Электропреобразовательные приборы: Учебное пособие

¬. Ã. —ÏËÌÓ‚ ¬. Õ. ‘‰ÓÂÌÍÓ

›À≈ “–Œœ–≈Œ¡–¿«Œ¬¿“≈À‹Õ¤≈ ”—“–Œ…—“¬¿ –›—

УДК 621.311.6 (075) ББК 31.264.5 С50 Смирнов В. М., Федоренко В. Н. С50 Электропреобразовательные приборы: Учеб. пособие/ СПбГУАП. СПб., 2004. 80 с.: ил. ISBN 5-8088-0105-2 В учебном пособии рассматрены вопросы теории и практики вторичных источников электропитания РЭС, а также новая элементная база источников электропитания: полевые транзисторы, биполярные транзисторы с изолированным затвором. Приведено большое количество схем и графиков , облегчающих понимание излагаемого материала. Пособие предназначено для подготовки студентов радиотехнических специальностей дневного, вечернего и заочного факультетов по курсу "Элетропреобразовательные устройства РЭС".

Рецензенты: кафедра физических и теоретических основ радиоэлектроники ГУАП; кандидат технических наук доцент Н. Г. Туркин Утверждено редакционно-издательским советом университета в качестве учебного пособия

ISBN 5-8088-0105-2

© ГОУ ВПО СПбГУАП, 2004 © В. М. Смирнов, В. Н. Федоренко, 2004

2

ВВЕДЕНИЕ Источники электропитания объединяют широкий класс устройств– преобразователей электрической энергии, обеспечивающих надежное и качественное питание радиоэлектронной аппаратуры. В маломощных радиотехнических устройствах и приборах источники питания, как правило, конструктивно объединены с блоками питаемого устройства. Их коэффициент полезного действия, компактность, надежность, длительный срок службы и вес весьма важны. Динамичное развитие элементной базы и компонентов силовой электроники приводят к новым схемотехническим решениям источников питания РЭА. В данном пособии будут рассмотрены только вторичные источники питания (ВИП), в отличие от первичных источников, в которых вырабатывается электроэнергия. Функциональная схема современного ВИП приведена на рис. 1.

1

2

3

4

5

6

7

8 Рис. 1

Кратко рассмотрим назначение основных каскадов этой схемы: 1 – первичный источник электропитания (ПИП) – преобразует в электрическую энергию один из видов неэлектрической (механической, тепловой, химической и т. д.) энергии; 2 – стабилизатор первичного напряжения (СПН) – обеспечивает стабилизацию напряжения при колебаниях входного напряжения. Примерами такого СПН могут быть феррорезонансный стабилизатор или стабилизатор с магнитным усилителем при ИП переменного тока, или полупроводниковый стабилизатор при ПИП постоянного тока; 3 – преобразователь (П) – преобразует входное напряжение в напряжение, необходимое для питания РЭА. Такими преобразователями являются трансформатор или транзисторный преобразователь; 4 – выпрямитель (В) – преобразует переменное напряжение в постоянное (часто в него включают трансформатор, если ПИП – сеть переменного тока); 3

5 – сглаживающий фильтр (Ф) – уменьшает пульсации выпрямленного напряжения; 6 – стабилизатор выходного напряжения (СВН) – поддерживает постоянное напряжение на выходе источника питания при изменении входного напряжения, сопротивления нагрузки, температуры и других дестабилизирующих факторов; 7 – нагрузка – комплексное сопротивление всех элементов схемы. На эквивалентных схемах она почти всегда заменяется активным сопротивлением: Rн =

Uн , Iн

где Uн – постоянное напряжение на нагрузке; Iн – ток через нагрузку. Важным параметром является понятие дифференциального сопротивления нагрузки

Riн =

∆U н ; ∆I н

8 – вспомогательные устройства (ВУ) – схемы и устройства для включения, выключения источника питания, схемы защиты, сигнализации и другие сервисные устройства. Эта схема является наиболее полной схемой ВИП (в реальных схемах часть каскадов схемы может отсутствовать). Основной характеристикой схемы ВИП (или какого-либо его каскада) является внешняя характеристика – зависимость выходного напряжения от величины выходного тока. Она позволяет определить важнейшие показатели, характеризующие работу ВИП: номинальное выходное напряжение, выходную мощность, пределы их изменения, дифференциальное сопротивление и т. д. Важными параметрами ВИП являются также КПД, величина и частота пульсаций, габариты и вес, надежность и срок службы. С введением в технику связи микросхем потребляемая мощность, масса и габариты радиоаппаратуры резко уменьшились. Поэтому уменьшение габаритов и массы ВИП при одновременном повышении надежности и обеспечении высоких энергетических и качественных показателей, автоматизация контроля и защиты как источников, так и аппаратуры, а также электромагнитная совместимость источников питания и аппаратуры являются наиболее существенными проблемами при разработке и проектировании источников питания. 4

1. ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ИСТОЧНИКОВ РЭА 1.1. Диоды (вентили) Электрический вентиль – это прибор, имеющий существенно разную проводимость для токов противоположных направлений. Идеальный вентиль обладает сопротивлением в прямом (проводящем) наIпр, мА правлении, равным нулю, а в обб a ратном (непроводящем) – бесконечно большим. Вольт-амперная характеристика (ВАХ) идеального венти300 ля приведена на рис. 2, кривая а. 200 Реальный вентиль обладает малым 100 1 2 сопротивлением в прямом направ- Uобр, В лении (Rпр) и большим сопротивле200 100 Uпр, В нием в обратном направлении (Rобр), 20 т. е. его ВАХ (рис. 2, кривая б) от30 лична от идеальной. Чем больше отI , мкА обр

ношение Rобр R пр , тем лучшими

Рис. 2

вентильными качествами обладает прибор. В настоящее время в радиотехнической аппаратуре в качестве вентилей используются только полупроводниковые диоды. Рассмотрим их основные эксплуатационные параметры: 1. Номинальный рабочий ток Iср.доп представляет собой среднее значение выпрямленного синусоидального тока частотой 50 Гц, протекающего через вентиль при его работе в однотактной схеме на активную нагрузку. 2. Наибольшее допустимое обратное напряжение (амплитуда) Uобр.доп, которое вентиль выдерживает длительное время. 3. Прямое падение напряжения на вентиле Uпр, которое должно быть по возможности малым. 4. Динамическое сопротивление вентиля: Rd =

dU пр dI пр

.

5

5. Обратный ток Iобр – величина тока, проходящего через вентиль в обратном направлении при обратном напряжении. 6. Максимальная мощность, рассеиваемая вентилем: Pдоп = U пр ⋅ I пр . Pвых U вых , 7. КПД вентиля η = P + P = U вых в вых + U пр

где Pвых – выходная мощность выпрямителя; Pв – потеря мощности на вентиле. Наиболее часто используются в выпрямителях кремниевые вентили. Они имеют более высокую по сравнению с германиевыми вентилями предельную рабочую температуру (+125°С вместо +80°С), обратный ток у кремниевых вентилей на 1–2 порядка меньше и предельная рабочая частота выше. В настоящее время выпускаются вентили с токами до 1000 А и Uобр.доп до 1000 В. С распространением микросхемотехники с низкими уровнями питающих напряжений (3…5) В появилась потребность в диодах с малой величиной Uпр. Малой величиной Uпр обладают Iпр диоды Шоттки (Uпр = 0,3 В) в отличие от обычных кремниевых (Uпр = (0,8…0,9) В). В каскадах источников электропитания, работающих в ключевом режиме, необходимо уменьшать время восстановления об3 2 1 ратного сопротивления диодов, которое определяется временем рассасывания t Iпр неосновных носителей. На рис. 3 показаны типовые кривые обратного тока для диодов с нормальным (1), мягким (2) и быРис.3 стрым восстановлением (3). Недостатком диодов Шоттки является относительно небольшое обратное напряжение (до 150 В). В настоящее время разработаны ультрабыстрые диоды HEXFRED (гексагональные эпитаксиальные диоды со сверхбыстрым временем восстановления), имеющие обратное напряжение 600…1200 В. 1.2. Тиристоры В управляемых выпрямителях в качестве вентилей используются тиристоры (трехэлектродные приборы с четырехслойной полупроводниковой 6

+А

p n p n

–К Iy2 > Iy1 > Iy = 0

+ УЭ +А

–К

Iвыкл Iвкл

+ УЭ

Рис. 4

Uпр Ua max

Рис. 5

структурой). В отличие от неуправляемых вентилей тиристор имеет дополнительный управляющий электрод УЭ (рис. 4). Крайние p и n области полупроводниковой структуры называются соответственно анодом и катодом. ВАХ тиристора при отсутствии управляющего сигнала ( Iупр = 0) отличается от ВАХ обычного вентиля наличием большого выброса в прямой ветви (рис. 5). Это означает, что при отсутствии управляющего напряжения сопротивление тиристора в прямом направлении велико, если напряжение не превышает Uа mах, так как сопротивление тиристора в данном случае определяется величиной обратного сопротивления среднего p-n-перехода II, который включен в непроводящем направлении. При Uа = = Uа max происходит пробой этого перехода и тиристор открывается. После пробоя сопротивление тиристора приблизительно равно сопротивлению полупроводникового диода в прямом включении. Если приложить к управляющему электроду определенный потенциал, то пробой среднего p-n-перехода происходит при меньшем Uа max. Знак потенциала зависит от того, на какой слой запертого перехода поступает управляющий сигнал (p или n). После этого тиристор теряет управляемость по управляющему электроду. Закрывается тиристор тогда, когда его ток становится меньшим Iвыкл. Модификациями тиристора являются диодный тиристор (динистор) и симметричный тиристор (симистор). У динистора отсутствует управляющий электрод, его ВАХ повторяет характеристику тиристора при Iупр = 0. Симистор имеет характеристику, приведенную на рис. 6. Тиристоры выпускаются на токи до нескольких сотен ампер и на допустимые обратные напряжения до 1000 В. Время переключения тиристоров: 1…5 мкс, время восстановления запирающего слоя: 2…20 мкс. 7

При больших токах нагрузки вентили включают паIy2 > Iy1 > Iy = 0 раллельно (рис. 7, а). ПоIвыкл скольку ВАХ вентилей не Iвкл совпадают, для выравниUпр + УЭ вания токов вентилей Ua max последовательно с ними включают одинаковые по величине резисторы с небольшим сопротивлением Rs (от долей до единиц Рис. 6 ома). При больших обратных напряжениях вентили включаются последовательно, но из-за несовпадения обратных ветвей ВАХ обратные напряжения на вентилях распределяются неравномерно. Для выравнивания обратных напряжений в маломощных выпрямителях вентили шунтируются резисторами, величина которых в несколько раз меньше обратного сопротивления вентиля. б)

а)

R g1

+ C1 ip

RS

RS

+

VD1

R g2

+ C2

VD2

ip

VD3

VD4

Rш1

iз

_

Rш2

Рис. 7

Если к закрытому тиристору приложить напряжение с большой скоростью нарастания, то через паразитную емкость закрытого центрального p-n-перехода начинает протекать ток ic = C

dU , . dt

который эквивалентен току управления и может вызвать самопроизвольное открывание тиристора, что приведет к аварийному режиму рабо8

dU предусматриваютdt ся защитные RC-цепочки, как показано на рис. 7, б. Конденсаторы С1 и С2 эффективно ограничивают скорость роста напряжения в динамических режимах и одновременно увеличивают ток тиристоров при их отпирании. На рис. 7, б штриховой линией показаны цепь заряда конденсаторов С1 и С2 через дополнительные диоды VD1 и VD2 . Сопротивления R ш1 и R ш2 служат для выравнивания обратных напряжений на тиристорах при их последовательном включении.

ты. В практических схемах для снижения

1.3. Биполярные транзисторы Рассмотрим особенности применения транзисторов только в режиме переключения. В отличие от тиристорных, ограниченно управляемых ключей, транзисторные являются полностью управляемыми и могут быть о т к р ы т ы м и или з а к р ы т ы м и по сигналам управления. В зависимости от тока базы биполярный транзистор находится или в режиме насыщения, или в режиме отсечки. Чем сильнее насыщен транзистор, тем меньше U кэ , но при этом накапливается большое количество неосновных носителей, которые задерживают выключение транзистора. Степень насыщения оценивается коэффициентом насыщения qнас =

iб iб max

> 1,

где i б max – максимальный ток базы в режиме насыщения. Графики временных процессов включения и выключения транзистора приведены на рис. 8, где tнар – время нарастания iк; tвыкл – время выключения транзистора; tрас – время рассасывания неосновных носителей; tсп – время спада iк. Отрицательный ток базы в момент выключения транзистора необходим для ускорения этого процесса. В мощных источниках используется параллельное включение транзисторов. Для безопасности работы необходимо включить в эмиттерные цепи транзисторов небольшие резисторы, выравнивающие токи коллекторов, как показано на рис. 9. 9

iб

к t iб

б

VT1

VT2

tсп

Rэ tвыкл

tнар

t

Rэ

э

Рис. 9

Рис. 8

В предельном режиме у биполярного транзистора возможен вторичный пробой, характеризующийся быстрым и неуправляемым ростом тока коллектора, что приводит к выходу транзистора из строя. 1.4. Полевые транзисторы Биполярные транзисторы сейчас используются в импульсной силовой технике все реже и реже. На смену им приходят полевые транзисторы (MOSFET) и комбинированные транзисторы (IGBT), имеющие несомненные преимущества. Основные преимущества полевого транзистора 1. Управление в полевом транзисторе осуществляется через затвор, который изолирован от силового p-n-перехода тонким слоем окисла. Поэтому у полевого транзистора не токовое, а потенциальное управление, т. е. он не потребляет мощности в управляющей цепи. 2. В полевом транзисторе отсутствуют неосновные носители, ограничивающие скорость переключения транзистора. 3. Рост температуры полевого транзистора приводит к уменьшению тока. В биполярном транзисторе повышение температуры ведет к увеличению тока и последующему выходу транзистора из строя. Поэтому можно включать параллельно несколько полевых транзисторов без выравнивающих резисторов. 4. В полевых транзисторах полностью отсутствует вторичный пробой. 10

Однако следует отметить, что полевой транзистор не является идеальным прибором. Недостатки полевого транзистора 1. Если напряжение сток-исток (Uси) меньше 250…300 В, то сопротивление полевого транзистора мало и составляет десятки миллиом. С повышением Uси происходит значительный рост сопротива)

с

б)

с

C VT R з

з

и

и Рис. 10

ления, что заставляет использовать параллельное включение транзисторов, т. е. работать “с недогрузкой”. 2. Не удается изготовить полевой транзистор, в котором отсутствовал бы паразитный биполярный транзистор, как показано на рис. 10, а. При быстром росте Uси импульс тока через емкость С может открыть биполярный транзистор, что приводит к аварийной работе схемы. Если замкнуть подложку и исток (рис. 10, б), то можно устранить влияние паразитного биполярного транзистора, но с при этом появляется паразитный антипаралСзс лельный диод с достаточно большим временем восстановления. Сси 3. В полевом транзисторе присутствуют з паразитные емкости, которые увеличивают время включения и выключения транзистора (рис. 11). Следует отметить, что это Сзи время значительно меньше времени и включения и выключения биполярного Рис. 11 транзистора. 11

В схеме Cвх = Cзи + (1 + K у ) × Cзи , т. е. наличие обратной связи при значительном коэффициенте усиления транзистора К у приводит к увеличению входной емкости С вх и увеличению времени включения и выключения. 1.5. Биполярные транзисторы с изолированным затвором В начале 1980-х гг. были разработаны биполярные транзисторы с изолированVT2 ным затвором (БТИЗ), заруR1 бежный аналог (IGBT), у кок iк2 торых удалось объединить iс VT положительные качества поiк1 з левых и биполярных транVT1 з зисторов. iк2 R2 Эквивалентная схема iн э БТИЗ приведена на рис. 12. Дополнительная структура э iэ из VT1 и VT2 образуют внутРис. 12 реннюю положительную обратную связь. Коэффициенты передачи тока эмиттера транзисторов соответственно равны β1 и β2. Тогда к

iк2 = iэ2β2 ; iк1 = iэ1 β1; iэ = iк1 + iб1 + iк2 − iб1 + iн = iк1 + iк2 + iн .

Таким образом, iн = iэ (1 − β1 − β2 ). Выражая iн полевого транзистора через крутизну S, получим ток силовой части БТИЗ: iэ =

SU зэ = S эквU зэ , 1 − β1 − β2

где S экв =

12

S 1 − (β1 + β 2 ) – эквивалентная крутизна БТИЗ.

При β1 + β2 ≈ 1 эквивалентная крутизна значительно превышает крутизну полевого транзистора. У БТИЗ значительно меньше сопротивление, чем у полевого транзистора во включенном состоянии, отсутствует вторичный пробой, однако присутствуют неосновные носители, которые замедляют переклюdU кэ , так dt как они имеют структуру p-n-p-n, похожую на структуру тиристора, и, следовательно, существует возможность “защелкивания” схемы через паразитные емкости, что приводит к аварийному режиму работы.

чение транзистора. В БТИЗ ограничена скорость нарастания

2. ВЫПРЯМИТЕЛИ 2.1. Назначение, структура и режимы работы выпрямителей Выпрямителями называют преобразователи переменного тока в постоянный ток. Они являются основным элементом устройств электропитания и в общем виде состоят из трансформатора, вентильного звена и сглаживающего фильтра. Нагрузкой выпрямителя являются либо непосредственно радиоустройство, либо стабилизатор напряжения или тока. Трансформатор преобразует напряжение сети переменного тока в напряжение, которое необходимо для питания радиоустройства; осуществляет гальваническую развязку нагрузки и питающей сети. Вентильное звено преобразует переменный ток в постоянный. Количество вентилей в звене зависит от схемы выпрямления. Сглаживающий фильтр ослабляет пульсации (переменную составляющую выпрямленного напряжения) на выходе вентильного звена, величина которых зависит от схемы и фазности выпрямителя. Этот фильтр является обычным фильтром нижних частот, ослабляющих гармоники пульсаций, и состоит чаще всего из индуктивностей и емкостей, соединенных по определенной схеме. Различают неуправляемые и управляемые выпрямители. В неуправляемых выпрямителях выходное напряжение обычно не регулируется. Для изменения выходного напряжение необходима установка переключателя вторичных обмоток трансформатора. В управляемых выпрямителях выходное напряжение регулируется электронным способом путем изменения режима работы выпрямителя. 13

По числу фаз выпрямители делятся на однофазные и многофазные (чаще всего трехфазные). По числу полупериодов входного напряжения одной фазы, в течение которых вентили находятся в проводящем состоянии, выпрямители делятся на однотактные (однополупериодные) и двухтактные (двухполупериодные). По виду нагрузки различают следующие режимы работы выпрямителя: на активную, емкостную и индуктивную нагрузки. Идеальная активная нагрузка относительно редка и характерна для цепей, не требующих ограничения переменной составляющей (например, источники питания зарядных устройств, релейных схем и т. д.) Характер нагрузки, как правило, определяется фильтром, следующим за вентильным звеном. Если фильтр начинается с достаточно большой емкости, то характер нагрузки емко стный . Если фильтр начинается с достаточно большой индуктивности, то характер нагрузки можно считать индуктивным . Вне зависимости от режима работы выпрямитель характеризуется выходными параметрами, параметрами работы вентиля и параметрами работы трансформатора. К выходным параметрам выпрямителя относятся: среднее значение выпрямленного тока, коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения (амплитуда первой гармоники напряжения пульсаций), частота первой гармоники, внешняя характеристика выпрямителя – зависимость выходного напряжения от сопротивления нагрузки при неизменном напряжении на входе выпрямителя. Перейдем к более подробному анализу работы отдельных звеньев выпрямителей. 2.2. Трансформаторы Трансформатором называется устройство, представляющее собой магнитопровод с обмотками, которое используется для преобразования напряжения переменного тока в напряжения, необходимые потребителю. Трансформаторы характеризуются следующими электрическими параметрами: - действующими значениями напряжения U1 и тока I1 в первичной обмотке; - действующими значениями напряжения U2 и тока I1 во вторичной обмотке; - полной мощностью первичной обмотки P1 = U1 × I1 ; 14

- полной мощностью вторичной обмотки P2 = U 2 × I 2 ; - габаритной мощностью трансформатора Pтр =

P1 + P2 ; 2

- коэффициентом использования первичной обмотки k1 =

Pн , P1 где Pн = Iн Uн;

- коэффициентом использования вторичной обмотки k2 =

Pн ; P2

- коэффициентом использования трансформатора. По конструкции трансформаторы разделяются на броневые, стержневые, кольцевые, однофазные и многофазные. В качестве материалов для магнитопровода используют электротехнические стали, ферриты и магнитодиэлектрики: альсиферы, карбонильное железо. На частотах от 50 Гц до 10 кГц используют электротехнические стали, на частотах от нескольких килогерц и выше – ферриты и магнитодиэлектрики. Верхняя частота материала ограничиB вается потерями на гистерезис и Br вихревые токи. Для уменьшения потерь на вихревые токи трансформатор из электротехнической стали набирается из тонких пласH тин (0,5 мм). Являясь полупроводниками, ферриты обладают сопроHc тивлением, превышающим сопротивление стали в 50 раз и более. Поэтому они могут применяться на Рис. 13 высоких частотах без существенных потерь на вихревые токи. При перемагничивании ферромагнетика зависимость B = f(H) описывается петлей гистерезиса. На рис. 13 показаны петли гистерезиса: пунктиром – частные петли гистерезиса и сплошной линией – предельная петля гистерезиса, при которой намагниченность сердечника достигает насыщения. На рис. 14 Н – напряженность 15

B

B

H

-Hc

-B's

Bs

B's

B'r

ωt

Br

B

Hc

H

-Bs

t

ωt

Рис. 14

Рис. 15

магнитного поля; В – магнитная индукция; Нс – коэрцитивная сила; Br – остаточная индукция. Потери на гистерезис однозначно связаны с петлей гистерезиса – чем больше площадь петли, тем больше потери. У определенного с учетом гистерезиса тока i(t) (рис. 14) нулевые значения сдвинуты в сторону опережения по сравнению с током, вычисленным по основной кривой намагничивания (показана пунктиром). Это означает, что первая гармоника тока запаздывает относительно напряжения уже не на 90o, а на меньший угол. Следовательно, в токе i(t) содержится активная составляющая и забираемая ее активная мощность покрывает потери на гистерезис. КПД трансформатора зависит от его мощности и составляет величину (0,75…0,99). Для снижения остаточной индукции в трансформатор вводят немагнитный зазор. На рис. 15 показано влияние зазора на петлю гистерезиса. Как видно, гистерезисный цикл без воздушного зазора – это линия: H–B's–Hc+B's+Hc. Преобразванный цикл магнитопровода с зазором: –B's–Hc+B's+Hc. При растяжении петли остаточная индукция становится равной В’r, что значительно меньше Вr. Недостатком данного метода является снижение магнитной проницаемости при введении зазора. Разработаны более эффективные методы снижения остаточной индукции без снижения магнитной проницаемости путем введения дополнительной размагничивающей обмотки (рекуперационной). 16

Работа трансформатора основана на явлениях взаимоиндукции и самоиндукции. При протекании переменного тока в первичной обмотке возникает переменный магнитный поток, который наводит в первичной и вторичной обмотке ЭДС Е1 и Е2, где E1 = eW1, E2 = eW2 . Тогда отношение E2 W2 = E1 W1 – коэффициент трансформации.

Если считать U1 = E1, a E2 = U2, то k тр =

U2 . U1

На рис. 16 показана работа трансформатора на холостом ходу и под нагрузкой. В режиме холостого хода вторичная обмотка разомкнута и E2 = U2 . Ток первичной обмотки I0 создает поток Ф, часть которого рассеивается по воздуху Ф, а часть создает рабочий поток Ф1. U1 = E1 + I 0 r1, Ф2

I0 U1

(1)

I0

Ф1 Е2

Е1

Ф

E2 = U 2

U1

Ф1 Е2

Е1

U2

Rн

Ф

Ф Ф1

I2

Ф1

Рис. 16

где U1 – напряжение источника питания; r1 – активное сопротивление обмотки. В режиме холостого хода отдаваемая трансформатором мощность равна нулю, а потребляемая мощность является мощностью потерь, ток мал по сравнению с номинальным током. Практически все потери в трансформаторе – это потери на вихревые токи и гистерезис. При нагрузке во вторичной обмотке под действием ЭДС Е2 возникает ток и в нагрузку передается энергия. Появление тока вызывает появление потока, который большей частью проходит по магнитопроводу. Замыкающийся по магнитопроводу поток направлен навстречу основному потоку, созданному в первичной 17

обмотке. Общий магнитный поток уменьшается, что приводит к уменьшению Е1 и нарушению равенства (1). Тогда ток нарастает до тех пор, пока равенство не будет выполняться. Равенство наступит при меньшей ЭДС Е1. С некоторым приближением можно считать рабочий магнитный поток неизменным при изменении тока вторичной обмотки. Для этого необходимо, чтобы намагничивающая магнитная сила I1W1 компенсировала бы размагничивающую силу I2W2 (пренебрегаем потоком холостого хода). Тогда I1W1 = I 2 W2 ,

I 2 W1 = . I1 W2

Поскольку напряжения в обмотках прямопропорциональны числу витков в обмотках: U 2 I1 = , U1 I 2

т. е. трансформатор является преобразователем напряжения, а не мощности. 2.3. Схемы выпрямления 2.3.1. Однотактные схемы выпрямителей Однотактный однофазный выпрямитель Пусть на входе выпрямителя действует гармоническое напряжение U 2 = U 2m cosωt.

(2)

Рассмотрим работу выпрямителя на активную нагрузку (рис. 17). Будем считать вентиль идеальным. В рассматриваемой схеме ток через вентиль и нагрузку существует лишь во время положительной полуU1 U2

VD U1

U2

ωt

Rн

Uн Iн

Iв Iн

Iн

Im

ωt

Рис. 17

18

волны входного напряжения U2. На нагрузке Rн будут выделяться импульсы тока, совпадающие по фазе и по форме с входным напряжением. Такой же вид имеет напряжение на нагрузке Uн. Выпрямленное напряжение, как и любая периодическая функция, может быть представлено рядом Фурье: U выпр = U н + U m1 cos(ωt ) + U m 2 cos(2ωt ) + ... + U mn cos(nωt ) + ... .

Тогда выражение для коэффициентов Фурье имеет вид:

+

Uн =

1 2π

=

π 2

+

π 2

1 ∫π U выпр d (ωt ) = 2π ∫π U m cos (ωt ) d (ωt ) =

−

−

2

1 U m sin (ωt ) 2π +

U mn =

2 2π +

=

2 π

π + 2

−

π 2

2

1 = U m = 0,318 U m , π

π 2

∫π U m cos (ωt )cos (nωt ) d (ωt ) =

−

2

π 2

∫ U m cos (ωt )cos (nωt ) d (ωt ) , 0

где Um – амплитуда импульса на нагрузке. Наибольшую величину имеет первая гармоника выпрямленного напряжения: Отношение U m1 U н называется коэффициентом пульсаций по основной гармонике Кп1: K п1 =

1,57U н = 1,57. Uн

Легко определить и амплитуду тока через вентиль при известном среднем значении выпрямленного тока: 19

Im Um = = π, отсюда I = πI . m н Iн Uн

Для расчета трансформатора необходимо знать действующее значение напряжения и тока вторичной обмотки: 1 I2 = 2π

2

π

π

∫ ( I m sin (ωt )) d (ωt ) = 2 I н = 1,57 I н = 0

U2 =

Im , 2

Um πUн = ≈ 2,22 ×Uн. 2 2

Мощность вторичной обмотки: P2 = U 2 I 2 = 3,49; U н I н = 3,49 Pн ,

а коэффициент использования вторичной обмотки составляет: K2 =

Pн = 0,28. P2

При проектировании силовых трансформаторов, работающих в рассматриваемой схеме, необходимо учитывать подмагничивание трансформатора постоянным током, протекающим во вторичной обмотке. На рис. 18 показано, как влияет подмагничивание на работу выпрямителя (пунктиром – предельная петля гистерезиса; сплошной линией – основная кривая намагничивания); В и В= – значения магнитных индукций от постоянного и переменного токов соответственно. В случае В = 0 сердечник далек от подмагничивания и потери на гистерезис определяются заштрихованной площадью. При наличии постоянного тока во вторичной обмотке ( B ≠ 0 ) форма тока в первичной обмотке далека от синусоидальной, потери на гистерезис увеличиваются; возрастают потери в первичной обмотке, так как увеличивается действующее значение тока из-за уменьшения индуктивности первичной обмотки трансформатора и насыщения сердечника. Заметим, что ток первичной обмотки не содержит постоянную составляющую, поэтому его действующее значение будет меньше, чем действующее значение тока вторичной обмотки при коэффициенте транс20

W1 формации W = I , где W1 и W2 – число витков первичной и вторичной 2

обмоток трансформатора. B

B BN

-BN

B=

ωt

I(H)

ωt

I1

I1

ωt

ωt

Рис. 18

Действующие значения тока и напряжения первичных обмоток можно рассчитать по формулам: I1 =

W1 W2

I 22 − I н2 =

W1 Iн W2 U1 =

(1,57 )2 − 1 = 1,21

W1 Iн , W2

W1 U2. W2

Габаритная мощность первичной обмотки: P1 = U1 I1 = =

W1 W U 2 ⋅ 1,21 ⋅ 1 I н = W2 W2

π U н ⋅ 1,21 ⋅ I н = 2,69 Pн . 2

Коэффициент использования первичной обмотки: 1 = 0,37. 2,69 Габаритная мощность трансформатора: K1 =

Pтр = 0,5 ( P1 + P2 ) = 3,09 Pн .

21

Коэффициент использования трансформатора:

K тр =

Pн = 0,325. Pтр

Приведенные расчетные соотношения являются примером общего подхода к расчету основных энергетических параметров различных схем выпрямления. Однотактный двухфазный выпрямитель В данной схеме (рис. 19) две фазы вторичной обмотки работают поочередно: в первый полупериод цепь выпрямленного тока замыкается через вентиль VD1, сопротивление нагрузки Rн и обмотку трансформатора; во второй полупериод ток замыкается через VD2, Rн и обмотку трансформатора. Вторичная обмотка в данной схеме двухфазная, за один VD1

U2 Rн

U2 U1

Iн Uн

ωt

Iв ,Iн Im

U2 VD2

ωt

Рис. 19

полупериод работает только одна фаза и один вентиль, поэтому схема однотактная. Если выполнить расчеты по методике расчета однофазной схемы, то можно получить следующие параметры схемы. Постоянная составляющая выпрямленного напряжения 2 U н = U m 0,636 U m . π Коэффициент пульсаций схемы Кп = 0,67. Действующее значение тока вентиля в каждой фазе вторичной обмотки π

2 I 1 I2 = I1m ⋅ sin (ωt )) d (ωt ) = 1m = 0,785I н . ( ∫ 2π 2 0

Действующее значение напряжения вторичной обмотки 22

U2 =

U m πU н = = 1,11U н . 2 2 2

Габаритная мощность вторичной обмотки P2 = mU 2 I 2 = 2 ⋅ 1,11 ⋅ U н ⋅ 0,785 I н = 1,74 Pн ,

где m – число фаз трансформатора. Коэффициент использования вторичной обмотки K2 =

P2 = 0,575. P1

Остальные параметры схемы имеют вид: I1 =

W1 I2 2 ; W2

U1 =

W1 U2 ; W2

Pтр = 1,48 Pн ;

K1 = 0,82 ;

P1 = 1,23 Pн ;

K тр =

1 = 0,675 . 1,48

Однотактный трехфазный выпрямитель Данная схема часто применяется в выпрямителях средней и большой мощности, что связано с широким использованием трехфазных сетей переменного тока. На рис. 20, а показана схема трехфазного выпрямителя, у которого две обмотки: первичная и вторичная соединены по схеме “звезда”. Ток протекает через вентиль каждой фазы в течение 1/3 а)

б) U I

II

I

II

III

III ωt

VD1

I

II

VD2

VD3

III Rн

Uн Um 2π/m

T

Uн ωt

Рис. 20

23

периода входного напряжения. Чередование работы вентилей соответствует порядку следования фаз вторичной цепи трансформатора. Выпрямленный ток, являющийся суммарным током всех поочередно действующих фаз выпрямителя, имеет форму, показанную на рис. 20, б. 2.3.2 Двухтактные схемы выпрямителей Двухтактный однофазный выпрямитель Эту схему (рис. 21) часто называют мостовой. В ней в течение одного полупериода выпрямленный ток протекает через вентиль VD2, сопротивление нагрузки Rн ,вентиль VD3 и обмотку трансформатора, а во второй – через VD4, Rн, VD1 и обмотку трансформатора. Временные диаграммы и большинство основных показателей такие же, как и в VD1 VD2 схеме двухфазного однотактного выпрямителя. Поскольку ток втоVD3 ричной обмотки не содержит поVD4 стоянной составляющей и полно_ + стью трансформируется в первичную обмотку, то без учета КПД Iн Rн Uн трансформатора справедливы соотношения: Рис. 21 P1 = P2 = Pтр = 1,23Pн ; K1 = K 2 = K тр = 0,82.

Двухтактный трехфазный выпрямитель (схема Ларионова) Представляет два последовательно включенных трехфазных выпрямителя, работающих на общую нагрузку (рис. 22). Ток через вентили катодной группы протекает тогда, когда в точках а, b, с действует положительная полуволна фазового напряжения, а ток через вентили анодной группы – при действии отрицательной полуволны. На графиках показаны токи и напряжения при работе указанных групп вентилей. Форма тока и напряжения приведена как результат суммирования этих графиков. Рассмотрим путь прохождения тока в момент, когда напряжение максимально в точке а и минимально в точке b. Ток протекает от точки а через вентиль VD5 по сопротивлению нагрузки Rн через вен24

U2 I

II

III

ωt

а VD1

VD4

b

VD2

с

VD3

VD5

Uн Um

VD6 Rн

Uн

ωt

2π/2m

Рис. 22

тиль VD2 к точке б и по обмоткам трансформатора к точке а. Во вторичной обмотке трансформатора ток через половину периода сети меняет направление. Поэтому подмагничивания трансформатора нет. Первичные обмотки трансформатора могут быть включены «звездой» и «треугольником», а вторичные – только «звездой». В двухтактных схемах выпрямления, а также в многофазных схемах увеличивается частота пульсаций Fп, что облегчает фильтрацию выпрямленного напряжения. Частота пульсаций равна частоте сети F , умноженной на произведение числа фаз на число тактов для всех схем выпрямления. Произведем сравнительную оценку схем выпрямления. Однополупериодная однофазная схема наиболее проста, но имеет максимальную габаритную мощность трансформатора, максимальный коэффициент пульсаций и высокое обратное напряжение на вентиль. Поэтому схема применяется в маломощных выпрямителях с П-образным сглаживающим фильтром, имеющим емкостную реакцию нагрузки. Двухполупериодная схема по сравнению с однофазной мостовой включает два вентиля. В ней трансформатор имеет большие габариты и большее число витков во вторичной обмотке, обратное напряжение на вентиль также больше. Несмотря на эти недостатки, в маломощных выпрямителях эта схема достаточно часто используется. Недостатком однофазной мостовой схемы является необходимость использования четырех вентилей. Из трехфазных схем наилучшими показателями обладает трехфазная мостовая схема. Поэтому она чаще всего используется. Необходимо отметить, что однофазные и двухфазные схемы, как правило, работают на 25

нагрузку емкостного характера, а трехфазные – на нагрузку индуктивного характера. 2.4. Работа выпрямителя на реактивную нагрузку. Схемы умножения напряжения Выпрямители с емкостной реакцией нагрузки Емкостная нагрузка в маломощных выпрямителях создается при использовании сглаживающего фильтра, начинающегося с конденсатора. Часто емкостная нагрузка имеет место лишь при холостом ходе выпрямителя в момент включения. При наличии нагрузки (Rн) в установившемся режиме работы происходит периодический заряд и разряд конденсатора фильтра. Рассмотрим работу двухфазной однотактной схемы выпрямления с емкостной реакцией нагрузки (рис. 23). При работе на активно-емкостную нагрузку диоды открываются в интервалы времени, когда напряжение на вторичной обмотке трансVD1 Сф Rн

U2

Iн

U

U2

Uс.ф

Uн ωt

U1 U2 VD2

I0

2θ

2π/m

I m0 ωt Рис. 23

форматора превышает напряжение на конденсаторе Сф. Обозначим этот интервал 20. Тогда в остальную часть периода ( 2π / m − 2θ ) конденсатор разряжается через сопротивление Rн, а напряжение Uс.ф запирает диоды. При малом выходном сопротивлении фазы выпрямителя напряжение на емкости практически повторяет собой участок синусоиды, а в остальное время напряжение изменяется по экспоненциальному закону. Величина импульса тока через вентиль значительно превышает ток через нагрузку. Все параметры схемы выпрямления являются функцией угла отсечки θ, и их расчет достаточно 26

сложен. Угол зависит от Rн и Сф, он уменьшается при увеличении Rн и Сф. Для упрощения расчета таких схем используется графоаналитический метод, позволяющий определить все параметры выпрямителя как функции угла отсечки или зависимых от него коэффициентов. При этом используются следующие допущения: 1. Выпрямленное напряжение равно напряжению на конденсаторе и неизменно во времени: Uн = Uс.ф = const. 2. Прямое сопротивление вентиля постоянно во время его работы. 3. Трансформатор обладает только активным сопротивлением. Эти допущения не приводят к большим ошибкам при расчете выпрямителей с небольшой выходной мощностью. При расчете выпрямителей с большой выходной мощностью нельзя пренебрегать индуктивностью рассеяния трансформатора, так как сильно усложняется расчет. Схемы выпрямления с умножением напряжения Схемы умножения являются схемами с емкостной реакцией нагрузки и позволяют получить напряжение, в несколько раз превышающее напряжение вторичной обмотки трансформатора. Расчет таких схем производится графоаналитическим методом. Простейшей и часто используемой является VD1

VD2 C1

U2 U c1 U c2

U c2

ωt

C2

U c1 Uн

_

Iн

2θ

+

Rн

Uн

ωt

Рис. 24

однофазная схема удвоения напряжения (рис. 24), в которой вентили открываются поочередно: при положительной полуволне входного напряжения через VD2 заряжается конденсатор С2, а при отрицательной через VD1 заряжается конденсатор С1. Конденсаторы С1 и С2 по отношению к нагрузке включены последовательно, и напряжения на них складываются (рис. 24). Эти конденсаторы разряжаются на нагрузку, причем частота пуль27

саций равна 2F. Мощность таких схем обычно не превышает 50 Вт. Данная схема является симметричной схемой умножения. Рассмотрим работу еще одной схемы умножения напряжения – несимметричной схемы учетверения напряжения (рис. 25). В первый полупериод, когда верхний конец C1 + C3 + вторичной обмотки имеет отрицательный потенциал, конденсатор С1 заряжается VD3 VD1 по цепи: обмотка, VD1, С1 VD4 VD2 до максимального напряже+ + ния на вторичной обмотке U. Во второй полупериод C2 Rн C4 заряжается конденсатор С2 по цепи: обмотка, С1, VD2, С2 до напряжения U + U. Рис. 25 В следующий полупериод происходит заряд С3 по цепи: обмотка, С2, VD3, С3, С1. И, наконец, в четвертый полупериод происходит заряд конденсатора С4 по цепи: обмотка, С1, С3, VD4, С4, С2 до напряжения 2U. В результате на нагрузке (на конденсаторах С2 и С4) получим напряжение 4U при большом сопротивлении нагрузки. Схема может работать только на высокоомную нагрузку и применяется в телевизионных приемниках для получения высокого напряжения питания второго анода кинескопа. Выпрямители с индуктивной реакцией нагрузки Индуктивная реакция нагрузки возникает при включении Rн через сглаживающий фильтр, начинающийся с дросселя. Рассмотрим работу однотактного однофазного выпрямителя на индуктивную нагрузку (рис. 26). В положительную полуволну напряжения, когда ЭДС вторичной обмотки нарастает, ток в нагрузке увеличивается значительно медленнее ЭДС. Это объясняется действием противоЭДС индукции, препятствующей росту тока, и, наоборот, при уменьшении ЭДС противоЭДС тормозит снижение тока в нагрузке. Увеличению тока в нагрузке препятствует процесс накопления энергии в магнитном поле индуктивности, а поддержанию тока при уменьшении ЭДС способствует процесс расходования накопленной энергии. Расчет схем с индуктивной нагрузкой усложняется; параметры схем ωLф . При уменьшении Rн и при условии являются функцией отношения Rн 28

Lф

U2 Um

VD U1

U2

ωt Rн

Iн

ωt

Рис. 26

постоянства величины пульсаций можно пропорционально уменьшить величину Lф в отличие от схем с емкостной нагрузкой, где при уменьшении Rн необходимо резко увеличивать Сф. Поэтому схемы с индуктивной нагрузкой целесообразно применять в мощных выпрямителях. 2.5. Управляемые выпрямители На практике достаточно часто необходимо регулировать выходное напряжение выпрямителя. В рассмотренных схемах такая регулировка может быть осуществлена ступенчато – переключением числа витков вторичной обмотки трансформатора и плавно – с помощью автотрансформатора. Подобная схема регулировки усложняет конструкцию выпрямителя. Управляемые схемы позволяют регулировать выходное напряжение с помощью электронной регулировки режимов управляемого вентиля (тиристора) без существенного изменения КПД. Рассмотрим принцип действия управляемого регулируемого выпрямителя на примере VD1 L1 двухфазной однотактной схемы (рис. 27). C R Она состоит из двух U2 VD3 Схема тиристоров, Г-образуправле ного фильтра и схемы ния управления. Фильтр выпрямителя начинаVD2 ется с дросселя L1,так как с помощью только одного конденсатоРис. 27 ра С1 невозможно 29

обеспечить необходимую фильтрацию выпрямленного напряжения. Для упрощения построения эпюр напряжений и токов сделаем следующие допущения: L1 = ∞ , rL1 = 0 , rпрVD = 0 , rтр = 0 . При большой индуктивности дросселя L1 ток через него практически не меняется за конечный интервал времени. Поэтому в момент, когда напряжение на аноде тиристора VD1 становится равным нулю (рис.28), в дросселе L1 возникает ЭДС самоиндукции, создающая на катоде тиристора отрицательное напряжение и препятствующая уменьшению тока через дроссель. Поэтому ток через VD1 будет существовать до момента ( π + α ), когда управляющий импульс схемы управления откроет тиристор VD2. С этого времени ток через L1 обеспечивает VD2 и при росте U возникает ЭДС самоиндукции противоположного знака, закрывающая тиристор VD1. Таким образом, когда угол, регулирующий момент открытия транзистора, α > 0 , тиристор проводит ток не только за время положительной полуволны на его аноде, но и части отрицательной, которая регулируется углом α . Интегрируя выпрямленное напряжение в пределах от α до ( π + α ), получим: U аб.ср =

1 π

π +α

∫ α

U 2 d ( ωt ) =

1 π

π +α

∫ U m sin (ωt ) d (ωt ) = α

Um ⋅ 2cosα. π

Анализируя полученное выражение, можно сделать вывод о том, что изменение α от нуля до π / 2 изменяет выпрямленное напряжение от максимального значения до нуля. Если включить в схему диод VD3 , как показано на рис. 27 , то можно улучшить регулировочную характеристику, т. е. сделать ее более мягкой. Тиристор открываетcя в момент времени α и остается открытым до момента ωt = π . В момент изменения полярности напряжения на аноде VD1 он закроется, а ЭДС самоиндукции, стремящаяся поддержать ток через L1, откроет VD3. Диод VD3 будет открыт до момента прихода управляющего импульса π + α , открывающего тиристор VD2. Затем процесс повторяется. Интегрируя выпрямленное напряжение в пределах от 0 до π , получим U аб.ср =

30

Um (1 + cosα ). π

U2 π

0

α

2π

π+α

ωt

Uаб

ωt

α

Iн VD1

VD2

VD1

VD2

VD1

VD2

VD1 ωt

Uаб

ωt

IVD1 IVD2 I VD3

ωt ωt

Iн

ωt

Рис. 28

Таким образом, выходное напряжение будет изменяться от U аб.ср.max до 0 при изменении α от 0 до π, т. е. обеспечивается более плавная регулировочная характеристика. Для питания схем, потребляющих большую мощность, используются многофазные регулируемые выпрямители. 31

3. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ 3.1. Общие сведения о фильтрах Напряжение на выходе выпрямителя является пульсирующим, т. е. содержит кроме постоянной составляющей переменную составляющую. Непосредственное питание аппаратуры от выпрямителя без использования фильтров применяется редко и только там, где нагрузка выпрямителя не чувствительна к переменной составляющей выпрямленного напряжения (зарядка аккумуляторов, питание цепей сигнализации, электродвигателей и т. п.). При питании радиоаппаратуры пульсации резко ухудшают, а чаще всего вообще нарушают работу радиоустройств. Часто величина пульсаций не должна превышать сотых и даже тысячных долей процента от выпрямленного напряжения (в усилителях звуковой частоты, высокостабильных автогенераторах и т. п.). Для уменьшения переменной составляющей выпрямленного напряжения применяются сглаживающие фильтры. Способность фильтра уменьшать пульсации оценивается коэффициентом сглаживания Kc =

K п.вх , К п.н

где Кп.вх и Кп.н – коэффициенты пульсаций соответственно на входе и выходе фильтра. Кроме основного требования – сглаживания пульсаций – к фильтру предъявляются следующие требования: – потери мощности в фильтрах должны быть минимальными; – фильтры должны иметь минимальные габариты и вес. Сглаживающие фильтры подразделяются на простейшие (состоящие либо из одной индуктивности, либо одной емкости) и сложные (LC, RC, однозвенные, многозвенные, резонансные, компенсационные и др.), а также активные (электронные). 3.2. Простейшие сглаживающие фильтры Рассмотрим сглаживающее действие индуктивного фильтра, состоящего из индуктивности Lф, включенной последовательно с нагрузкой (рис. 29, а). Для получения высокого коэффициента пульсаций величина индуктивности фильтра Lф выбирается такой, чтобы его сопротивление на частоте первой гармоники пульсаций (а она имеет максимальную амплитуду, частота которой равна частоте питающей сети ωс), было бы значительно больше сопротивления нагрузки: 32

а)

б)

Lф

Rф

Сф

Uвх

U вх

Rн

в)

Сф

Rн

г) Lф

Lф U вх С ф2

С ф1

Rн

U вх

д)

Сф1

Rн

С ф2

е) L''ф VT1

U вх

U вх

Rн

L'ф

R1

R2

Rн

С1 Сф

Рис. 29

X Lф = m ωc Lф >> Rн ,

где m определяется как произведение числа фаз на число тактов схемы выпрямления. Амплитуда первой гармоники пульсаций на выходе фильтра определяется выражением: U m1 вых =

U m1 вх ⋅ Rн Rн2

(

+ mωc Lф

)

2

.

Тогда коэффициент сглаживания определяется по формуле: 33

U K c = m1вх = U m1вых

(

Rн2 + mωc Lф Rн

)

2

≈

mω c Lф Rн

.

Зная необходимый коэффициент сглаживания, можно определить величину индуктивности дросселя: Lф =

Rн mω c

K c2 − 1 ≈

Rн K c . mω c

К достоинствам фильтра следует отнести простоту схемы, небольшие потери мощности в фильтре и незначительную зависимость выходного напряжения от сопротивления нагрузки. Недостатки фильтра: 1. Большая ЭДС самоиндукции фильтра при резком изменении нагрузки. Поэтому в мощных выпрямителях рекомендуется параллельно дросселю включать разрядники, срабатывающие тогда, когда напряжение на дросселе превысит определенный предел. 2. Непостоянство сглаживающего действия фильтра при изменении сопротивления нагрузки. Постоянный ток нагрузки, протекающий через дроссель, уменьшает значение магнитной проницаемости и, следовательно, индуктивности дросселя. При этом сглаживающее действие фильтра уменьшается. Для уменьшения подмагничивающего поля сердечник дросселя имеет воздушный зазор. Емкостный фильтр состоит из конденсатора Сф, устанавливаемого параллельно нагрузке. Коэффициент сглаживания такого фильтра может быть определен в результате графоаналитического расчета. Однако можно привести более простые рассужU сф ∆ U вых дения, позволяющие определить коэффициент сглаживания на выходе фильтра. При T работе выпрямителя на емкоUн стную нагрузку время заряда конденсатора Сф значительно меньше периода первой гармоники пульсаций. Большую t τ=R н Cф часть времени конденсатор Рис. 30 Сф разряжается через сопро34

тивление нагрузки с постоянной времени RнСф по экспоненте (рис. 30). Пренебрегая временем заряда конденсатора, можно считать: Tразр ≈ T =

1 mFc .

При небольшой величине пульсаций, если можно считать начальный участок экспоненты линейным: ∆U вых T ≈ . Uн τ

Коэффициент сглаживания пульсаций на выходе фильтра определяется по формуле:

K п.н

1 ∆U вых 1 . = 2 = 2mFc RнCф Uн

Зная из технического задания Кп.н, можно определить величину емкости фильтра: Сф ≥

106 , мкФ. 2mFc Rн K п.н

Емкостный фильтр имеет ряд существенных недостатков: – большую величину зарядного тока и, следовательно, большую амплитуду тока через вентиль; – значительное увеличение обратного напряжения на вентиле. 3.3. Сложные фильтры Недостатки простейших фильтров в значительной мере устраняются в Г-образном LC-фильтре. Для эффективного сглаживания пульсаций таким фильтром (см. рис. 29, а) необходимо, чтобы выполнялись условия: X Cф =

1 << R н , mωcCф

1 << mωc Lф = X Lф . mωcCф

Коэффициент сглаживания может быть найден из соотношения: 35

Kc =

Z = Z′

mωc Lф −

1 mω c C

1 mωcCф

= m 2ωc2 LфCф − 1.

При выборе параметров LC-фильтра необходимо выполнить следующие требования: 1. Собственная резонансная частота фильтра должна быть ниже частоты пульсаций: ωф =

1 . Lф Сф

2. При малом выходном напряжении целесообразно выбирать Сф по возможности большей, уменьшая величину Lф. В выпрямителях малой мощности иногда применяются Г-образные RC-фильтры (см. рис. 29, б), т. е., когда активные потери на сопротивлении Rф не играют существенной роли. Коэффициент сглаживания фильтра определяется выражением: Kc =

(mωc RфCф )

2

+ 1 ≈ mωc RфСф .

Тогда величина Сф может быть найдена по формуле: Сф ≈

К с106 , mωc Rф мкФ.

Величина Rф выбирается из условия потребления небольшой мощности: I н Rф = (0,1...0,2 )U н .

Сглаживающее действие П-образного LC-фильтра (см. рис. 29, в) можно представить как совместное действие двух звеньев фильтра Сф и LCф. Коэффициент сглаживания такого фильтра K c П = K cC ⋅ K c LC ,

где K cС и Kc LC – коэффициенты сглаживания каждого из звеньев. 36

Более эффективными являются резонансные фильтры (см. рис. 29, г). В таких фильтрах контур, состоящий из Lф и Сф, настраивается на частоту первой гармоники пульсаций. Коэффициент сглаживания фильтра в 3–4 раза больше, чем у Г-образного фильтра. Недостатками резонансных фильтров являются: необходимость настройки на первую гармонику пульсаций, худшая фильтрация высокочастотных гармоник и зависимость Кс от тока нагрузки, влияющего на подмагничивание сердечника Lф, а следовательно, и на величину Lф. Сглаживающий фильтр с компенсационной обмоткой (см. рис. 29, д) обеспечивает лучшее сглаживание пульсаций, чем обычные LC-фильтры за счет компенсации пульсаций с помощью своеобразной отрицательной обратной связи. Полной компенсации достичь не удается, так как нельзя получить сдвига фаз точно на 180о между напряжениями в основной и компенсационной обмотках дросселя. Такой фильтр целесообразно использовать при больших токах нагрузки, когда дроссель сложно выполнить с большой индуктивностью. На рис. 29, е приведена схема активного фильтра на транзисторе. Транзистор VT1 включен по схеме эмиттерного повторителя. Ввиду большого входного сопротивления эмиттерного повторителя сопротивления R1 и R2 могут выбираться достаточно большими (значительно больше Rн), что позволяет при высоком Кс использовать небольшие по величине емкости. Транзистор VT1 должен быть выбран по мощности в соответствии с Рдоп = Uкэ Iн. Напряжение Uкэ должно выбираться больше, чем амплитуда пульсаций на входе фильтра, в противном случае транзистор войдет в насыщение. 4. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА Современная электронная аппаратура предъявляет жесткие требования как к постоянству питающих напряжений, так и к величине их пульсаций. Нормальная работа многих электронных устройств возможна лишь, когда токи и напряжения питания поддерживаются с точностью до (0,001…1)% и меньше, а величина пульсаций, питающих напряжений, не превышает (0,001…1)%. Например, напряжение питания клистронных генераторов должно поддерживаться с точностью до 0,1%. Ток в фокусирующих катушках телевизионной аппаратуры должен стабилизироваться в пределах (0,5…1)%. Еще более жесткие требования предъявляются к питанию аналого-цифровых преобразователей, цифроаналоговых преобразователей и измерительной аппаратуры (менее 37

0,001%). Факторами, влияющими на изменение выходного напряжения выпрямителя, являются: колебание напряжения промышленной сети (+10%) и изменение нагрузки выпрямителя. Для получения высокостабильных напряжений и токов используются стабилизаторы напряжения и тока. Стабилизатор должен обеспечивать постоянство напряжения (тока) при изменении в широких пределах температуры, влажности, давления и частоты колебаний входного напряжения. В зависимости от вида входного напряжения стабилизаторы делятся на стабилизаторы постоянного напряжения (тока) и стабилизаторы переменного напряжения (тока). По принципу работы стабилизаторы можно разделить на параметрические и автокомпенсационные. В параметрических стабилизаторах стабилизация обеспечивается за счет стабилизирующей вольтамперной характеристики (ВАХ) используемого элемента, т. е. слабой зависимости напряжения от тока или тока от напряжения на рабочем участке ВАХ нелинейного элемента. Автокомпенсационные стабилизаторы напряжения (тока) представляют собой замкнутую систему автоматического регулирования с отрицательной обратной связью (ОС). Стабилизация обеспечивается изменением режима управляемого прибора (регулирующего элемента) при воздействии на него сигнала ОС. 4.1. Основные параметры стабилизаторов Качество работы стабилизаторов характеризуют их основные параметры. Для стабилизаторов напряжения Коэффициент стабилизации по входному напряжению: K ст =

∆U 0 U 0 ∆U 0 U н = ⋅ , ∆U н U н ∆U н U 0

где ∆U 0 и ∆Uн – приращения входного и выходного (на нагрузке) напряжений при постоянном сопротивлении нагрузки; U0,Uн – номинальные значения входного и выходного напряжений стабилизатора. Второй член формулы необходим для нормализации выражения, так как без него любой делитель напряжения можно считать стабилизатором. Внутреннее сопротивление стабилизатора: ri =

38

∆U н , ∆I н

где ∆U н и ∆I н – приращения напряжения на нагрузке и тока через нее при изменении сопротивления нагрузки и постоянном входном напряжении U0 = const. Эти параметры характеризуют стабилизирующие свойства стабилизатора при изменении соответственно входног

39