 4.36) увеличивается за счет включения нелинейной ООС на основе ПТ2 и VT4.

Рис. 4.36. Входной каскад быстродействующего ОУ Мультивходовые операционные усилители В современных активных фильтрах возникает необходимость в построении ОУ, имеющих 2хN дифференциальных входов и несколько выходов. В рассматриваемом элементном базисе эта задача решается путем параллельного соединения N-дифференциальных каскадов (рис. 4.28) и построения ОУ по функциональной схеме (рис. 4.37). Ее основная особенность – малые значения э.д.с. смещения нуля по каждому входу и высокая температурная стабильность Есм, что обеспечивается введением параметрического канала компенсации дрейфа на транзисторах VT5, VT6. Следует заметить, что увеличение числа параллельно включенных составных транзисторов VT1-VT2, VT1*VT2* в основном канале усиления должно сопровождаться аналогичным увеличением числа таких же СТ в канале компенсации. В ряде случаев транзисторы канала компенсации могут также использоваться для подачи сигналов.

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах

-

VD1

УМ1

VT3 VT1*

VT1

161

Вых. Вх.1*

Вх.1 R1

R1*

Вх.2 VT2

Вх.2* VT5 1

VT2*

R3

+ VT5*

R2*

R2

1* R3* 2*

2 VT6*

VT6

R4

R4* +

Рис. 4.37. Мультивходовой ОУ на базе составных транзисторов VT1-VT2 ПТ1

ПТ3

VT1

VT2

Вх.1

1

-(+) УМ2 Вых.2

R1 Вх.2

R2

Вых.1

2

VT3

+(-)

УМ1

R3

VT4 R4

ПТ2

ПТ4 +

Рис. 4.38. Мультивходовой и мультивыходовый операционный усилитель

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

162

На рисунке 4.39 показаны схемы параллельно-балансного ДК с источником опорного тока общей эмиттерной цепи на основе составного транзистора (рис. 4.28). Варианты построения драйверов для двухтактных усилителей мощности и температурно-стабильного усилителя переменного тока представлены на рисунке 4.40. + RH.3

RH.2

Вых.2 Вх.1

+

VT2 Вх.2

VT5

RЭ

Вых. VT1

VT6

Вх.1

Вх.2

Вых.3

VT1

VT2

RH.1

VT3

-

а)

VT4

б) ПТ1

+

Вых. СТ1 Вх.1

СТ2 Вх.2

-

в) Рис. 4.39. Параллельно-балансные дифференциальные УТП

-

4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей

163 +

RИ

+

VТ3

VT2 Вых.1 Вх. RЭ

VT2

Вых.2

VD1 RЭ

VD2 VT1

Вх.

Вых.1

Вых.2

RH VT1

-

-

а) б) Рис. 4.40. Повторитель (а) и усилитель (б) напряжения на составных транзисторах VT1-VT2 Рассмотренные схемотехнические решения могут послужить основой построения микросхем различных широкополосных усилителей. 4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей Рассмотренные в главе 3 принципы построения составных транзисторов могут быть эффективны при построениии широкополосных каскодных усилителей. Функциональная схема каскодных видеоусилителей (КУ) данного класса, имеющих повышенную площадь усиления, приведена на рисунке 4.41а. Она включает входной (ВК) и согласующий (СК) каскады, а также выходной транзистор VT2, имеющий сравнительно большую емкость коллекторного перехода СК2. В общем случае входной каскад, пример построения которого приведен на рисунке 4.41б, содержит входной транзистор VT1 с емкостью коллекторного перехода СК1 и повторитель напряжения ПН1, обеспечивающий передачу входного сигнала в цепь коллектора VT1 для нейтрализации влияния СК1 [20]. Подсхема ВК выполняет три функции – обеспечивает с крутизной S1 преобразование входного напряжения uвх в выходной ток ВК iΣ

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

164

и, как следствие, в ток iк 2 ≈ iэ 2 , передает с коэффициентом K u1 входное напряжение uвх цепь базы VT2 (в некоторых частных вариантах построения схем), передает приращение тока базы VT2 iб 2 от низкоомного входа 2 к узлу 3 с коэффициентом передачи по току K i 2 ≈ 1 . Согласующий каскад СК имеет сравнительно большое выходное сопротивление Rэ3 и коэффициент передачи по току K i 4 ≈ 1 . Следует отметить, что существует большое число вариантов согласования по постоянному току ВК и VT2 [8]. Так, для входного каскада, представленного на рисунке 4.41б, база VT2 может соединяться с узлами 2, 2*, 2** и 3 при условии, что повторитель напряжения ПН1 имеет близкий к единице коэффициент передачи тока iΣ к узлу 3 ( K i 3 ≈ 1 ). +

RK ВК Кu1

Вх

uвх

1

Вых

CK2

Кi2

-S1

iК2 VT2

2 iб2

3

5

4 Кi4

iЭ2

CK

RЭ

iΣ = iб 2 K i 2 − uвх S1 _

iΣ RЭ2

iΣ

ПН1 +КП

uк ≈ uвх Вх

а) 3 2** 2* 2

СК1 VT1

uвх RЭ1 _

uэ б)

Рис. 4.41. Функциональные схемы каскодного усилителя с повышенной площадью усиления (а) и его входного каскада (б)

4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей

165

Физическая сущность рассматриваемого способа повышения верхней граничной частоты каскодных усилителей состоит в минимизации влияния СК1и СК2 на f в . Это достигается путем введения следящей связи по напряжению во входном каскаде [20], которая создается повторителем ПН1, и следящей связью по току емкости коллекторного перехода iб 2 [6, 8, 21], которая обеспечивается подсхемами ВК и СК. При этом передача тока iб 2 на выход каскада должна (в идеальном случае) быть близка к единице в широком диапазоне частот. В результате, при малой инерционности подсхем ВК, СК, ПН1 площадь усиления КУ повышается в несколько раз [8]. В диапазоне средних частот коэффициент передачи по напряжению каскодного усилителя (рис. 4.41) определяется соотношением: Кo =

u вых 1 1 1 ≈ Rк ( + + ). u вх Rэ1 Rэ 2 Rэ3

(4.51)

Более точное выражение для К0 может быть получено с учетом неидеальности ПН1, СК, ВК, VT2. Из формулы (4.20) следует, что в каскодных усилителях рассматриваемого класса существует несколько способов формирования заданных усилительных свойств в диапазоне средних частот – путем соответствующего выбора сопротивлений Rк , Rэ1 , Rэ 2 , Rэ3 . Полагая, что S&1 , K& u1 , K& i 2 , K& i 4 , α& 2 частотно зависимы и аппроксимируются функциями однополюсника, имеющими соответствующие постоянные времени τ s1 , τu1 , τi 2 , τi 4 , τ α 2 , можно определить K& u в широком диапазоне частот (при нулевом внутреннем сопротивлении Rc источника сигнала u вх ): U& K& u = вых U& вх

= Rc =0

Ko , (4.52) (1 + jωτ к 2 )(1 + jωτ α 2 )(1 + jωτ sΣ )(1 + jωτ i 4 )

τ s1 , Rэ3 >> Rэ1 ≈ Rэ 2 >> h11б .1 где τ sΣ ≈  ; h11б .m - h-параметр m–го транзиб τu1 , Rэ1 ≈ Rэ 2 >> Rэ3 >> h11.2 стора в схеме с общей базой; τ к 2 - эквивалентная постоянная времени

цепи нагрузки Rк .

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

166

Если предположить, что VT2 имеет высокие значения граничной частоты ωα 2 в схеме с общей базой (ωα 2 = 1 τ α 2 ) , а τ s1 и τ i 4 соизмеримы с τ α 2 , то τ к 2 ≈ τ*к 2 (1 − Т i ) ,

(4.53)

где τ*к 2 = Rк С к 2 ; Ti = α 2 K i 4 K i 2 - усиление по току от низкоомного узла 2 подсхемы ВК до выхода КУ (Вых.). С учетом сопротивления источника сигнала ( Rc ≠ 0 ): U& К& u* == вых U& вх

≈ Rc ≠ 0

Ко , (1 + jωτ вх )(1 + jωτ в.Σ )

(4.54)

где τ вх = τ*вх (1 − Т u ) ; τ*вх = Rс C к1 ; Tu = u к u вх ≈ К э ⋅ К п - коэффициент передачи по напряжению от входа КУ (рис. 4.41) до коллектора транзистора VТ1 его входного каскада; К э ≈ К п ≈ 1 - коэффициенты усиления по напряжению эмиттерного повторителя на VТ1 и повторителя цепи следящей связи по напряжению ПН1; τвΣ - эквивалентная постоянная времени высоких частот подсхем ВК, СК и VТ2; τ в2Σ ≈ τ*к22 (1 − Ti ) 2 + τ α2 2 + τ 2sΣ + τi24 . (4.55) Для оценки площади усиления Q = K о ωв формулу (4.54) можно представить в виде: К u* ≈

Ко , 1 + jωτ в

(4.56)

2 где τ в2 = τ в2.Σ + τвх = ωв−2 = (2πf в ) −2 . При этом верхняя граничная частота f в усилителя рассматриваемого класса удовлетворяет неравенствам: f в ≤ f в .1 , f в ≤ f в .2 , (4.57)

где f в.1 =

1 2π

С к22 Rк2 (1 − Ti ) 2

+

C к21 Rc2 (1 − Tu ) 2

; f в.2 =

1 2π

τ α2 2

+

τ 2sΣ

+

τi24

.

Тогда площадь усиления КУ (рис. 16.1а) составит: Q* ≈

K0 τ*к22 (1 − Ti ) 2 + τ*к21 (1 − Tu ) 2 + τ α2 2 + τ 2sΣ + τ i24

.

(4.58)

Если для некоторого частного случая предположить, что транзисторы VT1, VT2 идентичны ( C к1 = Cк 2 ), а Rк ≈ Rc , то предельный выигрыш по площади усиления (n), который дает построение усили-

4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей

телей τα2

по

функциональной схеме (рис. 4.41а) (при ≈ τ sΣ ≈ τ i 4 << τ*вх ≈ τ*к 2 ), не может превышать значений n < nmax

2 Q* ≈ ≈ >> 1 , 2 2 Q (1 − Ti ) + (1 − Tu )

167

условии

(4.59)

где Q – площадь усиления при отсутствии цепей компенсации). При полной компенсации влияния Cк1 и C к 2 на f в , то есть когда в существенном диапазоне частот обеспечивается Ti = Tu = 1 , коэффициент n не превышает величины: 2

n ≤ nр =

τ*к 2 + τ*вх

2

τ α2 2 + τ 2sΣ + τ i24

< nmax .

(4.60)

Таким образом, данный способ улучшения частотных свойств каскодных усилителей, основанный на введении двух цепей следящей связи – по напряжению и по току [6, 8, 21], эффективен прежде всего в том случае, когда выходной и входной транзисторы КУ имеют повышенные значения емкости коллектор – база ( Cкi ), а также при высокоомной нагрузке Rк и большом внутреннем сопротивлении источника сигнала Rc . Рассмотрим частные примеры построения функциональных узлов КУ (рис. 4.41а.) В каскодном дифференциальном усилителе (ДУ) (рис. 4.42) повторитель напряжения ПН1 реализован на транзисторе VT2 и стабилитроне VD1. Коэффициент передачи по напряжению в диапазоне средних частот Кo определяется отношением сопротивлений резисторов R3 и R4. Резистор R4 должен удовлетворять условию R4 >> h11б .2 . В ином случае емкость коллектор-база VT2 будет нейтрализована не полностью. Особенность усилителя (рис. 4.43) состоит в том, что он реализован на однотипных транзисторах VT1-VT4. В принципе данный каскад является дифференциальным. Однако его свойства по входу 2 существенно отличаются от свойств по входу 1. Отношение сопротивлений резисторов R1 и R2 определяет усиление по напряжению КО в диапазоне средних частот.

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

168

В дифференциальном усилителе (рис. 4.44) эффективность цепи следящей связи по току СК2 существенно зависит от сопротивления резистора R2, который должен быть относительно высокоомным. Цепь следящей связи по напряжению входного транзистора VT1 реализована здесь на транзисторах VT2-VT4. +

R3

2IO VD1

IO

Вых.

CK1 VT1

IO

VT3 CK2

Вх.2

R4

VT2

Вх.1 IO

R1 IO

R2

2IO

IO

_

Рис. 4.42. Каскодный ДУ с несимметричным выходом

2IO1

R1 R2

Вх2

+

Вых

СК1 VT1

VT3

Вх1 IO1 VT4

СК2 VT2 IO1

IO1 2IO1 _

Рис. 4.43. Широкополосный ДУ на однотипных транзисторах

4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей

169

+

R1

IO2 Вых

CК2

VT2

VT3

CК1

Вх.1

VT5 Вх.2

VT4

VT1 IO1

R2

IO3

_

Рис. 4.44. Каскодный ДУ на однотипных транзисторах В несимметричном дифференциальном усилителе (рис. 4.45) усиление по напряжению определяется следующей формулой: К o = R1 ( R2−1 + R3−1 ) . (4.61)

R1

+

IO2 Вых

VT2 CК1

Вх.1

CК2

VT3

R2

R3

VT1

Вх.2

VT4 IO1

_

Рис. 4.45. Несимметричный дифференциальный усилитель

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

170

В схеме (рис. 4.46) минимизация влияния СК1 на верхнюю граничную частоту усилителя обеспечивается транзистором VT3, который имеет собственную емкость СК3. В свою очередь, влияние СК3 на f в уменьшается цепью следящей связи [20] на транзисторе VT2. Эффективность компенсации СК2 существенно зависит от сопротивления резистора R2, а также от численных значений коэффициентов усиления по току эмиттера VT1-VT3 и их частотных свойств.

IO2

R1

2IO R2

CK1

Вх.2

+

Вых

VT1 IO

Вх.1

IO

VT3

CK2 VT2

CK3

IO1

IO3

2IO

_

Рис. 4.46. Дифференциальный усилитель с несимметричным входом В основу построения дифференциального каскада (рис. 4.47) положены свойства каскодного усилителя (рис. 4.46). R1 Вых.

I1

+ I4

R2 VT5

VT1

Вх.2 VT2

VT3

R3

VT4

Вх.1

I2

I3

I5

_

Рис. 4.47. Широкополосный дифференциальный усилитель

4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей

R1

R2

+

Вых.2

Вых.1 CЗС2

VT2

171

CЗС3

VT3

R3 CК1

CК2

VT1 R4

Вх.1 IO1

VT4 Вх.2 IO2

_

Рис. 4.48. Каскодный усилитель на полевых транзисторах Рассматриваемый метод повышения верхней граничной частоты широкополосных усилителей дают также весьма простые схемотехнические решения и в каскадах на полевых транзисторах (рис. 4.48). В рассмотренных ранее усилителях с функциональной схемой (рис. 4.41а) следящая связь по току емкости Cк 2 выходного транзистора VТ2 вводится последовательно - цепь эмиттера VТ2. В ряде случаев [8] компенсацию влияния емкости коллекторного перехода C к 2 на f в целесообразно обеспечивать без использования для этой

цели выходного транзистора VТ2 путем введения параллельного VT2 канала передачи iб 2 – транзистора VТ2* (рис. 4.49). Это позволяет разделить каналы усиления сигнала uвх и компенсации C к 2 , ослабить их взаимное влияние. В схеме (рис. 4.49) должны выполняться условия К u1 ≈ 1, К iΣ ≈ 1 . Примеры практических схем усилителей с данным вариантом компенсации C к 2 показаны на рисунках 4.49, 4.50.

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

172

+ RK R*э2

C*к2

VT2*

Вых

Cк2

VT2 Rэ3

ВК-СК

5* 2

K iΣ

1 K u1

Вх

5

S1Σ

uвх

_

Рис. 4.49. Функциональная схема усилителя с разделением каналов усиления сигнала и канала компенсации C к 2 + R2 Вых.

I1 CK2 VT3 Вх.1

CK1

VT2

VT4 VT1

R3

C*K2 VT2*

R1 VT5

I2

I3

I4 _

Рис. 4.50. Широкополосный усилитель с параллельным каналом компенсации Cк 2

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

173 +

I1

R2 CK2

Вых. VT2

VD1

CK2*

R3 VT2*

Вх. VT1 R1

CK1 I2 _

Рис. 4.51. Широкополосный усилитель на р-n-p и n-p-n транзисторах Все усилители данного класса содержат источники стабильного тока I o ÷ I m , которые могут быть реализованы как на транзисторах, так и на основе резисторов. Предпочтение следует отдавать таким схемотехническим решениям, которые обеспечивают для выбранной технологии изготовления микросхемы наименьшую выходную емкость источников тока. В ином случае рассмотренный способ повышения верхней граничной частоты не дает существенного выигрыша. 4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта Усилители с непосредственной связью каскадов, выполненные с использованием ячеек Джильберта (ЯД), относятся к числу наиболее широкополосных и в схемах без обратной связи характеризуются малым временем установления переходного процесса после перегрузки. На рисунке 4.52 приведена обобщенная функциональная схема ОУ с ЯД, в которой реализуются несколько иные принципы построения, чем в традиционных ОУ.

Рис. 4.52. Функциональная схема ОУ с промежуточным каскадом на ячейках Джильберта

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

174

Основой ОУ данного класса является N-каскадов усиления тока (ячеек Джильберта), которые с минимальными частотными искажениями в KЯД-раз усиливают выходной ток входного преобразователя «напряжение-ток» (ПНТ). Выходной конвертор «ток-напряжение» (ПТН) осуществляет обратное преобразование токовой координаторы ЯД iвых.1 ( iвых.2 ) в напряжение uвых . Заданные значения коэффициента усиления по напряжению в таком ОУ устанавливаются, как правило, за счет коэффициента усиления по току ячеек Джильберта. В ОУ со структурой рисунка 4.52 могут найти применение ячейки Джильберта первого (рис. 4.53) и второго (рис. 4.54) типов, а также их предлагаемые ниже модификации. ПНТ + I1

Вых.i1

Вх.1

Вых.i2

Вх.2 VT1

Iвых.2

Iвых.1

VT2

Iк1 Вх.я1

Iк2

VT3

VT4

Вх.я2 VD1

VD2 I2 -Ec1

-

а)

б) Рис. 4.53. Ячейки Джильберта (VD1, VD2, VT3, VT4) первого типа

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

Вых.i1

175

Вых.i2

Iвых.1

Iвых.2 +Ec1

VT3

VT4 VT5

VT6

Вх.я1

Вх.я2

Iк.1

Iк.2

I2 Вх.1

-

VT1

VT2

Вх.2

R1 uвх

I*1

I1

-

Рис. 4.54. Ячейка Джильберта второго типа (VT3-VT6, I2) Все они отличаются построением преобразователей выходного тока дифференциального каскада (ПНТ) (Iк1) (Iк2) в выходной ток ЯД I вых.1 , I вых.2 . Как показано в при идентичных p-n-переходах выходной ток одной ячейки Джильберта I вых.1 , I вых.2 пропорционален ее входному току Iк1 (Iк2): I вых.1 = K ЯД I к1 , (4.62) где КЯД – коэффициент усиления по току одной ЯД. Причем последний параметр зависит от статического режима схемы: K ЯД =

I2 . I1

(4.63)

Из уравнения (4.62) следует, что при I 2 > I1 ограничение выходного тока ЯД (рис. 4.53-4.54) произойдет при ограничении тока I к1 . Таким образом, напряжение ограничения Uгр.ЯД двухкаскадной структуры «преобразователь напряжение – ток» - «ячейка Джильбер-

176

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

та» определяется напряжением ограничения входного преобразователя «напряжение-ток»: U гр. ЯД = U гр . В структуре ОУ на основе ячейки Джильберта крутизна преобразования подсхемы ПНТ ( S ПНТ ) увеличивается в КЯД-раз S Σ = S ПНТ K ЯД =

∆I вых.1 . ∆U вх

(4.64)

На рисунке 4.55 приведены результаты компьютерного моделирования схемы рисунка 4.54 при различных соотношениях токов опорных источников I2 и I1 = I1* .

S ≈ 4 мА / В

S ≈ 0,5 мА / В

Рис. 4.55. Проходные характеристики ячейки Джильберта (рис. 4.54) при I1=I2=1 мА, R1=1 КОм Они показывают, что пропорционально величине суммарной крутизны в усилителях на основе ЯД (рис. 4.54-4.55) растет статический ток I Σ , потребляемый схемой от источника питания: I Σ = 2 I1 + I 2 = I1 (2 + K ЯД ) . (4.65)

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

177

При построении ОУ на основе ячеек Джильберта должны быть решены следующие основные задачи: - выбор входного преобразователя «напряжение-ток», обеспечивающего заданную крутизну (SПНТ), диапазон активной работы (UГР), диапазон изменения входного синфазного сигнала, э.д.с. смещения нуля и т.п.; - выбор выходного преобразователя «ток-напряжение», обеспечивающего заданный диапазон изменения выходного напряжения при известном напряжении питания, выходное сопротивление, энергетические параметры и т.п.; - согласование статических потенциалов входного и выходного преобразователей ПНТ и ПТН с входными и выходными потенциалами одной или нескольких ячеек Джильберта; - коррекция амплитудно-частотной характеристики ОУ для обеспечения заданных запасов устойчивости и формирования f1. В схемах ОУ с низковольтным питанием большой практический интерес представляет функциональная интеграция ячеек Джильберта и элементов «перегнутого каскода» (рис. 4.56).

а) Рис. 4.57. Варианты функциональной интеграции ячейки Джильберта и «перегнутого» каскода (начало, окончание на стр. 179)

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

178

+ I3

VT3

I3

VT4 I2 VT7

VT8 +Ес1

VT5

VT6

VT2

Вх.1

Вх.2 Вых.*i1

VT1

ПНТ

Вых.*i2

I1

б)

в) Рис. 4.57. Варианты функциональной интеграции ячейки Джильберта и «перегнутого» каскода (продолжение, окончание на стр. 179)

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

179

г) ПТ1

ПТ2

+

VT7 VT8

Вх.i1

Вх.i2

VT3 VT5

VT4

VT1

VT2

VT6 +Ec1

I1 Вых.i1

Вых.i2 -

д) Рис. 4.57. Варианты функциональной интеграции ячейки Джильберта и «перегнутого» каскода (окончание, начало на стр.177)

180

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

Это позволяет обеспечить построение ОУ с максимальным выходным напряжением Uвых.max, отличающимся от напряжения питания на 2U эб. р = 1,4 В . Число (N) ячеек Джильберта в ОУ зависит от требуемого усиления по напряжению, крутизны SПНТ, ограничений по потребляемому току, и полосы пропускания ЯД, которая достаточно сложным образом зависит от N [18]. В схеме ОУ рисунка 4.57 функции выходного преобразователя «ток-напряжение» выполняются повторителем тока ПТ1 и выходными транзисторами VT10, VT9. Данный усилитель имеет три ячейки Джильберта первого типа. Транзисторы VT9 обеспечивают симметрирование статического режима VT7-VT8, что повышает точность преобразования сигнала.

Рис. 4.57. Операционный усилитель на трех ячейках Джильберта первого типа Особенность схемы (рис. 4.58) состоит в том, что здесь входной ПНТ (VT1, VT2, VT3, VT4) и выходной ПТН (VT9, I7, I9) реализованы на основе «перегнутых» каскодов.

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

181

Рис. 4.58. Операционный усилитель на основе двух ячеек Джильберта первого типа и «перегнутых» каскодов На рисунке 4.59 показана схема ОУ, в которой для повышения крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток применена ячейка Джильберта второго типа (VT5-VT6, I4), функционально интегрированная с «перегнутым» каскодом (VT3, VT4). + I3

I4

I5

Вх.я1 VT5

Вх.я2

VT6

VT3

Вх.1

VT4

+Ec1

Вх.2

Вых. VT1

I1

R1

VT2

I2

1

ПТ1

2

-Кi12.1 -

Рис. 4.60. ОУ на основе перегнутого каскада и ячейки Джильберта (VT3-VT6)

182

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

Для увеличения общего усиления по напряжению в схеме ОУ (рис. 4.59) введен еще один каскад Джильберта (VT3, VT4, VT7, VT8, I2).

Рис. 4.60. ОУ с двухкаскадным усилителем Джильберта на n-p-n и p-n-p транзисторах В схеме ОУ (рис. 4.61) промежуточный каскад выполнен на трех последовательно включенных ячейках Джильберта второго типа, а в выходном преобразователе «ток-напряжение» применена схема ЯД первого типа. Входной преобразователь ПНТ реализован здесь на основе типового ДУ (VT1-VT2) и повторителях тока (VT3, VT4).

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

183

ПТ1 + VD1

VD2

VT3 VT4 +

Вх.Я1

I2 VT11

Вх.Я2

VT12 БУ

Вх.1 VT1

Вх.2 VT2

+Ес1 +

VT5

VT6

Вых. +

Ск

I1 VT13

VT14

+Ес2 +

VT7

VT8 I4

VT15

VT16

VT9

VT10

-Ес3 VT19

VD3

VD4 VD5

VT17

VT20

VT18 I5 -

Рис. 4.61. ОУ на основе ячеек Джильберта первого и второго типов

184

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

Схема (рис. 4.62) иллюстрирует принципы соединения Nкаскадов Джильберта, функционально интегрированных с N«перегнутыми» каскодами.

Рис. 4.62. Операционный усилитель на «перегнутых» каскодах и трех ячейках Джильберта Сравнение схем (рис. 4.54-4.62) показывает, что ОУ рассматриваемого класса являются многоканальными структурами. Так при исключении из ячеек Джильберта схемы (рис. 4.62) дифференциальных каскадов (VT9, VT10; VT11, VT12; VT13, VT14) граф передачи токовых сигналов (рис. 4.64) будет образован ветвями, произведение весов которых близко к единице ( α 3α 6 α э ≈ 1).

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

1.1

α3

2.1

α6

3.1

α7

185

4.1 Z(+)ПНТ

S(+)ПНТ Вх.

Вых.

S(-)ПНТ

Z(-)ПНТ 1.2

α4

2.2

α5

3.2

α8

4.2

а)

α3

α4

α6

α5

α7

α8

б) Рис. 4.63. Граф передачи сигналов в ОУ рис. 4.63 без ячеек Джильберта (а) и с ячейками Джильберта (б) При введении дифференциальных каскадов в ячейки Джильберта структура ОУ становится более многоканальной, усиление по току после каждого каскада возрастает, резко увеличивается число «путей» прохождения сигнала со входа на выход (рис. 4.63б). В ряде случаев это может привести к увеличению времени установления переходного процесса для малых зон динамической ошибки [6]. При построении входного преобразователя «напряжение-ток» ОУ по двухтактной структуре возможны реализации двухтактных промежуточных каскадов с ячейками Джильберта на p-n-p и n-p-n транзисторах (рис. 4.64).

186

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

Рис. 4.64. Операционный усилитель с двухтактным ВК и ПК на ячейках Джильберта 4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов ДУ с последовательной компенсацией Повышение верхней граничной частоты ( f в ) операционных усилителей (ОУ) с непосредственной связью [6] является одной из центральных проблем в современной аналоговой микросхемотехнике. В значительной степени f в ОУ определяется его входным дифференциальным каскадом (ДК), транзисторы которого в большинстве случаев работают в микрорежиме. Рассмотренные в главе 2 принципы построения составных транзисторов могут быть эффективны и для решения задачи повышения f в . Функциональная схема широкополосных ДК данного класса приведена на рисунке 4.65.

4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов

187

Она включает составные компенсированные транзисторы СКТ1–СКТ2 [19], имеющие цепь следящей связи по току емкости коллектор-база СКi выходного транзистора [8, 19] и, как следствие, характеризующиеся малой выходной емкостью СКiэф. << CКi. Особенность СКТ1-СКТ2 состоит в том, что они имеют совмещенные и взаимовлияющие канал последовательной компенсации СКi и канал усиления входного сигнала [8]. В зависимости от типа активных элементов (p-n-p или n-p-n) ДК (рис. 4.65) имеет выходы, согласованные с шиной положительного или отрицательного питания. Двухполюсники RКi могут быть реализованы в виде резисторов или различных источников тока (активных нагрузок). Эмиттеры СКТ1 и СКТ2 (Э1, Э2) при условии, если они имеют одинаковые потенциалы на постоянном токе, необходимо соединять друг с другом через резистор RЭ, который определяет, с одной стороны, усилительные свойства ДК в диапазоне низких частот, а с другой, существенно влияет на эффективность компенсации СКi. В качестве СТК1-СТК2 рекомендуется использовать активные трехполюсники, схемы которых приведены в главе 2, а также на рисунках 4.67-4.71, или их дуальные аналоги на транзисторах противоположного типа проводимости. +E RK1

RK2

Вых.1

CTK1 iК1 Вх.1

CK1

CTK2

VT1*

VT2* iК2

RЭ

iК1 iК1

Э1

Э2

Вх.2

iК2 CK2 iК2

Вых.1* RK1*

Вых.2

Вых.2* RK2*

-E

Рис. 4.65. Функциональная схема широкополосных дифференциальных каскадов

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

188

+E I1

RK

VT1

+E

Вых

RK Вых

Э VT2

VT3

Вх

Э*

Вх

Э**

VT1 Э

I2

I3

-E

I1 -E

а) б) Рис. 4.66. Варианты построения составных компенсированных транзисторов СТК1 – СТК2 +E RK

I1

Вых

+E

Э Вх

VT1

VD2

Э*

RK Вых

VD2

VT2

Э**

Вх RЭ

I2

I3

Э*

Э

-E

а) б) Рис. 4.67. Подсхемы СТК1 – СТК2 с компенсацией (а) и без компенсации СК (б) Возможный набор совместимых подсхем СТК1-СТК2 определяется согласованием (с высокой точностью) статических потенциалов на эмиттерах Э1-Э2 (UЭ1=UЭ2) в широком диапазоне температур, а

4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов

189

также требованием “привязки” выходов ДК к той или иной шине питания (Вых.1, Вых*.1, Вых.2, Вых*.2). Невыполнение первого требования приведет к ухудшению статических параметров ДК, температурного дрейфа ЭДС, смещению нуля и входных токов. +E I1

RK

+E

I2

Вых

VT3

VT1 Вх

Э

Э VT2

VD1

VT1 Вх

Э*

Э* Э**

Э** I2

VT2

I3

Вых*

-E

I1

RK*

-E

а) б) Рис. 4.68. Варианты построения входных подсхем ДК на р-n-р транзисторах +E I1

RK

+E RK Вых

Вых

VT2 VT2

Э*** Вх

VT1

VT3

Э

Э** VT4

VT1

Э*

Э* Вх

Э

I1

I2

I3

-E

-E

а) б) Рис. 4.69. Построение подсхем компенсированных СТК1 – СТК2 на транзисторах р-n-р и n-р-n типа

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

190

RK

I1

+E +E

Вых Вх.1

VT1

Э** VT2

RЭ

VT3

RK

Вых

VT3

Э* Вх.2

Вх

VT1

Э*

VT2

VT4

Э

Э I1

I2

-E

-E

а) б) Рис. 4.70. Подсхемы СКТ1-СКТ2. Варианты построения Следует заметить, что ради повышения f в , ДК (рис. 4.65) могут не иметь того уровня симметрии плеч, которая характерна для классического ДК [6]. Использовать в качестве СТК1-СТК2 можно не только разнотипные составные структуры (рис. 4.66-4.70), но и активные многополюсники без компенсации емкости СКi (рис. 4.67б, 4.68б), а также структуры на полевых транзисторах (рис. 4.66б). В общем случае эффективность компенсации (Д) емкости СКi выходного транзистора VТ*1 в структуре СТК (рис. 4.65) определяется формулой: Д=

где ni =

CК 1 + ni −1 = (1 − K i ) , CКэф 2 + ni

(4.66)

RЭ R ≈ бЭ ; К i ≈ 1 – коэффициент передачи тока емкости СКi по б h11.1 h11.2

цепи «база VТ*1» – «эмиттер VT*1» – «коллектор VT*1» для случая, когда Rэ = ∞ ; h11б – входное сопротивление четырехполюсника СКТ1 (СКТ2) в схеме с общей базой.

4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов

191

Предельные значения Д определяются формулами: lim Д

ni → ∞ К i ≈1

=

1 ; lim Д 1 − Кi

ni → 0 К i ≈1

= 2.

Графики зависимости Д = f (К i , ni ) для различных значений Кi, ni приведены на рисунке 4.71. Анализируя графики (рис. 4.71), можно сделать следующие выводы: 1. Эффективность компенсации СКi при ni ≈ 1 незначительна. 2. Численные значения Кi существенно влияют на предельно возможные величины Д, особенно при ni > 10 . 3. Уменьшение выходной емкости ДК (рис. 4.65) в 8-10 раз возможно уже при ni ≥ 10 и K i ≥ 0,96 . Коэффициент усиления по напряжению ДК (рис. 4.65) с увеличением ni деградирует: Ку =

где K 0 ≈

К0 , 1 + 0 ,5ni

(4.67)

Rк1 - коэффициент усиления при Rэ=0. h11б .1 + h11б .2

Так, если ni ≈ 10 , то К у уменьшается в 6 раз, однако это соответствует значению Д >12. C К / C К эф

Кi =1

18 16 14 12 10 8 6 4 2 0

К i = 0,99

К i = 0,95

К i = 0,9

К i = 0,8 ni 0,1

1

10

100

Рис. 4.71. Эффективность компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора ДК при разных значениях коэффициентов Кi и ni

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

192

Диапазон активной работы ДК (рис. 4.65), определяющий свойства ОУ в нелинейных режимах [6], с увеличением ni улучшается: * U гр = I 0 ⋅ Rэ + U гр , (4.68) где I0 - статический ток эмиттерной цепи СКТ1 (СКТ2); Uгр - диапазон активной работы СКТ при Rэ=0. Рассмотренный способ построения ДК эффективен прежде всего в тех случаях, когда емкость СКi, которую невозможно уменьшить технологическими решениями, определяет f в . При этом существенное влияние на эффективность компенсации СКi будет оказывать частотная зависимость коэффициента усиления по току Кi [8]. Рассмотренные выше свойства ДК (рис. 4.65) позволяют осуществить параметрический синтез конкретных схем широкополосных ОУ. ДУ с параллельной компенсацией Рассмотрим задачу поиска схемотехнических решений ДК, у которых в сравнении со схемой (рис. 4.72) каналы компенсации Ск и усиления входного сигнала независимы, или в незначительной степени влияют друг на друга. Это позволит исключить высокоомный резистор Rэ из эммитерной цепи ДК и реализовывать схемы ДК по классической структуре [2, 3]. Ниже приводятся варианты построения составных компенсированных транзисторов (СКТ) для такого класса ДК (рис. 4.72-4.85). Их основная особенность – параллельная компенсация емкости Ск. + RК1

RК2

Вых.1

К

Вых.2

К

Вх.1

Вх.2 СКТ1

СКТ2

Б

Б Э

Э I0

-

Рис. 4.72. Структурная схема ДК с параллельной компенсацией коллектор–база выходного транзистора

4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов

193 +

I1

+ I1

RK

RК

Э*

VT2

Э**

Э

Б VT1

К

VT3

Вых

VD1

Б VT1 Вх

Вых

VT4

Вх

VT3

VD2 VT2

Э

Э* I2

I3

I0

I2

I3

I0 -

-

Рис. 4.73

Рис. 4.74 +

+ RK

I1

Вых

Вых К

Э**

I1

RK

Э*

VT1

VT3

VD1

VT2 VT3

Э**

Э*

Вх

VD2

VT2

VT1 Вх

Э

Э

I2

I0

I0

I2 -

-

Рис. 4.75

Рис. 4.76 + I3

+

Вх.1

СК1

VT2

I2 Э VT2 Э** I1

RK

VT5 VD1

VT3 Вых*

СК3 VT4

Э

СК4

I3

I1

I2

-

Рис. 4.77

Вх.2

VT3

VT1

*

VT1

СК2

Вых. R1 -

Рис. 4.78

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

194

+ R1

I1

CK4

+ I1

R1 Вх.1

Вых. CK4 Вх.2

VT3

VT4

CK3

VT4 VT2

Вых

VT4

VD1 VD2

CK3

VT3

CK1

R2

R2

CK1

Вх.1

VT1

Вх.2

VT2

VT1

I2

I3

I2

I4 _

-

Рис. 4.79

Рис. 4.80 +

I3

Вх.1

СК1

+ I1

СК1

СК2 VT2

Вх.2

VT3

VT1

СК3

Вх.1

VT1

VT3 VT4

VT4 VT2

СК3

Вх.2

Вых. СК4

Вых. I1

R1

I2

I2

I3

R1 -

-

Рис. 4.81

Рис. 4.82

+ I1

R1

СК2

Вых. СК3 VT2

Вх.1

Вх.2

VT1 VT3 СК1

I2

VT4

I3 -

Рис. 4.83

4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой

195 +

I2

СК1 Вх.1

СК3

VT1

Вх.2

VT4

VT3

VT5

VT2 Вых. СК2

I1

R1

I3

I4 -

Рис. 4.84 + I1

R1 Вых. CK2

CK4 Вх.2

Вх.1 VT4

CK3

VD1 VT2

VT1

VD2 VT3 I2

I3

I4 -

Рис. 4.85

4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой Одним из направлений в разработке широкополосных микроэлектронных усилителей (ШУ) являются, рассмотренные в главе 3, схемотехнические методы компенсации емкостей коллекторных переходов Ск их входных и выходных транзисторов [8, 17, 21, 22, 23]. На базе таких ШУ возможно создание перестраиваемого по ωв усилителя, у которых верхняя граничная частота ωв зависит от величины управляющего напряжения Uупр. Это объясняется влиянием в схемах данного класса [17, 22] инерционности канала компенсации емкости Ск и коэффициента передачи по каналу компенсации на ωв. По существу в качестве ВЧ-

196

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

фильтра могут использоваться любые схемы дифференциальных каскадов с компенсацией Ск [23], если на один из их входов подавать постоянное управляющее напряжение Uупр, а второй вход использовать для усиливаемого сигнала. В таких схемах в зависимости от величины и знака Uупр происходит перераспределение статических токов транзисторов основного и компенсирующего каналов, и, как следствие, меняются эквивалентные постоянные времени этих каналов и поэтому – верхняя граничная частота ωв. Возможны три базовые модификации функциональных схем управляемых усилителей рассматриваемого класса. В первом варианте меняется инерционность только основного канала усиления. Такой режим обеспечивается изменением тока эмиттера выходного транзистора (рис. 4.86-4.88). Во второй модификации управляемых усилителей статический режим основного канала остается без изменений, а управление ωв осуществляется только за счет управления статическим режимом транзисторов компенсирующего канала. В третьем варианте (рис. 4.89-4.91) происходит противофазное изменение частотных свойств основного и компенсирующего каналов. На практике число вариантов построения широкополосных усилителей с управляемой верхней граничной частотой существенно возрастает, если эти подходы применить к схемам с последовательной, параллельной и параллельно-последовательной компенсацией емкости коллекторного перехода [23]. Для усилителей с управляемым компенсирующим каналом диапазон изменения ωв определяется предельно-возможным выигрышем по верхней граничной частоте, который дает введение цепей компенсации емкости Ск выходного транзистора. Минимальное значение ωв = ωв.min для ШУ рассматриваемого класса: ωв.min ≈

1 , Ск Rн

(4.69)

где Rн – эквивалентное сопротивление нагрузки. Максимально возможная верхняя граничная частота: ωв. max ≈

ωв. min , 1 − K i. ∑

(4.70)

где K i. ∑ - коэффициент передачи тока компенсирующего канала [17, 22].

4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой

197

+ I1 R3 R2

СК1

Вх.2

Вх.1

VT1 VT2

Uупр

R1 Вых.

СК2 I2

R4 -

Рис. 4.86. Каскад с управляемым статическим режимом основного канала усиления + I1

R1 Вых

VT2 VT3

Вх.1

VT1 VT4 R2

I2

Вх.2 Uупр

I3 -

Рис. 4.87. Вариант построения каскада с управляемым статическим режимом основного канала усиления

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

198

+ I1 VD1 R1 Вх.1

VT1 СК1

СК3

R1*

VT3

Uупр

Вх.3

R3

Вх.2

VT2 Вых. СК2 R2

I2 -

Рис. 4.88. Широкополосный каскад с управляемым статическим режимом основного канала усиления + I1

CK 1 Вх.1

R6

VT1 VT 2 R1 C K2

Вх.2

U упр

VT3

R2

R3

R4 Вы х.

I2

R5 -

Рис. 4.89. Каскад с противофазным управлением эмиттерными токами транзисторов основного (VT2) и компенсирующего (VT1) каналов

4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой

199

+ I1 СК3

VT1

Вх.1

СК1

Вх.2

VT3

R3 VT2 Вых.

VT4

Uупр

R1 СК2 I2

R2

I3 -

Рис. 4.90. Вариант построения каскада с противофазным управлением эмиттерными токами транзисторов VT3 и VT1 + I2 СК1 VT3

Вх.1

VT2

VT1

R3

СК4

R2

Вх.2 Uупр

СК2

VT4 Вых. I1

R1

I3 -

Рис. 4.91. Каскад с противофазным управлением эмиттерными токами транзисторов основного и компенсирующего каналов Результаты компьютерного моделирования схемы (рис. 4.89) приведены на рисунке 4.92. При моделировании использовались Spiceмодели транзисторов КТ3102В и КТ3107В. Статические токи основ-

200

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

ного и компенсирующего каналов - 1мА и 50мкА соответственно. Управляющее напряжение изменяется от 1 до 3.5В, при этом статический ток канала компенсации принимает значение в диапазоне от 50 до 25мкА.

Рис. 4.92. Модуль коэффициента передачи усилителя при различных значения Uупр. Из графиков (рис. 4.92) следует, что полоса пропускания ШУ (рис. 4.89) изменяется приблизительно в четыре раза. При этом на 0,3Дб падает коэффициент передачи каскада в диапазоне средних частот. Это объясняется тем, что коэффициент передачи канала компенсации Ki.Σ для схемы (рис. 4.89) приближенно определяется выражением: K i.Σ ≈ α1

R3 + R 4 , rэ1 + R3 + R 4

(4.71)

где α1 – коэффициент передачи эмиттерного тока транзистора VT1; rэ1 – дифференциальное сопротивление эмиттера транзистора VT1. При снижении статического тока канала компенсации, уменьшается α1 и увеличивается rэ1, а Ki.Σ падает. Коэффициент передачи каскада на постоянном токе, при условии rэ2<
R3 + R 4 R5 ⋅ . rэ1 + R3 + R 4 R6

(4.72)

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах

201

Анализируя формулы (4.32) и (4.33) нетрудно заметить, что снижение Ki.Σ приводит к снижению Ку0. Для получения достаточно широкого диапазона перестройки ωв в схеме ШУ (рис. 4.90) необходимо, чтобы преобладающим фактором регулирования было изменение α1 и инерционности канала компенсации. То есть в усилителе целесообразно использовать транзисторы с сильной зависимостью этих параметров от статического тока эмиттера. Следует обратить внимание, что во всем диапазоне электронной перестройки ωв амплитудно-частотная характеристика не остается оптимальной по Г.В. Брауде, имеет выбросы, характерные для резонансных усилителей. 4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах Наиболее распространенные среднечастотные высоковольтные транзисторы имеют, как правило, большие значения емкости коллекторного перехода Скб, что не позволяет создавать на их основе достаточно широкополосные усилители (ШУ). Применение рассмотренных в главе 3 цепей компенсации емкости Скб, образующей с эквивалентной нагрузкой Rн.экв паразитную постоянную времени высоких частот τ н = С кб ⋅ Rн.экв , является достаточно перспективным схемотехническим приемом повышения верхней граничной частоты ω в ШУ и увеличения его площади усиления Q [8]. Теоретические основы построения ШУ данного класса рассмотрены в главе 3. В настоящем разделе приводятся результаты компьютерного моделирования частотной зависимости нормированного коэффициента усиления конкретных схем ШУ при разных параметрах их элементов и режимах по постоянному току. В схеме ШУ (рис. 4.93) канал компенсации емкости Скб.3 включает транзисторы VT4, VT2 и VT3. На передачу в нагрузку компенсирующего тока, численно равного току через емкость Скб.3, влияет резистор R1, который должен удовлетворять условию R1 >> h11б .2 . Общий коэффициент усиления тока по петле компенсации:

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

202

K i.Σ =

iк3 R1 = α4 ⋅ ⋅ α 2 ⋅ α 3 ≤ 1. б i э.4 R1 + h11 .2

(4.73)

Поэтому в соответствии с [16] эффективная постоянная времени цепи нагрузки уменьшается, что повышает ω в τ н.эф ≈ R н.экв С кб .3 (1 − K i.Σ ) .

Вх

+5В

VT1

Eвх

VT2

R1

Скб4

VT4 Есм

Скб2 VT3 Вых Скб3 R2

(4.74)

VT1-КТ3102Б VТ2-КТ3107Б VТ3-КТ814Б (КТС622А) VТ4-КТ3102Б

I1 -25В

Рис. 4.93. Широкополосный видеоусилитель На рисунке 4.94 показаны частотные зависимости относительно-

го (нормированного) коэффициента усиления М = K y (K y .0 )

−1

при на-

личии (1*, 2*) и отсутствии (1, 2) цепи компенсации Скб.3 для разных типов транзисторов (VT3, графики 1, 1* - КТ814Б; VT3, графики 2,2* - КТС622А). Рисунок 4.95б показывает влияние резистора R1 на АЧХ каскада. Физически это объясняется тем, что при уменьшении R1 уменьшается коэффициент передачи тока по каналу компенсации и, следовательно, ухудшается условие нейтрализации Скб.3.

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах

203

а)

б) Рис. 4.94. Нормированные АЧХ каскада (рис. 4.93) при наличии (1*, 2*) и отсутствии (1, 2) цепей компенсации Скб.3 Анализ АЧХ (рис. 4.94) показывает, что: — «выброс» на АЧХ может регулироваться резистором R1; — выигрыш по верхней граничной частоте ω в , который реализуется в схеме (рис. 4.93) (в сравнении со схемой без компенсации), лежит в пределах 2…10.

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

204

В схеме (рис. 4.95) приняты дополнительные меры по исключению одновременного влияния R1 на эффективность компенсации Скб и коэффициент усиления по напряжению. Эта задача решается здесь за счет сложного составного транзистора VT2-VT3-VT4. Нормированные АЧХ ШУ (рис. 4.95) при разных режимах по току цепи компенсации и разных типах выходных транзисторов VT3 (КТ814Б, КТС622А) приведены на рисунке 4.96. Вх Eвх

+5В

VT1 R1

VT2

Скб2

Скб4

VT4 Вых

VT3

Есм Скб3

R2

VT1-КТ3102Б VT2-КТ3107Б VT3-КТ814Б (КТС622А) VT4-КТ3102Б

I1 -25В

Рис. 4.95. Широкополосный усилитель с повышенной крутизной y 21 = R1−1 = i н Е вх

а) VT3-КТ814Б б) VT3-КТС622А Рис. 4.96. Нормированные АЧХ усилителя (рис. 4.95) для разных выходных транзисторов

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах

205

Основная особенность схемы (рис. 4.97) состоит в том, что в ней обеспечивается компенсация не только емкости выходного транзистора Скб.2, но и емкости Скб.3 транзистора выходного эмиттерного повторителя (VT3). Вместе с этим в данной схеме, так же как и в схемах (рис. 4.95) емкость нагрузки определяет постоянную времени высоких частот. Следовательно, схемы (рис. 4.93, 4.95, 4.97) эффективны только при малых емкостях нагрузки, что можно обеспечить за счет введения следящих связей по напряжению в последующих каскадах [17]. Об этом свидетельствуют номограммы (рис. 4.98). Изменяя ток I1 или резистор R1 можно в 5-10 раз изменять верхнюю граничную частоту усилителя. По существу схемы ШУ (рис. 4.93, 4.95, 4.97) могут выполнять функции перестраиваемого ВЧ-фильтра.

+3В Скб1 Вх

R1

VT1 Eвх

VT1-КТ3192Б VT2-КТ3107Б VT3-КТ815Б (КТ630Б)

VT2 Скб3 VT3 Вых

Скб2 R2

I2

Cн

-25В

Рис. 4.97. Широкополосный усилитель с цепями компенсации емкости Скб2, Скб1, Скб3

206

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

а б Рис. 4.98. Нормированная АЧХ усилителя (рис. 4.97) при разных емкостях нагрузки и выходных транзисторах (рис. 4.97а - КТ815Б), (рис. 4.98б - КТ630Б) Результаты компьютерного моделирования широкополосных усилителей на высоковольтных транзисторах с цепями компенсации емкости коллекторных переходов показывают, что при рациональном построении канала компенсации в них возможно получить расширение площади усиления и увеличение верхней граничной частоты в несколько раз (3…6…8). Компьютерное моделирование АЧХ ШУ на составных p-n-p и n-p-n транзисторах с цепями компенсации емкости коллектор-база Составной p-n-p- и n-p-n транзистор (СТ, рис. 4.99а), являющийся основой построения достаточно широкого класса транзисторных усилителей с непосредственной связью каскадов (УНС), имеет ограниченные возможности по площади усиления Qs, верхней граничной частоте ωв=2πfв, предельным значениям входного Rвх и выходного Rвых сопротивлений.

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах

I1

Rн

VT1

Вх.1

Uвх

+

Вых

Ск1 Rc

207

VT2

С

к2 I2

Rэ Вх.2 -

а) M 1

fв = 298kHz (Ik2=1mA)

0.7 0.5

fв =247kHz (Ik2=8mA)

0

f, kHz 10

30

100

300

1000

3000

б Рис. 4.99. Базовая схема широкополосного усилителя на СТ (а) и его нормированная АЧХ коэффициента усиления по напряжению при Rc=0 (б) (Еп=24В, Ik1=1.5mA, Rн=12kОм, Rэ=1kОм, VT1-KT815b, VT2-KT363b) Основная причина инерционности усилителя рисунка 4.99а – наличие постоянных времени высоких частот (τн, τс), которые образуются емкостями коллектор-база Ск выходного VT1 и входного VT2 транзисторов, а также сопротивлениями нагрузки Rн и источника сигнала Rc: ω в−1 < C к1 Rн = τ н , ω в−1 < C к 2 Rс = τ с . Предельные значения входного и выходного сопротивлений в диапазоне низких частот в схеме рисунка 4.100 также невелики: Rвх < rк 2 , Rвых < rк1 , где rк1, rк2 – сопротивления коллекторного перехода VT1, VT2.

208

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

Графики АЧХ, приведенные на рисунке 4.100б, построены для случая, когда сопротивление Rc=0. В этом случае fв≈ 300kГц. При наличии сопротивления Rc=12kOм частотные свойства каскада ухудшаются и fв принимает значение 148kГц (при Ik2=1mA). С помощью среды PSpice исследована эффективность схемотехнических методов расширения полосы пропускания усилителей на базе СТ (рис. 4.99а), основанных на введении в исходную схему некоторой структурной избыточности – дополнительных каналов компенсации Ск. В ряде случаев (рис. 4.100а) положительный эффект удается обеспечить и без дополнительных транзисторов – путем целенаправленной коммутации элементов в базовой схеме рисунка 4.99а. Одна из замечательных особенностей УНС (рис. 4.100а – 4.101а) – малые значения э.д.с. смещения нуля, что позволяет выбирать величину резистора Rэ независимо от величины статического тока транзистора VT1. Коэффициент усиления по напряжению в диапазоне низких частот определяется отношением резисторов Rн и Rэ: Ку≈Rн /Rэ. Верхняя граничная частота зависит в основном от постоянных времени τн и τс: ω в2 ≈

1

(С к 2 Rc )

2

+

1

(С к1 Rн )2

< ωα .

где ωα - граничная частота коэффициента усиления по току эмиттера VT1. Введение канала последовательной компенсации Ск1 [8, 9, 33] и хорошо известного канала компенсации входной емкости Cк2 [8], как это показано на рисунке 4.100а, позволяет решить проблему расширения в несколько раз частотного диапазона базовой схемы. Графики нормированной по Ky АЧХ УНС (рис. 4.100а), снятые при разных значениях режимных токов и без учета влияния Rc, показывают, что схемотехнические решения, рассмотренные в [8, 9, 32, 33], позволяют увеличить ωв в 3-10 раз. Если источник сигнала имеет Rc=12kОм, то ωв в схеме (рис. 4.100а) снижается до 3МГц (Ik2=1mA).

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах

I1

+

Rн

Вх

Вых

*

Ск1

209

VT1 VT2

Rвх I2

*

Rэ

Ск2

-

а) M M

1

f = 10.4MHz (Ik2=2mA)

0.7 0.7 0.5

f = 12.37MHz (Ik2=4mA)

0.7

f =7.96MHz (Ik2=1mA)

0.5

0 1

1

3

10

30

100

f =11.68MHz (Ik2=3mA)

f,MHz 0 1

3

10

30

100

f,MHz

M M

1

f = 13.1MHz (Ik2=6mA)

1

f = 13.42MHz (Ik2=8mA)

0.7 0.7

0.5

f =12.8MHz (Ik2=5mA)

0.5

0 1

3

10

30

100

f,MHz

f =13.29MHz (Ik2=7mA)

0 1

3

10

30

100

f,MHz

б) Рис. 4.100. Усилитель с последовательной компенсацией коллекторной емкости (а) и его АЧХ при разных значениях режимных токов (б) (Еп=±24В, I1=1.5mA, Rн=12k, Rэ=1k, Rc=0)

Модификация ШУ (рис. 4.100а), иллюстрирующая эффективность параллельно-последовательной компенсации Ск [9], а также нормированные АЧХ данного каскада, полученные при различных

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

210

значениях режимных токов и без учета влияния сопротивления источника сигнала Rc, показаны на (рис. 4.101). I1

+

Rн Ск1

Вх

Вых




Ск2

VT1 VT2

VT3 Rвх

Rк I2

I3



Ск3

-

а) M

1.5

M

1

f = 8.14MHz (Ik3=2mA)

1

0.7 0.7

f = 10.4MHz (Ik3=4mA)

0.7 0.7

0.5

0.5

f =7.54MHz (Ik3=1mA)

f =7.96MHz (Ik3=3mA)

0

0 1

3

10

30

50

f,MHz

f,MHz

1

3

10

30

50

M 2

M

1.5

1

f = 10.4MHz (Ik3=6mA)

1

f = 13.4MHz (Ik3=8mA)

0.7 0.7

0.7 0.7 0.5

0.5

f =7.96MHz (Ik3=5mA)

f =13.29MHz (Ik3=7mA)

f,MHz 0

0 1

3

10

30

50

f,MHz 1

3

10

30

50

б) Рис. 4.101. Широкополосный усилитель с параллельной компенсацией коллекторной емкости и его АЧХ при разных значениях режимных токов. (Еп=±30В, Ik1=Ik2=1mA, Rн=12k, Rэ=1k, Rc=0)

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах

211

Сравнение АЧХ ШУ (рис. 4.99-4.101) показывает, что последовательная (рис. 4.100б) или параллельно-последовательная (рис. 4.101а) компенсации Ск повышают ωв усилителя (рис. 4.99а) в 3-10 раз. Эти данные хорошо согласуются с результатами теоретических исследований главы 3. Предельные значения входных и выходных сопротивлений УНС (рис. 4.100, 4.101) значительно превышают аналогичные параметры базовой схемы (рис. 4.99а): Rвх. мах

R э > 1 ÷ 10 K Rвых ≈

≈

Rэ б б (1 + h21 .1 )(1 + h21.2 )

rk1

1+

б h21 .1

> rk 2

(4.75)

>> rk1 .

Выводы 1. Рассмотренные в главе 4 функциональные схемы усилителей постоянного тока позволяют создавать нетрадиционные ШУ со статическими и дрейфовыми параметрами, близкими к параметрам классического дифференциального каскада. 2. Показанные в главе 4 другие примеры построения операционных усилителей на основе ячеек Джильберта, дифференциальных каскадов и видеоусилителей могут найти применение при проектировании аналоговых микросхем различного функционального назначения.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Рассмотренные в монографии свойства классических усилительных каскадов дополняют известные представления об их работе в широком диапазоне частот, приведенные в справочной, научной и учебной литературе. Несмотря на широкие возможности современных систем автоматизированного проектирования РЭА, точные аналитические зависимости основных качественных показателей каскадов с общим эмиттером, общим коллектором, общей базой, каскодных и дифференциальных усилителей, по-прежнему остаются одним из основных инструментов для разработчиков аналоговых микросхем различного функционального назначения - НЧ-усилителей мощности, операционных усилителей, умножителей сигналов, дифференциальных и инструментальных усилителей, непрерывных стабилизаторов напряжения, компараторов сигналов, видеоусилителей и т.п. Они позволяют радиоинженеру на качественном уровне выбрать направления оптимизации параметров РЭА, а затем с помощью САПР проверить эффективность той или иной схемотехнической идеи. Дальнейшее улучшение параметров широкополосных усилителей (ШУ) связано прежде всего с совершенствованием их архитектуры и схемотехники. Рассмотренные в монографии схемотехнические решения несимметричных дифференциальных усилителей, усилителей постоянного тока, дифференциальных усилителей со следящим питанием, широкополосных усилителей на n-p-n биполярных и pканальных полевых транзисторах, каскодных видеоусилителей, операционных усилителей на основе ячеек Джильберта, дифференциальных усилителей с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов, усилителей с управляемой верхней граничной частотой, широкополосных усилителей на дискретных транзисторах могут применяться как в интегральных микросхемах, так и в «не микроэлектронных» аналоговых функциональных узлах различной РЭА. Применение в структуре широкополосных усилителей составных активных многополюсников с цепями компенсации влияния емкости коллектор-база емкости транзисторов (Скб) на верхнюю граничную частоту ШУ ωв создает в ряде случаев условия для увеличения

Заключение

213

ωв . Рассмотренные в монографии принципы построения таких много-

полюсников и их свойства предоставляют разработчикам дополнительные возможности повышения ωв . При этом выигрыш по ωв зависит от соотношения инерционности компенсируемого и компенсирующего каналов. Данный схемотехнический прием рекомендуется использовать в тех случаях, когда постоянная времени, образованная емкостью коллектор-база выходного транзистора и сопротивлением нагрузки является доминирующим фактором (существенно влияет на ωв ).

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Павлов В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств

[Текст]: учебник для вузов / В.Н. Павлов, Ногин В.Н. – 2-е изд., исправ. – М.: Горячая линия – Телеком, 2001. – 320 с. 2. Остапенко Г.С. Усилительные устройства [Текст]: учеб. пособие для вузов / Г.С. Остапенко. – М.: Радио и связь, 1989. – 400 с. 3. Степаненко И.П. Основы микроэлектроники [Текст]: учеб. пособие для вузов / И.П. Степаненко. – М.: Сов. радио, 1980. – 424 с. 4. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфологии микроэлектронной аппаратуры [Текст] / А.Г. Алексеенко. 2-е изд., перераб. и доп. - М.: «Сов. радио», 1977. – 408 с. 5. Полонников Д.Е. Операционные усилители: Принципы построения, теория, схемотехника [Текст] / Д.Е. Полонников. – М.: Энергоатомиздат, 1983. – 216 с. 6. Анисимов В.И. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов [Текст] / В.И. Анисимов, М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов. - Л., 1979. - 148 с. 7. Загорский Я.Т. Измерительные усилители на транзисторах [Текст] / Я.Т. Загорский, Д.Г.Левченко, В.М. Носов. – М.: Энергия, 1971. 8. Прокопенко Н.Н. Нелинейная активная коррекция в прецизионных аналоговых микросхемах [Текст]: монография / Н.Н. Прокопенко. – Ростов-на-Дону: Изд-во Северо-Кавказского научного центра высшей школы, 2000. – 224 с. 9. Прокопенко Н.Н. Параллельно-последовательная компенсация коллектор-база выходного транзистора широкополосных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: труды восьмой Междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.2. - С.81-83. 10. Прокопенко Н.Н. Эффективность схемотехнических методов компенсации входной емкости транзисторных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды Междунар. семинара. – Шахты: ЮРГУЭС. - 2002. - Ч.1.

Библиографический список

215

11. Аваев Н.А. Основы микроэлектроники [Текст]: учеб. пособие для

12.

13. 14. 15. 16.

17.

18.

19.

20. 21.

вузов / Н.А. Аваев, Ю.Е. Наумов, В.Т. Фролкин. - М.: «Радио и связь», 1991. - С.288. Структурные схемы температурно-компенсированных балансных усилителей на основе несимметричных каскадов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, В.Г. Манжула и др. // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды Междунар. науч.-практ. семинара. – Шахты-Минск. - Ч.1. - 2002. Дифференциальный усилитель[Текст]: а.с. 657585 СССР, МКИ Н 03 F 3/45 / В.И. Анисимов, В.М. Капитонов, Н.Н. Прокопенко и др. Двухтактный усилитель. [Текст]: а.с. СССР 657586, МКИ Н 03 F 3/45 / Н.Н. Прокопенко, В.М. Редько. Устройство автоматической регулировки усиления. [Текст]: а.с. СССР 853776, МКИ G 03 G 3/30 / Н.Н. Прокопенко. Прокопенко Н.Н. Эффективность последовательной компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора в каскодных усилителях [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: труды восьмой Междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.2. - С.78-80. Прокопенко Н.Н. Математический анализ АЧХ усилителя с последовательной компенсацией емкости Скб выходного транзистора [Текст] / Н.Н. Прокопенко, И.Е. Старченко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды Междунар. науч.практ. семинара. – Шахты-Минск. - Ч.1. - 2002. Ламекин В.Ф. Широкополосные интегральные усилители [Текст] / В.Ф. Ламекин; под ред. С.Я. Шаца. - М.: Сов. Радио, 1980. - 224 с. Прокопенко Н.Н. Основы структурного синтеза нелинейных корректирующих цепей усилительных каскадов [Текст] / Н.Н. Прокопенко / Шахт. технологич. ин-т; РЖ «Радиотехника» №7, 1992. Вып. 24Б. Реф. 7В550ДЕП.– Деп. в ВИНИТИ, № 862В92. – 364 с. Ложников А.П. Каскодные схемы на транзисторах [Текст] / А.П. Ложников, Е.К. Сонин. - М.: «Энергия», 1969. - 144с. Prokopenko N.N., Starchenko Е.I. Method of rising the upper level frequency limit of wide-band amplifier \\ 1st IEEE International Confe-

216

22.

23.

24. 25.

26.

27.

28.

29.

Библиографический список

rence of Circuits and Systems for Communications, Saint-Petersburg, 2002. Прокопенко Н.Н. Схемотехнические методы компенсации импеданса двухполюсника [Текст] / Н.Н. Прокопенко, И.Е. Старченко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды Междунар. науч.-практ. семинара. – Шахты-Минск, Ч.1. - 2002. Прокопенко Н.Н. Широкополосные дифференциальные усилители с последовательной компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Современные проблемы фундаментальных наук, информационных технологий и радиоэлектроники: Сб. науч. трудов. – Шахты, 2001. Достал И. Операционные усилители [Текст] / И. Достал; пер.с англ. – М.: Мир, 1982. Прокопенко Н.Н. Способ повышения верхней граничной частоты широкополосных транзисторных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды Междунар. науч.-практ. семинара. – ШахтыМинск, 2001. Прокопенко Н.Н. Структуры составных многополюсников, обладающих эффектом одновременной компенсации емкости коллектор-база входного и выходного транзисторов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк, И.Е. Старченко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды междунар. науч.-практ. семинара. – Шахты-Минск, 2002. - Ч.1. Прокопенко Н.Н. Вопросы проектирования входных каскадов микроэлектронных операционных усилителей [Текст]: автореф. дис. … канд. техн. наук / Н.Н. Прокопенко; Ленинградский электротехнический институт им. В.И.Ульянова (Ленина). - Л., 1975. 20 с. Прокопенко Н.Н. Построение усилителей для высокодобротных гираторов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, В. Югай // Активные избирательные системы: межвуз. науч.-техн. сб. - Таганрог, 1978. № 4. - С.123−124. Андриевский Б.М. Схемотехника активных нагрузок усилительных устройств [Текст] / Б.М. Андриевский, Н.Н. Прокопенко,

Библиографический список

30.

31.

32.

33.

217

М.В. Капитонов [и др.] // Электронная техника в автоматике / под ред. Ю.И. Конева - М., 1983. - С.138−143. Капитонов М.В. Схемотехника источников тока для интегральных стабилизаторов [Текст] / М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов, В.Я. Югай // Электронная техника в автоматике / под ред. Ю.И. Конева. - М., 1981. - Вып. 11. - С.118−127. Регулирующий узел степени затора напряжения (тока) [Текст]: а.с. 726513 СССР, МКИ G 05F 1/56, БИ № 13, 1980 / Н.Н. Прокопенко, В.М. Редько. Прокопенко Н.Н. Параллельно-последовательная компенсация коллектор-база выходного транзистора широкополосных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: труды восьмой междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.1. Прокопенко Н.Н. Эффективность последовательной компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора в каскодных усилителях [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: труды восьмой междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.1..

Научное издание

Прокопенко Николай Николаевич Ковбасюк Николай Васильевич

СХЕМОТЕХНИКА ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Монография Ответственный за выпуск Н.В. Ковбасюк Редакторы: В.В. Крайнова, И.Г. Мазур, И.Н. Щухомет Технический редактор Е.Г. Воротникова Компьютерная верстка Е.Н. Черненко

ИД № 06457 от 19.12.01 г. Издательство ЮРГУЭС. 346500, г. Шахты, Ростовская обл., ул. Шевченко, 147. ИП Чучкова И.Н. Подписано в печать 16.01.05. Формат бумаги 60х80/16. Печать оперативная. Усл. п.л. 13,6. Уч.-изд. л. 10,9. Тираж 50экз. Заказ №72.