Источники вторичного электропитания: Методические указания к курсовой работе по курсу ''Силовая электроника''

Министерство общего и профессионального образования Российской Федерации Уральский государственный технический университет

ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ Методические указания к курсовой работе по курсу "Силовая электроника" для специальности 18.05.00 - Электротехнологические установки и системы

Екатеринбург 2004

1

УДК 621.362.2 Составители В.Н. Удинцев, В.С. Проскуряков

ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ: Методические указания к курсовой работе по курсу "Силовая электроника"

В методических указаниях приведены теоретические сведения и справочные материалы, необходимые для расчетов высокочастотных источников питания электротехнологических установок и систем, описаны принципы работы и назначение отдельных узлов и элементов.

Подготовлено кафедрой электротехники и электротехнологических систем.

© Уральский государственный технический университет, 2004.

2

Введение Курсовая работа "Источник вторичного электропитания ЭТУ" по курсу "Силовая электроника" выполняется студентами специальности 18.05.00 в 5-м семестре. Цель работы: приобретение практических навыков проектирования бестрансформаторных источников вторичного электропитания электротехнологических установок со звеном повышенной частоты, знакомство с их функциональными и принципиальными схемами, методами расчета отдельных функциональных узлов. Работу рекомендуется начинать с подбора литературы по заданной теме и поиска информации о ближайших аналогах, для чего могут быть использованы различные справочники, каталоги, научно-технические журналы и патентные источники, часть которых приведена в библиографическом списке и прил. 1-3 данных методических указаний. Ход выполнения работы еженедельно контролируется руководителем, вместе с ним же выбирается окончательный вариант схемного решения. После утверждения выбранного схемного решения выполняются необходимые расчеты и чертежи, оформляется пояснительная записка. Защита курсовой работы проводится на открытом заседании комиссии, состоящей не менее чем из двух преподавателей. В процессе защиты студент выступает с докладом, в котором излагает основные требования технического задания, указывает на известные аналоги и кратко обосновывает выбор варианта решения, описывает принцип работы, отмечает достоинства и недостатки выб-ранного варианта решения и указывает пути улучшения технических и экономических характеристик разработанного устройства. Проект оценивается на закрытом заседании комиссии после окончания всех, запланированных на этот день защит. Комиссия оценивает уровень, соответствие техническому заданию, самостоятельность и сроки выполнения работы, а также качество оформления, доклада и защиты. Результаты защит объявляются после окончания заседания комиссии. Материалы курсовых работ передаются на хранение. Лучшие работы представляются руководителем для участия в университетском конкурсе на лучшую курсовую работу.

1. Задание на курсовую работу Работа оформляется в соответствии с требованиями ЕСКД и должна содержать пояснительную записку с необходимыми расчетами, принципиальные схемы и чертеж общего вида устройства. Для каждого студента составляется индивидуальное задание, содержащее все необходимые для выполнения работы данные в соответствии с номером варианта из табл. 1.1. Дополнительно указываются условия эксплуатации, объем производства и специальные требования к источнику по согласованию с руководителем работы. 3

Содержание пояснительной записки: 1. Обоснование выбора схемы и элементов силового выпрямителя и цепей защиты его от перегрузок. 2. Расчет силовых цепей сетевого выпрямителя и фильтра. 3. Обоснование выбора схемы и элементов силовых цепей высокочастотного инвертора. 4. Расчет силовых цепей высокочастотного инвертора. 5. Обоснование выбора схемы и расчет системы управления высокочастотным инвертором. 6. Описание работы устройства по принципиальной схеме с описанием работы устройств защиты от перегрузок и нештатных режимов работы. 7. Описание конструкции устройства. 8. Результаты математического моделирования основных узлов. Таблица 1.1 № вар. 1 1

2

3

Вторичные напряжения (В) 3 12±1 5±0,5 пост. тока 15±0,5 27±3 пост. тока 220±15% перем. тока

4

115±10% перем. тока 400 Гц

не более 72 на холостом ходе

5

220±15% перем. тока

250±2% пост. тока

6

7

4

Первичное напряжение (В) 2 от 176 до 256 перем. тока 50 Гц от 36 до 72 перем. тока 400 Гц от 12 до 15 пост. тока

50 Гц 220±10% перем. тока 50 Гц 240±15% перем. тока

Вторичные токи (А) 4 1–5 10–15

Число вых.. каналов 5 2

0,5 1–30

1 3

0–2

2+1 "горячи й резерв" 1

60±7 при 20 В на вых., 120±10 при к.з. выхода 0–10

15±0,05 36±3

0,2 0–20

не более 65 на хол.

250 при 20 В на вых.,

1+1 "горячи й резерв" 2 2 1

Управ- Конструктивление ное исполнение 6 7 дист. Субблок с естеств. возд. охлажд. местн. Блок с принудит. возд. охлажд. дист. Перен. блок с естеств. дист.

дист.

местн.

дист.

возд. охлажд. Субблок с принудит. возд. охлажд. Субблок с естеств. возд. охлажд. Блок с естеств. возд. охлажд. Переносный блок

1 8

9

10

11

12

13

14

15

16

50 Гц

ходу

420±50 при к.з. выхода

2 220±10% перем. тока 50 Гц 27±3 перем. тока 400 Гц

3 15±0,5 24±2

4 0,1 0–20

5 2 2

6 местн.

5±0,025 12±0,5 пост. тока

50 0–5

дист.

5±0,05 (0–15)±0,5% (0–24)±2% пост. тока 60±1 24±0,5 80±10 пост. тока не более 65 на хол. ходу

0–35 0–3 0,2–8

1+1 1+1 "горячи й резерв" 1 1 2

0,1–1 0,3–5 0,1–4

1 1 1

160 при 20 В на вых., не более 300±50 при к.з. выхода 0,1–10 0,3–3

1

1 2

дист.

50 0–1

1+1 2 "горячи й резерв" 1 1 2

дист.

три фазы 27±3 перем. тока 400 Гц три фазы 220±10% перем. тока 50 Гц 220±15% перем. тока 50 Гц

220±10% перем. тока 50 Гц 115±20% перем. тока 400 Гц три фазы 115±10% перем. тока 400 Гц от 24 до 30 пост. тока

60±1 24±0,5 пост. тока 5±0,025 30±0,5 пост. тока 5±0,05 (0–15)±0,5% (0–24)±2% пост. тока 220±15% перем. тока 50 Гц

0–10 0–5 0,2–8 0–5

с принудит. возд. охлажд. Продолжение табл. 1.1

1+1 "горячи й резерв"

7 Блок с естеств. возд. охлажд. Блок с принудит. возд. охлажд.

местн. с рег. вых. напр. местн.

Блок с естеств. возд. охлажд.

дист.

Переносный блок с принудит.

местн. с рег. вых. напр. местн.

Блок с естеств. возд. охлажд.

возд. охлажд. Блок с естеств. возд. охлажд. Блок с принудит. возд. охлажд. Блок с естеств. возд. охлажд. Перен. блок с естеств. возд. охлажд. 5

17

240±10% перем. тока 50 Гц

не более 72 на хол. ходу

18

220±15% перем. тока

110±2% пост. тока

160 ±70 при 20В на вых. не более 420±10 0–10

50 Гц

1 19

20

21

220±10% перем. тока 50 Гц

22

220±30% перем. тока 400 Гц

23

24

25

26 6

2 220±10% перем. тока 400 Гц 240±15% перем. тока 50 Гц

три фазы 220±30% перем. тока 50 Гц три фазы 380±10% перем. тока 50 Гц три фазы 220±15% перем. тока 50 Гц

220±10%

1

дист.

Субблок миним. габаритов

1+1 "горячи й резерв"

дист.

Субблок с естеств.

возд. охлажд. Окончание табл.1.1

3 15±0,05 36±3

4 1,5 0–20

5 2 2

6 местн.

не более 75 на хол. ходу

90-250 при 20 В на вых., ток к.з. не более 420±50 0,1–10 0,1–5 1–10

1

местн. с рег. тока

1 1 1

местн.

Блок с естеств. возд. охлажд.

дист.

Блок с принудит. возд. охлажд.

местн. с рег. вых. напр. местн.

Блок с естеств. возд. охлажд.

60±1 24±0,5 80±10 пост. тока 5±0,025 12±0,5 пост. тока 5±0,05 (0–15)±0,5% (0–24)±2% пост. тока 15±0,05 24±2 36±6

0–20 0–3 0,2–8

1+1 1+1 "горячи й резерв" 1 1 2

0,1 0–20 10

2 2 1

не более 65 на хол.. ходу

60 – 250 при 20 В на вых.. Не более. 350 ±50 при к.з. выхода 0,1–10

1

дист. с рег. вых. тока

Переносный блок с принудит. возд. охлажд.

1

дист.

Блок

60±1

50 0–5

7 Блок с естеств. возд. охлажд. Переносный блок с принудит. возд. охлажд.

Блок с естеств. возд. охлажд.

27

28

перем. тока 50 Гц 115±20% перем. тока 400 Гц три фазы 220±10% перем. тока 50 Гц

24±0,5 пост. тока 5±0,025 30±0,5 пост. тока

0,3–3

2

20 0–5

5±0,05 (0–15)±0,5% (0–24)±2% пост. тока

0–10 0–5 0,2–8

1+1 2 "горячи й резерв" 1 1 2

дист.

местн. с рег. вых. напр.

с естеств. возд. охлажд. Блок с принудит. возд. охлажд. Блок с естеств. возд. охлажд.

2. Функциональные схемы и параметры источников питания Источник электропитания является неотъемлемой частью любой электротехнологической установки или системы (ЭТУС). Правильный выбор и оптимизация параметров, проектирование источника питания ЭТУС с учетом специфики его работы в значительной мере определяют эффективность и экономичность установки в целом. Современные источники электропитания ЭТУС отличаются многообразием решений структурных, функциональных и принципиальных схем, что объясняется многообразием требований, предъявляемым к ним. Тем не менее любой источник электропитания представляет собой совокупность нескольких функциональных узлов, выполняющих различные виды преобразования электрической энергии. Выпрямители преобразуют напряжение (ток) переменного тока в однополярное пульсирующее напряжение (ток) с тем или иным коэффициентом пульсации и состоят из одного или нескольких нелинейных элементов с односторонней проводимостью. Фильтры источников питания обычно представляют собой частотнозависимые четырехполюсники, состоящие из индуктивных ( L ), емкостных ( C ) и активных ( R ) элементов. Инверторы преобразуют напряжение (ток) постоянного тока в напряжение (ток) переменного тока. Трансформаторы преобразуют напряжение (ток) переменного тока одного уровня в одно или несколько напряжений (токов) другого уровня, кроме того, трансформаторы обеспечивают гальваническую развязку (разрыв цепи по пос-тоянному току) функциональных узлов источников питания. Регуляторы напряжения (тока) изменяют напряжение (ток) на (в) нагрузке по требуемому закону и в заданном диапазоне регулирования. Стабилизаторы напряжения (тока) поддерживают на своем выходе уровень напряжения (тока) постоянного или переменного тока в заданных пределах при изменениях входного напряжения и воздействии различных внешних возмущающих факторов. Отдельные функциональные узлы источников питания могут совмещать в себе несколько функций: регулируемый выпрямитель осуществляет выпрямление и регулирование уровня напряжения постоянного 7

(пульсирующего) тока, конвертор осуществляет преобразование постоянного напряжения одного уровня в постоянное напряжение (ток) другого уровня путем инвертирования, трансформирования, выпрямления и фильтрации напряжения переменного тока, стабилизированный инвертор осуществляет инвертирование, трансформирование и стабилизацию напряжения (тока) и т.д. В зависимости от требований, предъявляемых к системе электропитания, источники питания ЭТУС могут быть построены по самым различным функциональным схемам. Рассмотреть все их многообразие не представляется возможным вследствие ограниченности объема данного методического руководства, поэтому ограничимся рассмотрением лишь нескольких типичных схем. Для источников, осуществляющих питание постоянным током, долгое время было принято “классическое” построение по схеме, приведенной на рис. 2.1. Она содержит выпрямительный блок UZ1 и сглаживающий фильтр Z1 . При предъявлении повышенных требований к качеству и стабильности выходного напряжения схема может быть дополнена стабилизаторами постоянного напряжения ( UZ 2 ) на выходе (как правило электронным) и (или) переменного напряжения (обычно феррорезонансным) на входе ( TS1 ). При необходимости получения выходных напряжений разных номиналов перед выпрямителем UZ1 может быть включен трансформатор ( T 1 ) с несколькими вторичными обмотками и несколько выпрямителей с фильтрами ( UZ 3, Z 2 K ) и, при необходимости, стабилизаторами. В этом случае принято говорить, что источник питания “многоканальный” (с каналами на X вольт Y ампер, Z вольт W ампер и т.д.).

Рис. 2.1. Функциональная схема источника питания постоянного тока, построенная по “классической” схеме Такое построение функциональной схемы, несмотря на то, что все функциональные узлы достаточно давно известны и хорошо зарекомендовали 8

себя на практике, приводит к достаточно низкому КПД системы при больших габаритах и массе. Особенно остро это сказывается при повышенных требованиях к качеству выходного напряжения (тока): необходимость глубокого регулирования и повышенные требования к коэффициенту пульсаций ведут к росту потерь в стабилизаторах и к возрастанию габаритов и массы фильтров вследствие достаточно низкой частоты пульсаций. Кроме того, применение трансформатора, также работающего на достаточно низкой частоте питающей сети, значительно увеличивает, особенно при значительных выходных мощностях, габариты и вес источника питания (трансформатор составляет до 30–50% объема и 50–70% массы). Кроме того, особенно при больших мощностях, выпрямители генерируют значительный уровень высших гармоник, искажающий входное напряжение и мешающий работе других потребителей. Для устранения указанных недостатков была предложена схема бестрансформаторного источника постоянного тока со звеном повышенной частоты (рис. 2.2). Эта схема содержит выпрямитель UZ1 на входе, осуществляющий преобразование переменного напряжения питающей сети в пульсирующее однополярное напряжение, фильтр Z1 , уменьшающий коэффициент пульсаций до приемлемого уровня, и конвертор постоянного напряжения, содержащий в своем составе регулируемый или нерегулируемый высокочастотный инвертор UZ 2 , преобразующий напряжение постоянного тока в переменное напряжение

Рис. 2.2. Функциональная схема источника питания постоянного тока с бестрансформаторным входом и высокочастотным инвертором (бестрансформаторный источник питания ) высокой (1 − 200 кГц ) частоты, высокочастотный трансформатор T 1 (может входить в состав инвертора) и высокочастотные выпрямители UZ 3 − UZn с высокочастотными фильтрами Z 2 − Zn . В случае очень жестких требований 9

к качеству выходных напряжений после высокочастотных фильтров могут быть включены стабилизаторы напряжения UZ 4 − UZm . При регулируемом высокочастотном инверторе напряжение с его выхода через цепь обратной связи A1 подается на вход схемы управления инвертором, чем осуществляется стабилизация его выходного напряжения. Напряжение обратной связи также может быть взято и с выхода любого из выпрямителей, что исключает влияние выходного сопротивления высокочастотного выпрямителя и фильтра на стабильность выходного напряжения при изменениях тока наг-рузки. Вспомогательный источник питания UZ 5 служит для питания системы управления и сигнализации. В дальнейшем изложении именно такой схеме построения источника питания уделено основное внимание. Практическое применение при примерно равных энергетических показателях нашла также схема бестрансформаторного источника питания с импульсным регулятором напряжения на входе высокочастотного нерегулируемого конвертора напряжения (рис. 2.3). Схема состоит из сетевого выпрямителя UZ1 и фильтра Z 1 , импульсного регулятора напряжения US1 c накопителем энергии-фильтром Z 2 и нерегулируемого конвертора напряжения UZ 2 . Получаемое на выходе накопителя энергии Z 2 постоянное напряжение позволяет при незначительных изменениях тока нагрузки получить стабильные выходные напряжения U вых1 − U вых n . Напряжение обратной связи с выхода конвертора UZ 2 через цепь обратной связи A1 подается на регулятор импульсного стабилизатора напряжения US1 , что исключает влияние выходного сопротивления конвертора напряжения на выходные напряжения при изменениях тока нагрузки. При жестких требованиях к нестабильности выходных напряжений конвертор UZ 2 может быть выполнен также регулируемым.

Рис. 2.3. Функциональная схема источника питания постоянного тока с бестрансформаторным входом и импульсным регулятором напряжения на входе высокочастотного конвертора 10

Регулирование и стабилизация переменного напряжения представляет собой более сложную задачу, чем регулирование и стабилизация постоянного напряжения. При построении регулятора по принципу мощного усилителя (работающего в активном режиме) удается получить высокие качественные показатели выходного напряжения, но энергетические показатели, масса и габариты, особенно при больших уровнях мощности, становятся неприемлемыми для практического использования. Регуляторы дискретного действия и фазовые регуляторы, работающие на сетевой частоте, имеют высокий КПД и уровни мощности порядка сотен киловольтампер, высокую точность стабилизации среднего (действующего) значения выходного напряжения. Однако искажения формы выходного напряжения и сдвиг фазы выходного тока вследствие наличия большого числа высших гармоник сетевой частоты и трудности с их фильтрацией в ряде случаев делают их применение невозможным. Поэтому до конца 70-х годов самым лучшим регулятором и стабилизатором переменного напряжения по праву считался регулируемый автотрансформатор с механическим перемещением щеток. Только появление регуляторов с высокочастотными регулируемыми инверторами с широтноимпульсным методом регулирования позволило получить высокие значения КПД и уровня мощности (единицы и десятки киловольтампер) при приемлемом качестве выходного напряжения, что объясняется высокой, по сравнению с выходными частотами, частотой преобразования энергии и в связи с этим сравнительной простотой выходных фильтров. Практически одновременно появились и регуляторы с однократным преоб-разованием и звеном повышенной частоты. Смещение спектра мешающих высокочастотных гармоник в этих преобразователях в более высокочастотную область также позволяет упростить выходные фильтры и получить приемлемое качество выходных напряжений. Как следует из вышеизложенного, главным звеном современных регуляторов переменного тока, как и в высокочастотных бестрансформаторных источниках постоянного тока, также является высокочастотный регулируемый инвертор, поэтому мы ограничимся рассмотрением только источников постоянного напряжения и расчета их основных узлов. Источники питания характеризуются определенными электрическими, конструктивно-технологическими и эксплуатационными параметрами. Электрические параметры разделяют на статические, определяемые при медленных изменениях во времени возмущающих воздействий, и динамические, определяемые при скачкообразных изменениях во времени возмущающих факторов. Важнейшими из них являются: • номинальное выходное напряжение, верхний и нижний пределы его изменения ( U вых ном , U вых макс , U вых мин ); • номинальное значение тока (токов) нагрузки и пределы его изменения ( I вых ном , I вых макс , I вых мин ); • пределы регулирования выходного напряжения (тока); 11

• нестабильность выходного напряжения (тока), определяемая как в течение длительного времени при неизменном выходном токе (сопротивлении нагрузки) – долговременная нестабильность, либо как изменение напряжения (тока) при скачкообразных изменениях в заданных техническими условиями пределах тока (сопротивления) нагрузки δU вых = ± ∆U вых / U вых ном ; • амплитуда переменной составляющей (либо коэффициент пульсации, определяемый как отношение амплитуды пульсаций U пер к уровню постоянного напряжения на выходе) для источников постоянного напряжения ( U пер , K ст = U пер / U вых ном ); • внутреннее сопротивление источника и его вольтамперные выходные характеристики ( Z вых , Rвых , U (i ) ); • внутреннее динамическое сопротивление источника, определяемое при мгновенном изменении тока в нагрузке и постоянном входном ∆U вых ; напряжении: Z вых дин = ∆I вых • выходная мощность и коэффициент полезного действия, определяемый как отношение выходной (полезной) мощности к входной (потребляемой из сети первичного электропитания): Pвых = ∑ Pн и η = Pвых P ; потр • искажение формы кривой входного напряжения сети первичного электропитания, определяемое как отношение действующего значения первой гармоники тока к действующему значению тока, потребляемого I ; источником: ν = 01потр д I потр д • коэффициент мощности, определяемый как отношение потребляемой активной мощности к полной мощности, потребляемой из сети P κ = потр S = ν cos ϕ (если первичного электропитания: потр потребляемый ток синусоидален, то ν = 1 и κ = cos ϕ ); • удельная мощность, определяемая как отношение выходной мощности к массе или объему источника питания; • число фаз и частота питающей сети первичного электропитания переменного тока; • электромагнитная совместимость: относительный или абсолютный уровень помех по входным шинам питания, длительность и частота повторения импульсных помех по входным шинам, не нарушающие нормальной работы источника, а также уровень помех, возникающий при работе источника на входных шинах и мешающий работе других электро- и радиоустройств; 12

• наличие электрической защиты от перегрузок и нештатных режимов работы и устройств автоматического повторного включения; Конструктивно-технологические параметры характеризуют особенности конструкции и технологии изготовления источника питания. Наиболее важны из них: • габариты, вес, объем и конструктивное исполнение; • технологичность конструкции; • степень применения унифицированных и стандартизованных узлов и блоков; • способ охлаждения; • работоспособность при воздействии неблагоприятных механических и климатических факторов; • ремонтопригодность и эргономичность конструкции. Эксплуатационные параметры характеризуют степень удобства использования и качество источника питания и во многом перекликаются с электрическими и конструктивно-технологическими параметрами. Важнейшими из них являются: • надежность и способы ее обеспечения, наличие холодного или горячего резерва; • ремонтопригодность, время восстановления и эргономичность конструкции, безопасность обслуживания; • время готовности источника к использованию, длительность непрерывной работы и режим работы: непрерывный, повторно-кратковременный или импульсный; • способ сигнализации о неисправностях и контроля за уровнем выходного напряжения, способы управления включением и выключением, а также установками уровня выходного напряжения (тока): дистанционные или местные; • электромагнитная совместимость.

13

3. Расчет силовых цепей сетевого выпрямителя (упрощенная методика) Расчет начинаем с расчета выходной мощности устройства. Рассчитываем мощность в каждом канале по данным, приведенным в задании на курсовое проектирование, а затем суммированием определяем полную мощность выходных цепей. Поскольку вторичная мощность связана с мощностью потребления соотношением Pвых = η ⋅ Pпотр , (3.1) нетрудно определить мощность, потребляемую устройством из питающей сети, ориентировочно приняв КПД всего устройства равным η = 0,85 . Как правило, коэффициент пульсаций выпрямителя получается выше требуемого для нормальной работы высокочастотного инвертора, который в зависимости от глубины регулирования выходного напряжения инвертора лежит в пределах от 0,1 до 0,4. Поэтому на выходе выпрямителя требуется установка сглаживающего фильтра для получения требуемого коэффициента пульсаций, который можно принять равным K п доп = 0,15 . При любом типе фильтра в номинальном режиме напряжение на выходе фильтра изменяется с частотой пульсаций f п в пределах от U мин до U макс : U мин = U 0 (1 − K п доп ),

U макс = U 0 (1 + K п доп ) .

(3.2) (3.3)

Если пренебречь падением напряжения на открытых диодах и элементах фильтра, то можно считать, что U макс = U cm (амплитудному значению напряжения питающей сети). При минимально возможном входном напряжении уровень напряжения на выходе выпрямителя будет минимальным, а ток – максимальным, и, наоборот, при максимально возможном входном напряжении напряжение на выходе будет максимальным, а ток – минимальным, что следует из условия постоянства мощности P0 = U 0 I 0 = Pпотр на выходе выпрямителя. Поэтому по формулам (3.2) – (3.3) можно вычислить значения U 0 , U 0 мин , U 0 макс , приняв U макс = U cm (амплитудному значению напряжения питающей сети) соответственно при максимальном, номинальном и минимальном входном напряжении. Далее рассчитываем максимальный ток на выходе сетевого выпрямителя при минимальном заданном сетевом напряжении: I 0 макс =

14

Pпотр U 0 мин

.

(3.4)

Определив максимальные значения тока и обратного напряжения на диодах выпрямителя, можно приступить к выбору схемы сетевого выпрямителя и типа диодов, а также схемы фильтра сетевого выпрямителя, если он потребуется. При однофазном питании обычно применяют мостовую (рис. 3.1), при трехфазном трехфазную однотактую (схему Маркса) или мостовую (схему Ларионова) схемы, показанные на рис. 3.2 и 3.3 соответственно. Однофазная однополупериодная схема применяется вследствие Рис. 3.1. Однофазная мостовая схема выпрямисвоей простоты при теля (схема Греца) и ее основные параметры малых токах нагрузки и при работе выпрямителя на высокой частоте, когда к сглаживающему фильтру выпрямителя значительно снижаются требования и возможно получение низкого коэффициента пульсаций при простом фильтре. Схемы выпрямителей, требующих применения трансформаторов, не рекомендуются к применению на частоте 50 Гц, поскольку силовой трансформатор, работающий на низкой частоте, имеет значительные габариты и вес и рез-ко ухудшает массогабаритные характеристики источника вторичного электропитания. Параметры первичной сети питания приведены в задании на курсовую работу, выбор схемы сетевого и выходных выпрямителей, а также их фильтров производится самостоятельно. Выбор диодов производится по среднему и импульсному току, максимально допустимому обратному напряжению и максимальной рабочей частоте из числа приведенных в прил. 1 к данным методическим указаниям или из справочной литературы. Предельные электрические режимы диодов характеризуют следующие параметры: максимальное обратное напряжение U обр макс ; -

максимальный прямой ток I пр макс , соответствующий I 0 макс ;

-

максимальный

-

прямой

импульсный

ток

I и пр макс ,

соответствующий амплитудному значению i0 ; максимальная рабочая частота диодов f макс .

15

Для надежной работы диодов в выпрямителях требуется выполнение I пр ср > I н ср и условий U обр > 2U c примерно с превышением в 30 %. Отметим, что при выпрямлении напряжения, амплитудное значение которого превышает U обр макс для одРис. 3.2. Трехфазная однотактная схема ного диода, можно выпрямителя (схема Маркса) и ее включать последовательно основные параметры несколько однотипных диодов (рис. 3.4, а). Обратное напряжение при этом будет распределяться пропорционально обратному сопротивлению диодов. Поскольку обратные сопротивления у однотипных диодов имеют некоторый разброс, то и обратные напряжения на последовательно включенных диодах также будут разными (рис. 3.4, в). Для выравнивания обратных Рис. 3.3. Трехфазная мостовая схема напряжений параллельно диодам включают выпрямителя (схема Ларионова) шунтирующие резисторы. Обычно Rш = (0,1-0,2) Rобр.

16

При необходимости получения высоких ( > 10 кВ ) выходных напряжений возможно использование полупроводниковых выпрямительных столбов (например, КЦ104, КЦ106, КЦ110 и т.д.), которые представляют собой полученные при одном и том же технологическом режиме последовательно включенные полупроводниковые диоды с одинаковыми вольтамперными характеристиками.

Рис. 3.4 Последовательное и параллельное соединение диодов для увеличения допустимого обратного напряжения (а) или предельного тока (б – схема с выравнивающими резисторами, г – схема с задающим диодом, д – схема с общим витком) и вольтамперные характеристики однотипных диодов снятые для различных экземпляров из одной партии (в) 17

При необходимости получения больших токов нагрузки допускается включать диоды параллельно (рис. 3.4, б, г, д). Для равномерного распределения тока между параллельно соединенными диодами необходимо совпадение их прямых вольтамперных характеристик (рис. 3.4, в), поэтому для равномерного распределения токов последовательно с диодами включают сопротивления (активные или индуктивные), величина которых в несколько раз больше, чем сопротивление диода в прямом направлении ( Rб = (2 − 5) ⋅ rд пр ) или трансформаторы тока с включенными встречно обмотками и также способствующие выравниванию токов в отдельных диодах (рис. 3.4, г,д).

4. Сглаживающие фильтры источников питания Сглаживающие фильтры источников питания характеризуются коэффициентом сглаживания, характеризующим подавление первой (низшей) гармоники выпрямленного напряжения: Kс =

∆U вх

∆U вых

=

U пер вх

U пер вых

=

K п вх

K п вых

≥ 1.

(4.1)

Существует множество схем фильтров, но из них можно выделить три основные схемы, представленные на рис. 4.1, а все множество других заменить их каскадным включением или комбинацией из трех этих основных схем.

Рис. 4.1. Основные расчетные схемы сглаживающих фильтров Как уже упоминалось выше, при любом фильтре напряжение на выходе выпрямителя с фильтром изменяется в пределах от U мин до U макс (см. (3.2)– (3.3)), причем минимальное напряжение U 0 соответствует минимальному входному напряжению, а максимальное – максимальному входному напряжению. Кроме того, выходное напряжение выпрямителя с фильтром зависит от тока нагрузки и сопротивления фильтра, а импульсный ток в диодах - от вида фильтра, например, при С-фильтре импульсный ток диода может в десятки раз превышать средний ток. Поскольку мы этим пренебрегаем, то необходимо ввести коэффициенты запаса по обратному напряжению и току для диодов 18

выпрямителя, равные 1,2, и, если требуется установка фильтра, проверить выбранные диоды по этим параметрам при математическом моделировании на ЭВМ. Для C – фильтра ёмкость конденсатора находится из соотношения Cф =

Kc , где ω = 2πf пульс . ωRн

(4.2)

Частота пульсаций f пульс зависит от схемы выпрямителя и частоты питающей сети, например, при частоте питающей сети 50 Гц и двухполупериодной однофазной схеме выпрямителя f пульс = 100 Гц , а при частоте 20 кГц и той же схеме выпрямителя f пульс = 40 кГц . Для L – фильтра индуктивность дросселя находится из соотношения Lф =

K c Rн

ω

.

(4.3)

Для LC – фильтра задаются ёмкостью C >> 50 индуктивность Lф =

ωU н и определяют

(K c + 1) .

(4.4)

ω 2 Cф

Во избежание резонанса обязательно проверяют условие:

ω рез = 1

Lф Cф

≤ 0,5ω раб .

(4.5)

При резонансе корректируют значение ёмкости и вновь рассчитывают значение индуктивности. Для увеличения коэффициента сглаживания применяют каскадное включение фильтров, например, C − LC или LC − LC . При таком включении звеньев фильтра и согласовании их волновых сопротивлений, как известно из курса теоретических основ электротехники, происходит перемножение их передаточных характеристик (коэффициентов сглаживания) и общий коэффициент сглаживания можно считать равным K c = K c1 ⋅ K c 2 ⋅ K ⋅ K cn . На практике из-за несогласованного включения звеньев фильтра суммарный коэффициент сглаживания получается несколько меньшим, чем теоретический, что учитывается коэффициентом запаса: K сд = 0,8 K ст . Для предотвращения выхода из строя выпрямителя при аварийных ситуациях и перегрузках при включении выпрямителя с емкостным фильтром применяются плавкие предохранители, автоматические выключатели и специальные схемы 19

плавного заряда конденсаторов фильтра, подобные схеме, показанной на рис. 4.2, где с помощью реле времени U 1 и сопротивления Rогр ограничивается начальный бросок тока заряда конденсаторов фильтра. При исчезновении питания реле К1 отпускает, контакты К1.1 размыкаются, а при включении питания реле срабатывает с задержкой, определяемой схемой реле времени U1. Ток заряда конденсаторов фильтра ограни-чивается сопротивлением Rогр на уровне, допус-тимом для диода VD1. Затем контакты К1.1 замыкаются и выпрямитель работает в Рис. 4.2. Схема ограничения обычном режиме. Помимо приведенной схемы тока заряда конденсатора при-меняют также схемы управляемых выпрямителей с “мягким” запуском в работу, т.е. с плавным повышением выходного напряжения и т.п.

5. Высокочастотные преобразователи напряжения Для получения требуемых выходных напряжений и их стабилизации наиболее эффективно применение регулируемых высокочастотных преобразователей напряжения (инверторов и конверторов) с широтноимпульсной (ШИМ) или частотно-импульсной (ЧИМ) модуляцией (другое название "бестрансформаторные источники вторичного электропитания со звеном повышенной частоты"). В настоящее время из всех известных только эти схемы обеспечивают минимально возможные габариты и массу преобразователя напряжения с одновременным обеспечением высокого коэффициента полезного действия (КПД). Существует большое количество схем таких преобразователей, однако из их многообразия можно выделить три основные расчетные схемы: − двухтактный преобразователь (конвертор и инвертор) (ДПН); − однотактный преобразователь (конвертор) с прямым включением диода (ОПН); − однотактный преобразователь (конвертор) с обратным включением диода (ОПНО). Область применения той или иной схемы зависит от многих факторов, но определяющими факторами являются выходная мощность и напряжение первичного источника электропитания преобразователя, если техническими требованиями на проектирование не заданы какие-либо специальные требования или условия эксплуатации. По рис. 5.1, зная выходную мощность и рассчитав по формуле (3.2) минимальное напряжение питания, выбираем тип преобразователя. Вопрос выбора частоты преобразования достаточно сложен и подробно рассмотрен в лек20

ционном курсе и специальной литературе. Поэтому ограничимся рекомендацией выбора частоты преобразования в пределах 10 − 30 кГц (примем для определенности f пр = 20 кГц ). В ДПН мощность потерь при прочих равных условиях выше, чем в однотактных, кроме того, в ДПН больше и схемных элементов, поэтому массогабаритные и стоимостные показатели, особенно при малых мощностях, хуже, чем у ОПН. Рис. 5.1. К выбору схемы преобразователя Это следует учитывать при вынапряжения. боре схемы преобразователя. 5.1. Однотактный преобразователь напряжения с обратным включением диода выпрямителя Однотактный преобразователь напряжения с обратным включением выпрямительного диода (рис. 5.2) применяется в диапазоне выходных мощностей от 10 до 500 Вт и может работать в двух режимах: режиме непрерывного (НТ) и режиме прерывистого (ПТ) тока нагрузки. От вида тока нагрузки будут зависеть расчетные схемы, допущения и упрощения при составлении математичес-кой модели, поэтому расчетные соотношения приводятся как для режима непрерывного, так и прерывистого тока. Как правило, при максимальной загрузке преобразователя наблюдается режим непрерывных токов, особенно если наг-рузка носит активно-индуктивный характер, а при холостом ходе или близких к нему режимах наблюдается режим прерывистых токов. Вследствие этого при больших изменениях тока нагрузки приходится проверять работоспособность преобразователя и в режиме прерывистых токов. Основные расчетные соотношения, параметры и принципиальная схема приведены ниже. Выходное напряжение в режиме: НТ

nγE П Uн =

ПТ

2 2 2 n U н= γ E П

где n = ω2/ω1,

(1 − γ ) , 2 L2 fI н

,

(5.1)

(5.2)

21

где L2 – индуктивность вторичной обмотки трансформатора.

Рис. 5.2. Схема однотактного преобразователя с обратным включением диода выходного выпрямителя Амплитуда импульса коллекторного тока в режиме: nI н = 1−γ

НТ

I км

ПТ

I км =

 Rн (1 − γ )2  ⋅ 1 + , 2 L γ 2  

nU н (1 − γ )

L2 f

.

(5.3)

(5.4)

Амплитуда импульса коллекторного напряжения U KM = EП + UН /n .

(5.5)

Емкость конденсатора выходного фильтра в режиме: НТ

γI н Cф = 2∆U н f

ПТ

Cф =

2  Rн (1 − γ )  γfL2 ⋅ 1 + + , 2 4 γ fL ( ) R 1 γ − 2 н  

Iн  L2 f 1 − 2 Rн ∆U н f 

 .  

(5.6)

(5.7)

Индуктивность вторичной обмотки трансформатора, необходимая для получения режима НТ: L2 >

22

γ 2 E П2

2 I нU н f

.

(5.8)

5.2. Однотактный преобразователь напряжения с прямым включением диода выпрямителя Однотактный преобразователь напряжения с прямым включением выпрямительного диода (рис. 5.3) применяется в диапазоне мощностей от 10 до 2000 Вт и может работать в двух режимах: непрерывного (НТ) и прерывистого (ПТ) тока нагрузки. Основные расчетные соотношения параметров и принципиальная схема приведены ниже. Выходное напряжение ОПН в режиме: НТ

U н = nγEпит ,

ПТ

Uн =

2 n 2γ 2 Eпит

где n = ω 2

(nγ

2

ω1 ,

Eпит + 2 Lф fI н )

(5.9)

.

(5.10)

Рис. 5.3. Схема однотактного преобразователя с прямым включением выпрямительного диода Амплитуда импульса коллекторного тока в режиме: НТ

 R (1 − γ )  I км = nI н 1 + н , 2 L γ ф  

ПТ

I км =

nU н (1 − γ )

Lф f

.

(5.11)

(5.12)

Емкость конденсатора выходного фильтра в режиме:

23

U н (1 − γ )

НТ

Cф =

ПТ

Iн Cф = ∆U н f

8Lф f 2 ∆U н

,

(5.13) 2

  Lф f ⋅ 1 −  . 2 Rн (1 − γ )  

(5.14)

Индуктивность дросселя плюс индуктивность вторичной обмотки трансформатора, необходимая для получения режима НТ, должна быть больше, чем: Lэкв >

nγ (1 − γ )Eпит

2 I н Lф f

.

(5.15)

5.3. Двухтактный преобразователь напряжения Двухтактный преобразователь (рис. 5.4) применяется в диапазоне мощностей от 100 до 100000 Вт и более. Существует три основных разновидности схем двухтактных преобразователей: с выводом средней точки трансформатора (рис. 5.4, а), мостовая (рис.5.4, б) и полумостовая (рис. 5.4, в). Все они также могут работать в двух режимах: режиме непрерывных (НТ) и режиме прерывистых (ПТ) токов в нагрузке. Основные расчетные соотношения параметров и принципиальные схемы преобразователя приведены ниже. Выходное напряжение для схемы с выводом средней точки трансформатора и мостовой схемы в режиме:

U н = 2nγEпит ;

НТ

Uн =

ПТ где: n = ω 2

2 n 2γ 2 Eпит

(5.16)

(nγ

2

Eпит + Lф f п I н )

;

(5.17)

ω1 – коэффициент трансформации,

– относительная длительность импульса тока одного ключа (в γ =τT ДПН принимается < 0,5, так как период выходного напряжения складывается из работы одного, а затем другого ключа). Выходное напряжение для полумостовой схемы в режиме: НТ

24

Uн = nγ Eпит;

(5.18)

ПТ

Uн = n2γ2 E2пит/ 2( nγ 2 Eпит + L фf пI н);

(5.19)

Рис. 5.4. Схемы двухтактных преобразователей напряжения: с выводом средней точки трансформатора (а), мостовая схема (б), полумостовая схема (в); буквами “г.р.” обозначена необходимость гальванической развязки Амплитуда импульса коллекторного тока для схемы с выводом средней точки трансформатора и мостовой схемы в режиме: 25

nI н 2

НТ

I км =

ПТ

I км =

  Rн ⋅ 1 + ⋅ (1 − 2γ ) ,  2 Lф f п 

nU н (1 − 2γ )

2 Lф f п

(5.20)

.

(5.21)

Для полумостовой схемы преобразователя амплитуду коллекторного тока в формулах (5.20) и (5.21) необходимо удвоить.

импульса

Емкость конденсатора выходного фильтра для всех схем в режиме: U н ⋅ (1 − 2γ )

НТ

Cф =

ПТ

Iн Cф = 2∆U н f п

32∆U н f п

,

(5.22) 2

 Lф f п  ⋅ 1 −  . ( ) R 1 2 γ − н  

(5.23)

Режим непрерывного тока устанавливается при эквивалентной индуктивности вторичной обмотки трансформатора, сложенной с индуктивностью выходного фильтра, большей чем Lэкв >

n(1 − 2γ )Eпит

2 I н Lф f

.

(5.24)

Увеличение Lэкв приводит к уменьшению токов коллектора транзисторов и емкости фильтра, снижает границу тока нагрузки, при которой обеспечивается режим НТ. В нашем случае, приняв индуктивность выходного трансформатора равной нулю, можно вычислить индуктивность дросселя фильтра, при которой гарантированно устанавливается режим непрерывных токов. Как показывает сравнительный анализ расчетных выражений для ДПН и ОПН, амплитуда импульса тока I км , емкость и индуктивность фильтров у однотактных преобразователей при одинаковых напряжениях питания и выходной мощности всегда больше, чем у двухтактного. Но у ОПН отсутствует выброс тока I к им (тока намагничивания), вызванный намагничиванием сердечника трансформатора и потерей в связи с этим железом сердечника эффективной магнитной проницаемости. Это связано с соответствующим выбором типа магнитного материала сердечника и режима его работы в ОПН. Поэтому надежность работы транзисторов в ОПН выше, чем в ДПН. 26

Применение электролитических конденсаторов на частотах выше 20 − 30 кГц нецелесообразно, поскольку они имеют достаточно большое сопротивление потерь Rп , включенное в схеме замещения последовательно и вызывающее при больших токах через конденсатор его разогрев и еще большее увеличение сопротивления потерь. Для снижения потерь рекомендуется применять батареи конденсаторов, составленные из электролитических конденсаторов малой емкости или применять керамические (например, типов К10-, КМ6- и т.п.) и металлопленочные конденсаторы. Особенно это относится к ОПН с обратным включением диода, поскольку весь ток нагрузки протекает через конденсатор фильтра и процесс его заряда протекает весьма малое по сравнению с периодом рабочей частоты время. Более подробно об этом можно прочитать в [1 – 3].

6. Транзисторные ключи После выбора схемы преобразователя и определения токов, протекающих в ключах, приступают к выбору типа транзисторов и схемы их включения. 6.1. Схемы транзисторных ключей Существует очень большое количество схем силовых ключей на биполярных и полевых транзисторных структурах и тиристорах. По схемотехнике их условно можно разделить на: − ключи с потенциальным управлением; − ключи с управлением через разделительный трансформатор; − ключи с управлением от обмотки силового трансформатора; − ключи с пропорционально-токовым управлением. В последнем случае управление транзистором осуществляется с помощью датчика тока и мгновенные значения тока базы изменяются для увеличения КПД в соответствии с изменениями тока коллектора. Простейшими ключами являются ключи с потенциальным управлением и пассивным рассасыванием зарядов, схемы которых представлены на рис. 6.1, а и 6.1, б. Напряжение питания цепей управления E В такой схемы выбирается обычно из неравенства E В > (3 − 5) ⋅ (U бэ 2 + U кэ нас1 ) ,

(6.1)

а сопротивления в цепи базы силового транзистора из неравенств R1 ≤

Eв − U бэ 2 − U кэ нас1 , I км K нас U бэ 2 + h21э 2 Rб

(6.2)

27

Rб < 0,2 / IKO.

(6.3)

а

б

Рис. 6.1. Схемы ключей с пассивным рассасыванием зарядов: с управлением от оптопары (а), с управлением от двухтактного логического инвертора (б) Выбор величины сопротивления Rб зависит от напряжения на коллекторе и уровня обратного тока, вытекающего из базы (см. рис. 6.14). Мощность резисторов можно оценить по формулам: U2 PRб = бэ 2 , (6.4) Rб PR1

а

б

2 ( E в − U бэ 2 ) =

R1

.

(6.5)

в

Рис. 6.2. Схемы ключей с активным рассасыванием зарядов: с формирующей RL – цепью (а), с управлением от двухтактного ключа (б), с диодами в цепи эмиттера силового транзистора (в) 28

Недостатком ключей с потенциальным управлением и пассивным рассасыванием зарядов является то, что процесс рассасывания накопленного заряда в базе транзистора затягивает задний фронт импульсов тока в нагрузке и не позволяет полностью реализовать возможности транзистора по частоте коммутации. Поэтому обычно используются ключи с активным рассасыванием заряда в базе, для чего на базу тем или иным способом подается обратное напряжение. Схемы ключей с активным рассасыванием зарядов и потенциальным управлением приведены на рис. 6.2 и 6.3. Выбор напряжения питания цепей управления Е В и сопротивлений в цепи базы силового транзистора производится аналогично вышеописанному, а выбор напряжения, подаваемого на базу силового транзистора, производится из условия получения необходимой величины тока I б 2 (см. раздел 6.3 "Частотные свойства диодов и транзисторов"), вызывающего рассасывание избыточного заряда в базе, и предельного обратного напряжения база – эмиттер силового транзистора. Схемы ключей с управлением через разделительный трансформатор приведены на рис. 6.4, а – 6.4, е. Положительным в этих схемах является то, что управление через разделительный трансформатор достаточно просто обеспечивает гальваноразвязку силовых и управляющих цепей, согласование уровней и защиту цепей управления от аварии в случае повреждения силового транзистора. В то же время усложнение схемы, применение нестандартного (как правило) разделительного трансформатора, трудности при передаче импульсов управления большой длительности и затягивание фронтов импульсов управления без принятия специальных мер как при включении, так и при выключении, существенно увеличивают стоимость ключа и делают их применение в простых устройствах спорным.

а

б

Рис. 6.3. Схемы ключей с рассасыванием зарядов форсирующим конденсатором Ср: с управлением от двухтактного ключа (а), с разделением цепей разряда и заряда Ср (б) Ключи с управлением от обмотки силового трансформатора и ключи с пропорционально-токовым управлением в данном методическом руководстве не рассматриваются вследствие ограниченности их применения. 29

Ключи на биполярных транзисторах, хотя и имеют в настоящее время широкое применение, отличаются следующими отрицательными свойствами:

Рис. 6.4. Схемы ключей с управляющим трансформатором TVу: с формированием прямого тока (а), с разделением цепей прямого и обратного базовых токов VTс (б, в), с двумя вторичными обмотками TVу (г) −

у высоковольтных транзисторов сложно получить высокий статический коэффициент передачи тока базы (например, транзистор КТ828А имеет статический коэффициент передачи тока базы β = 2,25 при коллекторном напряжении 1500 В ), что снижает КПД ключа; − при больших токах коллектора в транзисторе образуются "токовые шнуры", вызывающие локальные перегревы структуры транзистора и снижающие пробивное напряжение коллектор-база; − в биполярных транзисторах в момент переключения возникает сильная обратная связь по току, вызывающая высокочастотные колебания тока в нагрузке (паразитную генерацию); − биполярные транзисторы имеют отрицательный температурный коэффициент сопротивления перехода коллектор–эмиттер, что делает невозможным их параллельную работу без принятия специальных мер по уравниванию токов в параллельных ветвях схемы; − токовое управление транзисторами усложняет схемы управления и снижает коэффициент полезного действия устройства в целом. Поэтому в силовых ключах предпочтительнее применение полевых транзисторов, в большой степени лишенных этих недостатков: так их можно включать параллельно без принятия каких-либо мер по выравниванию токов в ветвях схемы, потенциальное управление ими снижает мощность цепей 30

управления (особенно на низких частотах), достаточно просто обеспечивается работа при повышенных напряжениях и гальваноразвязка силовых цепей и т.п. Напри-

Рис. 6.5. Схемы ключа с управлением фото – ЭДС оптронной схемы: с шунтирующим биполярным транзистором (а), с шунтирующим полевым транзистором (б) мер, для управления ключом, показанным на рис. 6.5, достаточно фото–ЭДС, возникающей при засветке фотодиодов светодиодом оптопары, что делает возможным бестрансформаторную гальваноразвязку цепей управления от силовых цепей и устраняет дополнительный источник питания в цепи затвора силового транзистора.

31

Рис. 6.6. Схемы ключей с управляющим трансформатором: простейшая схема (а), с отключением трансформатора (б), с управлением короткими импульсами (в, г)

а

б

в

Рис. 6.7. Схемы ключей на биполярных и полевых транзисторах: управление биполярным силовым транзистором при помощи полевого (а), управление биполярным силовым транзистором при помощи двухтактного полевого каскада (б), управление биполярным тиристорным эквивалентом при помощи полевых транзисторов (в) Все ранее рассмотренные схемы могут быть реализованы и на полевых транзисторах, например, на рис. 6.6 приведены схемы с управ ляющим трансформатором. Как недостаток полевых транзисторов следует отметить повышенное по сравнению с биполярными транзисторами сопротивление в открытом состоянии. Cхемы ключей с использованием полевых и биполярных транзисторов, позволяют использовать высокое входное сопротивление полевых и низкое выходное (коллектор–эмиттер) сопротивление биполярных транзисторов: так называемые БТИЗ –структуры (биполярный транзистор с изолированным затвором, другое название – IGBT–структуры: интегральный полевой и биполярный транзистор), объединяющие в одном приборе полевой и биполярный транзисторы, приведены на рис. 6.7. В то же время полевые транзисторы с управляющим p-n переходом при подаче на затвор прямого тока точно также как и биполярные транзисторы уменьшают сопротивление сток–исток и даже превосходят по этому параметру биполярные транзисторы. Работающие в таком режиме полевые транзисторы получили название СИТ–транзисторов или Рис. 6.8. Типовая схема включения СИТ – транзистора (а) и его 32 проходная характеристика (б)

транзисторов со статической индукцией (рис. 6.8.). При обратном смещении перехода происходит изоляция цепи затвора обратносмещенным переходом и работа транзистора в "полевом" режиме, а при прямом смещении – работа в "биполярном" режиме. (Например, у транзистора КП926 при работе в "биполярном" режиме сопротивление Rси = 0,03 Ом при токе стока 10 А ). Ограничивающим фактором применения СИТ– транзисторов является то, что при нулевом смещении затвора они представляют собой "открытый ключ" и имеют достаточно малое сопротивление сток–исток (см. рис. 6.8), что вызывает необходимость применения специальных мер для исключения протекания тока по силовой цепи при отсутствии сигналов по цепи управления, например, как это сделано на рис. 6.9, где конденсатор С1, заряжается от дополнительной обмотки ωб и закрывает силовой транзистор до прихода открывающего импульса управления от транзистора VT1. В заключение следует заметить, что выбор типа Рис. 6.9. Пример полупроводникового прибора во многом зависит от использования СИТ состояния технологии их изготовления и параметров –транзистора приборов, получаемых как следствие уровня технологии, соотношения цен на новые и уже массово производимые приборы, требований к устройству в целом и т.д. 6.2. Коэффициент полезного действия транзисторного ключа Коэффициент полезного действия силового ключа можно определить как η=

Pкомм , где Pкомм + Pпотерь

Pкомм =

EП T ik (t ) dt T ∫0

(6.6)

(6.7)

определяет мощность в цепи нагрузки – мощность коммутации, а Pпотерь = Pпк + Pпб = Pк стат + Pк дин + Pб стат + Pб дин определяет мощность потерь, рассеиваемую в ключе, которая складывается из мощности потерь в коллекторной и базовой цепи: T

T

0

0

Pпк = ∫ u k (t ) dt ∫ ik (t ) dt ,

(6.8)

33

Pпб =

E упр

T

∫ i (t ) dt .

(6.9)

б

T

0

Приближенно можно считать, что Pп стат =

(U

I + U упр I упр ) ⋅ tвкл

пр пр

T

+

U обр I обр ⋅ tвыкл

T

,

t +t 1 Pп дин = U обр I пр вкл выкл , 6 T

(6.10) (6.11)

тогда можно принять: в режиме НТ

Pкомм =

τE П (I км + I 0 ) , 2T

(6.12)

в режиме ПТ

Pкомм =

τE П I км , 2T

(6.13)

а

Pпотерь =

τE упр I км K нас

Th21э

.

(6.14)

Тогда коэффициент полезного действия ключа в режиме: НТ

η=

ПТ

η=

1 2 E упр K нас  I  1 + 0  1+ E П h21э  I км 

1+

⋅ 100% ,

1 ⋅ 100% . 2 E упр K нас

(6.15)

(6.16)

E П h21э

Анализируя полученные выражения, можно заметить, что КПД зависит от напряжения управления (чем оно ниже, тем лучше), от коэффициентов насыщения и передачи по току транзистора, поэтому при выборе схемы транзис-торного ключа и режима его работы это необходимо учитывать. В полевых транзисторах в отличие от биполярных потери по цепям управления можно определить как

[

]

Pупр = f C зиU вх2 + C зс (U вх + Eп ) ,

34

2

(6.17)

а динамические потери в транзисторе как Pп дин

Eп2 fI н C зс RrU вх . = 6U зи пор (U вх − U зи пор )

(6.18)

Анализируя приведенные уравнения, можно сделать заключение, что динамические потери в полевых транзисторах пропорциональны квадрату напряжения питания и емкости затвор–сток. Статические потери определяются аналогично статическим потерям в биполярном транзисторе как Pп стат =

(U

пр

I пр + U упр I упр ) ⋅ t ст вкл

T

+

U обр I обр ⋅ t ст выкл

T

,

но с учетом того, что током управления и обратным током в статическом режиме можно пренебречь: Pстат ≈

U ост I км ⋅ τ

T

.

(6.19)

Тогда мощность потерь в транзисторе Pпотерь =

Eп2 fI н C зс RrU вх U I ⋅τ . + ост км T 6U зи пор (U вх − U зи пор )

(6.20)

Коэффициент полезного действия ключа на полевом транзисторе вычисляем, используя формулы (6.6), (6.12)–(6.13) и (6.20). В общем виде формулы для вычисления КПД ввиду их громоздкости не приводятся. 6.3. Частотные свойства диодов и транзисторов В любых полупроводниковых приборах токи возникают и прекращаются с некоторым запаздыванием относительно вызывающего их напряжения. Ток в диоде возникает под действием прямого напряжения, вызывающего возникновение проводящих свойств и переход в проводящее (открытое) состояние. Обратное же напряжение вызывает исчезновение проводящих свойств и запирание диода. Время, в течение которого у диодов существуют проводящие свойства, можно охарактеризовать временем жизни носителей заряда τ p (дырок и электронов) в полупроводнике. На низких частотах, когда

ωτ p << 1 , а период входного напряжения T >> τ p , диоды работают в квазистационарном режиме и их частотные свойства можно не учитывать. При T ≥ τ p обратный ток становится сравним с прямым, а при Т ≤ τр становится 35

равным ему, т.е. диод утрачивает выпрямительные свойства и превращается в полупроводниковое сопротивление. На рис. 6.10 приведена схема измерения, временные диаграммы выходного напряжения однополупериодного выпрямителя при различных частотах синусоидального входного напряжения и его частотная характеристика. Для определения рабочей области частот диодов в справочных данных на определенный тип прибора приводится предельная рабочая частота – частота, на которой напряжение постоянного тока на выходе выпрямителя снижается до 0,7 от уровня напряжения на частоте 50 Гц . Увеличение частоты выше предельно допустимой вызовет рост потерь в диодах и потерю ими выпрямительных свойств. При частоте преобразования 20 − 30 кГц и прямоугольной форме входных напряжений неучет этого фактора приведет к неработоспособности устройства в целом.

Рис. 6.10. К пояснению частотных свойств полупроводникового диода: схема измерения частотной характеристики (а), частотная характеристика (б), выходное напряжение при различных входных частотах (в) В биполярных транзисторах также наблюдается зависимость параметров от частоты. При резком изменении тока базы ток коллектора изменяется с некоторым запаздыванием. На рис. 6.11 приведена схема измерения и временные диаграммы токов базы и коллектора биполярного транзистора, работающего в режиме насыщения с прямым током базы I б1 =

36

Eк − U кэ нас Eб − Eбэ I . > I бн = кн , где I кн = Rк R1 β

Рис. 6.11. К пояснению процессов переключения биполярного транзистора Выключение транзистора производится импульсом обратного тока I б 2 . На кривой коллекторного тока выделим наиболее характерные участки: t 2 − t1 = t нр – время нарастания импульса, время, измеренное при − изменении коллекторного тока от значения 0,1 до 0,9 от установившегося значения тока, равного току насыщения I кн ; t 4 − t3 = t расс – время рассасывания объемного заряда базы, в − течение которого ток базы меняет свой знак, но ток коллектора не изменяется (измеряется при изменении iк от 1,0 до 0,9 Iкн ); t5 − t 4 = tсп – время спада импульса коллекторного тока и − восстановление запирающих свойств коллекторного перехода (измеряется при изменении iк от 0,9 до 0,1 Iкн). Поскольку уравнения, описывающие процесс переключения транзистора нелинейны и не имеют аналитического решения, воспользуемся приближенными зависимостями для вычисления: 1 времени нарастания , (6.21) t нр = τ оэ ln 0,9 I б 2 1− I б1 I б1+ I б 2 , 0,1I б1 + I б 2

времени спада

t сп = τ оэ ln

времени рассасывания

 I  t расс = τ р ln1 − б1  ,  Iб2 

τ оэ = τ р + βRк Cк , τ р – среднее время жизни носителей заряда, где

(6.22)

(6.23) (6.24)

37

β – статический коэффициент передачи тока базы, Rк – сопротивление коллекторной нагрузки, Cк – емкость коллектора (берутся из справочных данных на транзистор). Полевые транзисторы управляются в отличие от биполярных не током, а потенциалом, поэтому протекающие при их переключении процессы также отличаются. Расчетная схема и временные диаграммы процесса переключения полевого транзистора представлены на рис. 6.12. Процесс переключения происходит за 7 этапов: 1- происхо-дит заряд емкостей затвор – исток и затвор – сток через сопротивление источника сигнала управления в течение

Рис. 6.12. К пояснению процесса переключения полевого транзистора

времени

t зд вкл = RГ (С зи + С зс ) ln

U вх ; U вх − U зи пор

(6.25)

2 - транзистор открывается и переходит в линейный режим работы с возникновением отрицательной обратной связи через емкость затвор– сток в течение времени t вкл = 0,8С зс

RГ (E П − U ост ) U вх − U зи (E П − U ост )

;

(6.26)

2 Rc S

3 - отрицательная обратная связь выключается, но продолжается заряд входной емкости (С зи + С зс ) до напряжения U вх в течение времени tи вкл = 3RГ (С зи + С зс ) ;

(6.27)

4 - транзистор переходит в квазистатический режим до окончания действия сигнала управления; 38

5 - происходит разряд емкости (С зи + С зс ) до порогового уровня входа в (E − U ост ) за время линейный режим U зи кр = U зи пор + П RС S U tи выкл = RГ (С зи + С зс ) ln вх ; (6.28) U зи кр 6 - транзистор переходит в линейный режим работы с возникновением отрицательной обратной связи через емкость затвор-сток в течение времени RГ (Е П − U ост ) t выкл = 0,8С зс ; (6.29) Е П − U ост ) ( U зи пор + 2 RC S 7 напряжение на затворе уменьшается до нуля, и транзистор закрывается за время t зд выкл = 3RГ (С зи + С зс ) . (6.30) Таким образом, задержки на включение и выключение составляют: t з вкл = t зд вкл + t вкл + tи вкл ,

(6.31)

t з выкл = t зд выкл + t выкл + tи выкл .

(6.32)

6.4. Область безопасной работы полупроводниковых приборов Все полупроводниковые приборы характеризуются тремя важнейшими предельно допустимыми эксплуатационными параметрами: предельно допустимыми прямым током, обратным напряжением и мощностью рассеяния прибора. При повышении частоты мощность, рассеиваемая прибором, повышается, что ведет к снижению предельно допустимых токов и напряжений. При работе полупроводниковых диодов в рабочей области частот обычно I вводят коэффициенты использования диода по прямому току пр макс и I пр пр доп U обр макс . Выбор этих коэффициентов в обратному напряжению U обр пр доп пределах 0,7÷0,8 обеспечит их надежную работу. При необходимости обеспечения больших токов (напряжений) диоды можно включать параллельно (последовательно), приняв соответствующие меры по обеспечению равномерного распределения между ними тока (обратного напряжения). Схема включения диодов на параллельную работу и схема включения для рабочих напряжений, превышающих предельно допустимые обратные напряжения 39

диодов, приведены на рис. 3.4. При работе диодов на повышенных частотах для обеспечения их надежной работы необходим расчет мощности потерь в диоде и принятие мер по недопущению превышения ею предельно допустимой мощности рассеяния. Биполярные транзисторы дополнительно к вышеперечисленным параметрам рассеивают мощность по цепям управления и могут быть охарактеризованы диаграммой, показанной на рис. 6.13, а, где площадь под кривой – это об-

Рис. 6.13. К определению области безопасной работы транзистора ласть безопасной работы, характеризующая предельно допустимую мгновенную мощность потерь и необходимый сдвиг фазы между током и напряжением на коллекторе транзистора. При расположении в этой области рабочей точки или совокупности рабочих точек режима работы транзистора (траектории переключения) обеспечивается безопасная работа транзистора с синусоидальными и им подобными сигналами. При импульсных сигналах мощность рассеяния в цепи коллектора снижается а область безопасной работы расширяется в сторону больших токов коллектора, что показано на рис. 6.13, б. При работе биполярного транзисторного ключа с обратными токами базы форма кривой, ограничивающая область безопасной работы, изменяется. Как следует из рис. 6.14, а, при увеличении обратного тока базы пробивное напряжение коллектор–база снижается. Кроме того, пробивное напряжение зависит от сопротивления цепи база–эмиттер, как это показано на рис. 6.14, б, и при увеличении величины сопротивления оно также снижается, что необходимо учитывать при выборе схемы ключа и типа коммутирующего силового транзистора. Траекторию переключения можно формировать с помощью дополнительных элементов и демпфирующих цепей, изменяющих характер коммутационных процессов так, чтобы мгновенная мощность потерь в транзисторе не превышала предельно допустимого значения. Принцип 40

формирования траектории переключения заключается в задержке нарастания тока в момент включения, когда напряжение на коллекторе уменьшается, и в задержке нарастания напряжения во время выключения, когда ток коллектора уменьшается от максимального значения до нуля.

а

б

Рис. 6.14. Снижение предельно допустимого напряжения на коллекторе транзистора КТ834А от схем его включения: а) 1- обратный ток базы равен прямому току базы; 2- обратный ток базы равен двукратному прямому; 3обратный ток базы равен трехкратному прямому току базы; б) предельные напряжения на коллекторе: U кэо – при обрыве вывода базы; U кэс – при сопротивлении в цепи базы (значение 10 Ом); U кэк – при к.з. эмиттер–база; U кэ – при обратном напряжении на базе; U кбо – при обрыве вывода эмиттера, (принято за "1"). При выборе конкретного транзистора, если указанные параметры не приводятся в справочных данных, следует экстраполировать приведенные зависимости, подставляя конкретные значения предельных токов и напряжений, приводимых в справочнике, и вычисляя необходимые.

7. Схемы управления высокочастотными инверторами Схему почти любого электронного устройства ЭТУС можно разделить на две основные части: силовую и управляющую. В задачи первой, рассмотренной нами выше, входит получение требуемых величин напряжения, тока, мощности, частоты и т.п. Задачей второй части является преобразование различных физических величин в электрические сигналы, получение требуемых законов управления и параметров технологических процессов, формирование управляющих, измерительных и других сигналов и команд, управляющих элементами силовой части и устройствами сигнализации, передачи и отображения информации. В большинстве случаев работа управляющей части 41

связана с обработкой информации, представленной как в аналоговой, так и в цифровой (дискретной) форме, что вызывает необходимость их преобразования для обеспечения возможности взаимодействия аналоговых подсистем с цифровыми подсистемами. Все это обуславливает достаточно высокую сложность систем управления и не может быть изложено в достаточно малом объеме данного руководства, поэтому мы рассмотрим лишь конкретную аналоговую систему управления высокочастотным инвертором. Схема управления высокочастотным инвертором должна обеспечивать изменение выходного напряжения по заданному закону либо поддерживать его постоянным независимо от изменений тока нагрузки и влияния различных дестабилизирующих внешних факторов, а также обеспечивать измерение тока, напряжения и температуры коллекторов силовых транзисторов преобразователя с целью защиты их от перегрузок. Желательно также получение линейной регулировочной характеристики в широком диапазоне изменения выходного напряжения и отсутствие инерционности схемы управления. Из конструктивно-технологических и экплуатационных параметров желательно достижение ее минимальных габаритов, веса и мощности потребления а также наличие гальванической развязки с первичной сетью питания. Кроме того, у источников питания с бестрансформаторным входом и относительно высоким напряжением питания инвертора дополнительно должно обеспечиваться исключение протекания сквозных токов через транзисторы двухтактного инвертора в переходных и установившихся режимах и отсутствие подмагничивания сердечника трансформатора, для чего схема управления должна обеспечивать минимум времени закрывания силовых транзисторов и симметрирование длительностей импульсов в смежные полупериоды. В зависимости от выбранной схемы высокочастотного преобразователя для управления им может быть использована частотно-импульсная модуляция (ЧИМ) или широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Сравнительный анализ их с точки зрения характеристик преобразователей проведен в [9], но поскольку наиболее широкое распространение получили преобразователи с ШИМ, то ниже рассматривается только этот способ модуляции. Ограничив вышесказанным круг задач, приступим к рассмотрению основных элементов схемы управления. 7.1. Широтно-импульсные модуляторы Задачей широтно-импульсного модулятора является преобразование заданного управляющего сигнала в непрерывную последовательность импульсов фиксированной частоты, характеризуемую длительностью импульса τи и длительностью паузы τп при постоянном периоде их следования Т, задаваемом внешним или внутренним генератором. Таким образом, входным параметром широтно-импульсного модулятора является сигнал управления, а выходным – величина, обратная скважности импульсов: относительная 42

длительность импульса γи = τи /T. В общем случае γи не равна γ, приводимой нами ранее при расчетах схем конверторов, так как сформированный модулятором импульс при трансформации его в импульс коллекторного тока силового транзистора изменяет свою длительность: τки = τи + ∆τи , где ∆τи определяет задержку включения и выключения силового транзистора, учитывает искажения длительности импульса модулятора при прохождении им других элементов схемы управления, например, усилителя-драйвера, схемы гальваноразвязки и т.п. В случае аналоговой системы управления широтно-импульсный модулятор преобразует управляющее напряжение в относительную длительность импульсов. Закон преобразования для повышения устойчивости системы управления желательно иметь линейным. Из курса лекций нам известно, что наиболее просто преобразование напряжения во временной интервал (длительность импульса) можно осуществить с помощью генератора линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН) и компаратора напряжения (КН). Такая схема приведена на рис. 7.1. Компаратор напряжения сравнивает линейно возрастающее напряжение ГЛИН Uа и уровень заданного напряжения Uб и в момент их равенства выдает положительный импульс, который заканчивается одновременно со сбросом ГЛИН в исходное состояние. С увеличением уровня заданного напряжения длительность импульса линейно уменьшается, с уменьшением – линейно увеличивается. Такая регулировочная характеристика удобна для стабилизации уровня выходного напряжения конвертора, так как в качестве заданного уровня напряжения U зад возможно

а

б

Рис. 7.1. Функциональная схема (а) и эпюры напряжения широтно-импульсного модулятора с генератором линейно изменяющегося напряжения использовать соответствующим образом преобразованное по уровню изменение выходного напряжения конвертора. Тогда при увеличении выходного напряжения конвертора произойдет уменьшение относительной

43

длительности импульсов модулятора γи и соответствующее уменьшение выходного напряжения (см., например, формулу (5.1)). В качестве примера расчета рассмотрим схему широтно-импульсного модулятора, показанную на рис. 7.2. Принцип ее работы основан на заряде конденсатора C 2 постоянным током от генератора тока, выполненного на транзисторе VT 3 , за время, определяемое периодом следования импульсов сброса от генератора на однопереходном транзисторе VT 1 . При постоянстве зарядного тока справедливо соотношение: .

(7.1)

Уровень коллекторного тока транзистора VT3 можно определить из приближенного равенства его эмиттерного и коллекторного тока: Iк= Ic ≅ Iэ = (Uб-Uбэ)/ R4 .

(7.2)

Тогда легко определяется емкость конденсатора С2: С2 = IcT/Uc .

(7.3)

Рис. 7.2. Схема широтно-импульсного модулятора с задающим генератором на однопереходном транзисторе Пусть период колебаний будет равен 50 мкс , а напряжение питания 15 В . Тогда можно принять, что конденсатор C 2 за это время (период колебаний) заряжается до 10 В , что обеспечивает линейный (Uк > 1,5 B) режим работы транзистора VT 3 . По формуле (7.2) определим рабочий ток генератора тока, он будет равен 2 мА (Uб = 1,2 В, Uбэ = 0,6 В, R4 = 300 Ом). По формуле (7.3) 44

определяем величину С 2 = 0,01 мкФ . Транзистор VT 3 выбираем типа КТ3107Ж . Расчет генератора импульсов сброса на однопереходном транзисторе можно произвести по формулам: t зар = R1C1 ln

U пит − U в , U пит − U п

(7.4)

Uп , Uв

(7.5)

t разр = (R3 + Rд )C1 ln

U п = ψU пит + U д ,

ψ=

(7.6)

η + R3 R

,

бб

1 + R3

Rбб

+ R2

(7.7)

Rбб

где t разр + t зар = T , а параметры Rбб = 10 кОм ; I п = 20 ⋅ 10 −6 A ; I эо = 10 ⋅ 10 −9 А ;

U в = 5 В ; η = 0,6 ; Rбб = 100 Ом ; U д = 0,38 В находятся из справочных данных на транзистор КТ117Г. Величина сопротивления R1 должна удовлетворять неравенству U пит − U п U −U > R1 > пит п . Iп Iв

(7.8)

Выбрав C1 = 0,01 мкФ , R1 = 11 кОм и R3 = 100 Ом , получим в результате расчета t разр = 1 мкс и t зар = 49 мкс . В качестве компаратора можно применить любой операционный усилитель или интегральный компаратор напряжения (см. [10]), например К554СА3, рассчитав делитель напряжения R6 − R7 так, чтобы падение напряжения на резисторе R7 было равно 10(1 − γ ном ) , где 10 В – предельно возможное напряжение на конденсаторе С 2 , соответствующее нулевой длительности импульса на выходе модулятора. Следует помнить, что конденсатор С 2 не разряжается до нуля: остаточное напряжение составляет порядка 0,2 − 0,4 В , что определяется остаточным напряжением насыщенного ключа на транзисторе VT 2 . Также, вследствие разброса номинальных значений элементов схем генераторов импульсов сброса и зарядного тока, конденсатор С2 не обязательно может заряжаться точно до 10 В , поэтому, во избежание сбоев в работе, относительная длительность импульсов модулятора не должна иметь значений менее 0,1 и более 0,9 . На практике часто совмещают релаксатор (задающий генератор) и модулятор в одном устройстве, например, как это сделано на рис. 7.3. Здесь 45

мультивибратор DD1.1 − DD1.2 одновременно используется собственно мультивибратора и широтно-импульсного Мультивибратор содержит два интегральных ТТЛ или КМОП времязадающую RC –цепочку. Длительности основных стадий процессов определяются выражениями [12]:

в качестве модулятора. инвертора и переходных

2U 0 + I вх R − U п − U 1 t1 ; = ln RC U 0 + I вх R − U п 2U 1 − U п − U 0 Rбмт t2 ln ; = RC R + Rбмт U1 −Uп

(7.9)

(7.10)

где I вх – входной ток при U вх> U п , а Rбмт – сопротивление в цепи базы многоэмиттерного транзистора (входит в состав интегральной схемы) или входное сопротивление интегральной схемы. Управляющее напряжение подается через резистор R1 и изменяет уровень напряжения Uп и, следовательно, длительность импульса t1 .

Рис. 7.3. Схема широтно-импульсного модуляторамультивибратора на базе цифровых инверторов Мультивибраторы такого типа имеют низкую стабильность, особенно при изменениях температуры окружающей среды и напряжения питания. Поэтому широтно-импульсные модуляторы с совмещенным задающим генератором лучше строить на базе операционных усилителей или интегральных компараторов напряжения, например, как показано на рис. 7.4. Простейший мультивибратор такого типа содержит времязадающую цепочку R1C1 и резисторный делитель напряжения в цепи положительной обратной связи R 2R3 . Изменяя уровень напряжения в цепи делителя напряжения обратной связи через резистор R 4 , можно изменять и относительную длительность импульсов мультивибратора. При нулевом управляющем напряжении и равенстве сопротивлений резисторов R 2 , R3 длительности t1 и t 2 будут равны. 46

Из курса ТОЭ известно, что напряжение на конденсаторе в любой произвольный момент времени определяется равенством U C = U кон + (U нач − U кон ) e

−t

U C = U пор1 + (U пор 2 − U пор1 )e

или

τ

−t

τ

,

(7.11)

где U пор1 и U пор 2 – напряжения переключения компаратора в моменты равенства напряжений на его входах "а" и "б" ( U а и U б ), которые можно определить без учета влияния напряжения управления как: U пор1 =

U вых1 ⋅ R3 R 2 + R3

= βU вых1 и U пор 2 =

а

U вых 0 ⋅ R3 R 2 + R3

= βU вых 0 .

(7.12)

б

Рис. 7.4. Схема широтно-импульсного модулятора на автоколебательном мультивибраторе с интегральным компаратором (а) и временные диаграммы его работы (б) Решая уравнение (7.11), определяем длительности и период повторения импульсов: (7.13) U − U вых 0   τ и 2 = R1C1 ln пор1   U пор 2 − U вых 0  ; (7.14) 47

  U вых1 − U пор 2  U − U вых 0   + ln пор1  . T = τ и1 + τ и 2 = R1C1ln U     U пор 2 − U вых 0    вых1 − U пор1 

(7.15)

Период колебаний при равенстве R2 и R3 равен T = 2,2 R1C1 . Поскольку, подавая напряжение управления, мы не изменяем U вых , то и период колебаний изменяться не будет, но изменения величин U пор 2 и U пор1 будут приводить к изменению относительной длительности импульсов. 7.2. Регуляторы Регулятор - это устройство, которое выделяет разницу между заданным и измеряемым (действительным) значением выходного параметра, а затем преобразует эту разницу (сигнал ошибки) в соответствии с некоторой функцией Fp (передаточной функцией регулятора). В простейшем случае это усилитель с обратной связью. На входе регулятора происходит сравнение регулируемого параметра (“регулируемой координаты”) с его заданным значением (“уставкой”), их разность (“сигнал ошибки”) усиливается и через усилитель мощности подается на регулирующий элемент (исполнительный орган, механизм в общем случае). Чем больше коэффициент усиления К регулятора, тем точнее будет регулирование и ближе к заданному значение выходного параметра. Поскольку выходной сигнал такого регулятора пропорционален сигналу ошибки (Uвых = KUош), он получил название линейного пропорционального (П) регулятора. Его передаточная функция Вам хорошо известна из раздела “Операционные усилители” лекционного курса: Fp = Uвых = KUош =(Zос/Zвх)Uош (см. рис. 7.5). При больших значениях К вследствие того, что последующие звенья системы регулирования имеют инерционность и вносят задержки при отработке сигнала ошибки (“фазовое запаздывание”), в системе регулирования появляется неустойчивость и возникают колебания выходного параметра (самовозбуждение). Поэтому обычно не удается реализовать пропорциональный закон регулирования и, для того чтобы минимизировать ошибку и сохранить устойчивость системы, в регулятор вводят интегрирующее звено и формируют его выходной сигнал в виде t

Uвых = KUош + (1/Tи) ∫ Uошdt, где Tи - постоянная интегрирования. (7.16) 0

В этом случае Uвых изменяется за счет интегрирования до тех пор, пока не

48

будет выполнено условие Uош = 0. Схема и переходные характеристики ПИрегулятора приведены на рис.7.5. Переходная характеристика позволяет оценить динамические свойства регулятора а б и определяется при Рис. 7.5. ПИ-регулятор, схема (а) и ее переходная подаче на характеристика (б) его вход единичного скачка напряжения. Переходная характеристика однозначно характеризует частотную характеристику регулятора. Разложив в ряд Фурье входной скачок напряжения (фактически это прямоугольная импульсная последовательность с периодом стремящимся к бесконечности), получим, что

Для схемы рис. 7.5 регулятора

Z1 = R1, Zос = Rос + 1/jωC1, а передаточная функция

Fp = Uвых/Uвх = - Zос/ Z1 = -( Rос/R1 + 1/jωR1C1 ).

(7.18)

Обозначив Rос/R1 = Кр и R1C1 = Тос , можно записать Uвых = - (Кр + 1/jω Тос) Uвх .

(7.19)

Из последнего уравнения следует, что в пропорционально-интегральном регуляторе выходное напряжение представляет собой сумму двух составляющих: пропорциональную входному напряжению и интегрирующую входное напряжение. Подставив условия (7.17) получим, что Uвыхt→0 = - Кр Uвх, а Uвыхt→8 = ( 1/j0Тос) Uвх =8. Это означает, что переходная характеристика ПИ-регулятора содержит в первый момент времени безинерционный скачок напряжения - Кр Uвх, а затем выходное напряжение в результате интегрирующего действия нарастает теоретически до бесконечности, а практически до напряжения насыщения усилителя. 49

Уравнение (7.19) используется редко. Обычно передаточная функция регулятора представляется в виде Fp = Uвых/Uвх = - Кр(1 + 1/jω Тр),

(7.20)

где Тр = Тос / Кр - так называемое время удвоения регулятора. Время удвоения представляет собой время (см. рис. 7.5), в течение которого выходное напряжение регулятора достигает удвоенного значения, т. е. Uвых = - 2Кр Uвх, считая от момента скачка. Коэффициент пропорционального усиления Кр и постоянную времени Тос можно изменять, достигая тем самым оптимальных параметров регулирования. Недостаток пропорциональноинтегрального (ПИ) закона регулирования (7.16) - малая чувствительность к быстрым изменениям выходного параметра. Поэтому иногда в закон регулирования Рис. 7.6. Схема пропорционально-интег- вводят еще одно слагаемое: рально-дифференциального регулятора производную входного сигнала t

Uвых = KUош + (1/Tи) ∫ Uошdt + ТД(dUвх /dt), 0

(7.21)

где ТД - время опережения (постоянная времени дифференцирования), и получают пропорционально-интегрально-дифференциальный (ПИД) закон регулирования. Схема такого регулятора представлена на рис.7.6. Из рисунка следует, что входное сопротивление Z1 = 1/(1/R1 + jωC2), а Zос = Rос + 1/jωC1, откуда получается уравнение передаточной функции Fp = Uвых/Uвх = - Zос/ Z1 = ( 1 + jωТр)( 1 + jωТД) / jωТи ,

(7.22)

где Тр = RосC1 - время удвоения (постоянная времени ПИ - регулятора); ТД = R1C2 - время опережения (постоянная времени ПД - регулятора); Ти = = R1C1 - время интегрирования (постоянная времени И - регулятора). Чтобы иметь возможность оптимизировать регулятор и получить требуемые свойства системы регулирования (время переходных процессов, перерегулирование при отработке возмущений, точность и т.п.) обычно значения K, Tи и ТД делают регулируемыми и производят настройку регуляторов в процессе эксплуатации. 50

Все более широкое распространение импульсных преобразователей напряжения в блоках электропитания привело к появлению специализированных интегральных схем сначала устройств управления преобразователями, (например, К1033ЕУ1, К1033ЕУ5, TDA4601, TDA4605), а затем и самих интегральных преобразователей со встроенной схемой управления (например, серий STR-S54041, STR-S6309, STR-S6709 и др.), интегральных преобразователей частоты с ШИМ на высокой частоте и т.п. Поскольку задачей данного методического руководства является пояснение принципов действия и основ расчета подобных устройств, то интегральные преобразователи и схемы управления здесь не рассматриваются, что не исключает самостоятельного их применения Вами с соответствующими расчетами и описанием получаемых характеристик преобразователя в соответствии с заданием на курсовую работу.

Заключение В практике проектирования электронных устройств сложилась определенная последовательность принятия решений, направленная на создание изделий с заданными функциональными и эксплуатационными характеристиками при минимальной стоимости. При выполнении курсовой работы полезно это учитывать, поскольку рациональная последовательность собственных действий сокращает время, потраченное на выполнение работы. Первый этап – разработка требований к проектируемому устройству, т.е. составление технического задания уже выполнено за Вас – задание на проектирование в соответствии с Вашим вариантом приведено на стр. 5–7. Второй этап – разработка структурной схемы и определение основных технических характеристик. Здесь рекомендуется изучить существующие устройства, подобные проектируемому, и соответствующую литературу. Затем провести анализ возможных принципов построения схем в нескольких вариантах, сравнив их по наиболее важным показателям. Для лучшего, по Вашему мнению, варианта составить структурную схему, установить общие технические характеристики ее основных узлов и блоков и их взаимосвязи. На этом этапе желательно использовать опыт руководителя работы и показать ему результаты Вашей работы с целью получить одобрение Ваших стараний и подтверж-дение правильности избранных решений. Третий этап – выбор элементной базы. Для этого Вам потребуется хотя бы ориентировочно оценить режимы работы наиболее нагруженных узлов силовой и управляющей части, т.е. произвести необходимые расчеты сетевого выпрямителя с фильтром и инвертора. Следует помнить, что на данном этапе проектирования не только выбирают элементную базу, но и в общих чертах разрабатывают конструкцию, поскольку применяемая элементная база ее во многом определяет. 51

Четвертый этап – разработка функциональной схемы. Основной критерий здесь – минимизация числа элементов и их соединений. Второй критерий – функциональная однородность, т.е. использование элементов с одинаковыми функциями, что ведет к унификации схемы и, в свою очередь, к снижению трудоемкости и стоимости проектирования. Пятый этап – разработка принципиальной схемы. На этом этапе проводят электрический расчет всех элементов схемы, которые нельзя было реализовать на типовых интегральных схемах и унифицированных (либо ранее разработанных) узлах и блоках, и проверяют совместимость последних по электрическим характеристикам. Шестой этап – разбивка принципиальной схемы на конструктивно-функциональные узлы и блоки с минимумом внешних связей и соединений. При необходимости на этом этапе составляется техническое задание на проектирование специализированных интегральных схем или силовых полупроводниковых приборов и заказывается их изготовление. Седьмой этап – конструктивно-технологическая разработка. Он включает в себя разработку топологии печатных плат, конструкций узлов и блоков, обеспечения связей между ними и конструкции устройства в целом, проведение тепловых, прочностных и других расчетов конструкции. Из всего этого многообразия задач Вам необходимо только оценить примерные габариты Вашего устройства с учетом системы охлаждения и начертить чертеж внешнего вида с указанием габаритных и присоединительных размеров. Проектирование заканчивается выпуском комплекта конструкторской и технологической документации и изготовлением опытного образца, по результатам испытаний которого производится коррекция комплекта конструкторской и технологической документации и изготовление другого опытного образца, по результатам испытаний которого снова производится коррекция комплекта конструкторской и технологической документации и т.д. Вам этого делать не нужно, поэтому в заключение позвольте пожелать отличных оценок на защите.

52

Приложение 1 СПРАВОЧНЫЕ ДАННЫЕ НЕКОТОРЫХ ТИПОВ ДИОДОВ Тип диода

Uобр В

Iпр А

Uпр В

Iобр мА

Cд пФ

fд,макс кГц

tвос мкс

Iуд кА

КД105Г КД206В КД212А КД213А КД213Б КД244В КД2994В КД2997 КД411А КД529В КЦ106В диодный КЦ411В Д112-10 -16 -25 Д122-32 -40 Д132-50 -63 -80 Д141-100

800 600 200 200 200 200 200 200 700 2000 8000 мост 400 от 100 до 1400

0,3 10 1,0 10 10 10 20 30 2,0 8 0,1

1,0 1,2 1,0 1,0 1,2 1,3 1,3 1,0 1,4 3,3 25

0,1 0,7 0,05 0,20 0,20 0,10 0,10 0,20 0,70 0,001 0,005

180 45 550 550 -

1,0 1,0 100 100 100 200 200 100 30 5 20

0,385 10,0 0,3 0,3 0,17 0,035 0,05 0,20 0,50 2,0 3,5

0,003 0,10 0,01 0,10 0,10 0,10 0,20 0,30 0,02 0,08 -

3,0 10 16 25 32 40 50 63 80 100

2,5

0,002 1,0 1,5 4,0 6,0 6,5 8,0 8,0 10,0 20,0

-

1

-

-

-

-

-

-

-

0,5

10 5,9 6,3 6,7 7,1 7,2 9,3 9,8 10,2 15,0

0,03 0,2 0,2 0,3 0,4 0,5 1,1 1,2 1,3 2,0

-

0,5

-

0,5

0,90

20,0 20,0 40 40 50 50

-

-

15,0 17,0 20 22 25 25

2,4 3,3 6,0 7,0 8,2 12,0

1,0

50

-

0,5

1,0 1,0 0,9 1,0

50 50 75 100

-

0,5

-

0,5

40 35 25 40 35 30 30

7,5 10,0 13,0 11,0 16,5 20,0 28,0

1,2 1,06 1,2 1,0

25 25 35

-

-

-

-

1,6 2,5 2,0 3,2

2,4 2,7 5,0 5,5

Д151-125 -160 Д161-200 -250 -320 Д171-400 Д133-400 -500 -800 Д143-630 -800 -1000 Д253-1600 ДЧ151-80 -125 ДЧ161-125 -160

от 100 до 1400 от 100 до 1400 от 300 до 1600 от 300 до 1600 от 300 до 1600 от 300 до 1600 от 1000 до 4000 от 1000 до 4000 от 1000 до 4000 от 500 до 1400 от 500 до 1400

125 160 200 250 320 400 400 500 800 630 800 1000 1600 80 125 125 160

0,9 0,85 0,83 0,95 0,90 0,90 0,90

53

Приложение 2 СПРАВОЧНЫЕ ДАННЫЕ НЕКОТОРЫХ ТИПОВ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ Тип

Структура

Рк Вт

Uкэr В

Iк,макс А

КТ315В KT361B KT3102A KT3107B KT501K KT504A KT505A KT630Б KT704A KT710A KT715A KT808A KT812A KT814Г KT815Г KT825Г KT826Б KT827A KT834A KT838A KT840A KT847A KT878A KT892Б KT931A KT945A KT947 КТ980А TK335-16 TK335-25 TK335-40 TK435-32 TK142-63 TK152-80 TK152100 TKД152- 40 - 50 - 63

n-p-n p-n-p n-p-n p-n-p p-n-p n-p-n p-n-p n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n p-n-p n-p-n p-n-p n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n n-p-n

0,20 0,15 0,25 0,30 0,35 1,0 1,0 0,8 15 50 75 50 50 10 10 125 15 125 100 50 60 125 150 175 150 50 200 300 100 100 120 180 250 250 280

40 40 50 50 45 400 300 120 500 3000 5000 120 400 100 100 90 700 100 500 1500 400 650 900 400 60 200 100 100 600 600 600 800 800 800 800

0,1 0,05 0,1 0,1 0,3 1,0 1,0 1,0 2,5 5,0 2,0 10 10 1,5 1,5 20 1,0 20 15 5 6 15 25 15 15 15 20 15 10 16 25 20 40 50 63

n-p-n

300

900

54

40 50 63

Iкбо мкА

h21

tвыкл нс

rкэ,нас Uэбо Fгр Cк Ом В МГц пФ

0,5 30-120 1,0 40-160 0,05 200-500 0,1 180-460 1,0 80-240 100 15-100 100 25-140 1,0 80-240 5000 10-100 2000 4 1000 15 3000 10-50 5000 4 500 40 500 40 1000 >750 2000 10-300 3000 750-1800 3000 >150 1000 >5 3000 10-60 5000 8-25 7000 8-30 9000 8-25 20000 25 25000 45 100мА 70 100мА >30 20000 >8 20000 >8 20000 >8 20000 >8 150мA >20 200мА 8-100 200мА >24

0,5 0,5 0,1 0,1 2,0 2700 2600 500 3000 30мс 27мс 2000 1300 1500 1500 4,5 700 4,5 1,2 1000 600 3000 3000 4000 180 1100 1200 1200 7000 7000 7000 5500 7000 7000 7000

20 20 20 20 1,3 2,0 3,6 2,0 2,5 0,9 15 0,3 0,3 1,2 1,2 <0,4 <5,0 <0,2 <0,13 <0,38 <0,75 <0,1 <0,1 <0,22 <0,18 <0,17 <0,11 0,2 <1,0 <1,0 <1,0 <0,6 0,06 0,06 0,06

6 4 3,5 5 20 6 5 7 4 5 5 4 7 5 5 5 5 5 7 5 5 8 5 5 4 5 5 4 7 7 7 7 4 4 4

1,5мА

10мс

0,06

7

30-60

300 300 300 300 5 3 3 50 1 1 1 10 4 10 10 5 6 5 5 6 12 15 10 10 250 50 75 150 1,5 0,6 1,1 1,1 1,1 1,1 0,3

10 10 7 7 180 400 400 15 500 800 700 300 300 200 200 300 300 300 100 300 300 200 300 300 240 200 680 350 900 980 800 800 880 920 990

0,3 990

Приложение 3 СПРАВОЧНЫЕ ДАННЫЕ НЕКОТОРЫХ ТИПОВ ПОЛЕВЫХ И БТИЗ - ТРАНЗИСТОРОВ Тип

Структура

Рси Вт

Uси В

Iс,макс А

Iс,нач мА

с

tвыкл нс

S мА/B

r си Ом

Uзи,мак B

КП801Г КП802Б КП816Г КП926А КП934А КП938А А724А А842А КП904А КП928А BSM101AR BSM141 BSM181F 2Е701А BUP400 BUP402 BUP403 BSM300GA 120DN2 BSM400GA 120DN2

n-канал ПТУП n-канал ПТУП n-канал ПТУП n-канал ПТУП n-канал СИТ n-канал СИТ индуц. n-канал МОП индуц. n-канал МОП индуц. n-канал МОП индуц. n-канал МОП индуц. n-канал МОП индуц. n-канал МОП индуц. n-канал МОП БТИЗ БТИЗ БТИЗ БТИЗ

100

140

8

-

-40

40

600

2

40

500

2,5

-

35

30

800

<3

125

1000

25

-

25

110

10А/В

1,2

50

450

16,5

-

25

100

2000

0,1

40

450

10

5

1400

500

15

5

1500

60

1000

3

30

1000

-β= 40 -β= 20 750

0,04

50

-β= 40 -β= 20 7

40

500

7

5

25

1000

2000

2

75

70

10

200

30

2,3

250

5

250

50

21

150

25

0,3

1800

0,4

125

50

200

200

30

1500

3000

0,003

40

400

60

150

25

1500

2000

0,075

250

800

34

150

25

1500

2000

0,32

75 50 60 75

500 600 600 600

25 20 30 50

1 1 1,5 1,5

20 15 20 20

500 800 1000 980

12А/B 2000 8000 12A/B

0,1 0,2 0,2 0,15

БТИЗ

250

1200

300

2

20

1000

15A/B

0,2

БТИЗ

250

1200

400

2

20

1200

16A/B

0,2

0,07 5

55

Библиографический список 1.

Сергеев Б.С. Анализ коммутационных процессов в однотактном преобразователе / Полупроводниковая электроника в технике связи: Сб. статей/Под ред. И.Ф. Николаевского. М.: Связь, 1978. Вып.19. С. 169-176. 2. Справочник по электрическим конденсаторам / М.Н. Дьяконов, В.И. Карабанов, В.И. Пресняков и др.; Под ред. И.И. Четвертакова и В.Ф. Смирнова. М.: Радио и связь, 1983. 576 с. 3. Сергеев Б.С. Сглаживающие фильтры однотактного преобразователя / Радиотехника. 1989. №3. С. 86-89. 4. Справочник по импульсной технике. /Под ред. В.Н. Яковлева. Киев: Техника, 1972 г. 5. Левинзон В.С. Защита в источниках электропитания РЭА. М.: Радио и связь, 1990. 144 с. 6. Гудиноф Ф. Интегральные схемы управления импульсными источниками питания: Пер. с англ. // Электроника. 1989. № 23. 7. Ногин В.Н. Аналоговые электронные устройства: Учебное пособие для вузов. М.: Радио и связь, 1992. 304 с.: ил. 8. Пейтон А. Дж., Волш В. Аналоговая электроника на операционных усилителях. М.: Бином. 1994. 9. Александров Ф.И., Сиваков А.Р. Импульсные полупроводниковые преобразователи и стабилизаторы напряжения. Л.: Энергия, 1970. 188 с. 10. Интегральные схемы для бытовой радиоаппаратуры. Справочник / И.В. Новаченко, В.А. Телец, Ю.А. Краснодубец. М.: Радио и связь, 1995. 320 с.: ил. 11. Букреев С.С. Силовые электронные устройства. М.: Радио и связь, 1987. 256 с. 12. Дьяконов В.П. Импульсные устройства на интегральных микросхемах. М.: изд-во МЭИ, 1977. 84 с. 13. Четти П. Проектирование ключевых источников электропитания: Пер. с англ. М.: Энергоатомиздат, 1990. 240 с. 14. Соустин Б.П., Иванчура В.И., Чернышев А.И. Системы электропитания космических аппаратов. Новосибирск: Наука, 1994. 318 с.

56

Оглавление Введение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 1. Задание на курсовую работу . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 2. Функциональные схемы и параметры источников питания . . . . 7 3. Расчет силовых цепей сетевого выпрямителя (упрощенная методика) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 4. Сглаживающие фильтры источников питания . . . . . . . . . . . . . . . 17 5. Высокочастотные преобразователи напряжения . . . . . . . . . . . . . . 19 5.1. Однотактный преобразователь напряжения с обратным включением диода выпрямителя . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 5.2. Однотактный преобразователь напряжения с прямым включением диода выпрямителя . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 5.3. Двухтактный преобразователь напряжения . . . . . . .. . . . . . . . . . . . . 23 6. Транзисторные ключи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 6.1. Схемы транзисторных ключей . . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . . . . . . 26 6.2. Коэффициент полезного действия транзисторного ключа . . . . . . . . 32 6.3. Частотные свойства диодов и транзисторов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 6.4. Область безопасной работы полупроводниковых приборов . . . . . . 38 7. Схемы управления высокочастотными инверторами . . . . . . . . . . 40 7.1. Широтно-импульсные модуляторы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 7.2. Регуляторы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 Заключение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 Приложение 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 Приложение 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 Приложение 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 Библиографический список . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ Составители Удинцев Владимир Николаевич Проскуряков Валерий Степанович Редактор И. В. Коршунова

57